CN102104324A - 交错式无桥功率因子修正器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交错式无桥功率因子修正器及控制方法，该交错式无桥功率因子修正器包含了交流输入电源、两个输入电感、四颗主动组件、两颗被动组件及输出电容及输出电阻，其中该四颗主动组件串接为全桥的形式，并分为不同驱动相位的控制开关及整流开关，而该二颗被动组件主要作用为导引电流的流向；另外该交错式无桥功率因子修正器可连接控制讯号处理器及控制电路，可输出互补开关讯号来控制交错式无桥功率因子修正器，以达到输出、入涟波抵消及倍频的目的。

Description

交错式无桥功率因子修正器及控制方法

技术领域

本发明关于一种交错式无桥功率因子修正器及控制方法，特别是指能提供低损失、高功率密度的功率因子修正器及其控制方法，可普遍应用于各类电源应用产品，特别是体积受限需要高功率转换密度及中、高功率输出的应用。

背景技术

传统的交流对直流电源转换器(AC to DC Converter)，包含整流及直流电源转换器，如图1所示，整流一般利用四颗二极管接成桥式的型式来达成，也就是桥式整流器，而直流转换器的部份为了达到高功率因子并降低总谐波失真率(THD)，升压型的转换器(Boost Converter)是最常见的应用。随着一些新应用的需求，并满足相关电源质量及效能要求的规范，各式电源架构(topologies)及控制方法相继被提出，其中无桥式功率因子修正器(Bridgeless PFC)及交错式功率因子修正器(Interleaved PFC)，是最典型的代表，无桥式功率因子修正器，顾名思义其将传统电源架构中由二极管组成的桥式整流器省略，更精确的描述是利用两只主动开关(POWERMOSFET，IGBT，BJT)取代原本桥式整流器中的两颗低端(Low Side)二极管，并且利用和输入交流电源串接的电感组成一升压转换器，如图2A所示，另一种无桥式功率因子修正器，则是将桥式整流器的一组上下臂用主动开关来取代，如图2B所示，右侧上下臂二极管决定电流的流向，而左侧上下臂主动开关和输入电感构成升压转换器，如前所述此升压架构的目地是为了达成高功因子及低谐波失真的要求，利用回授控制的技巧并适当的切换主动开关，将可以达到和传统架构一样的效果，且因为利用主动开关取代了被动开关(二极管)，所以电源转换过程中因为二极管顺向电压降(forwardvoltage drop)所以造成的损失将被主动关关的导通损失(Conduction loss)所取代，在绝大多数的应用中主动开关的导通损耗将远小于二极管的损耗，因此无桥式功率因子修正器是着眼于改善电源转换效率而衍生出的电路形式。

另一种被提出的架构是交错式功率因子修正器，如图3所示，相对于无桥式功率因子修正器，此种电源架构就更加引人注目，交错式切换的技巧已广泛应用于高功率密度的直流对直流电源转换器中，例如个人计算机中央处理器(CPU)所使用的VRM电源，及高功率应用的通讯电源，所谓交错式是将一个以上的电源转换器并联在一起，并且将每一组电源转换器的切换频率同步并且各自产生相位延迟，延迟的角度由并联的数量决定(Phase Delay为360/N，N代表转换器的数量)，因为切换讯号的相互交错，这将会使得输出、输入的总电流产生抵销(Cancellation)的作用，如此电流涟波将会随着并联数量的增加而减少，并且达到倍频的作用，这将有利于输出滤波器及前端EMI滤波器的设计及体积的缩小，同时功率分散于N组转换器中也将有助于散热及效率的提升，交错式功率因子修正器也是利用这样的原理，将两组以上的升压转换器并联在一起，并且利用回授控制的技巧达到高功率因子的电源转换。

由此可见，不论是无桥式功率因子修正器或是交错式功率因子修正器，皆有不同之优点及应用领域，因此若能够结合两者的优点，来达到转换电路应用最大化，使其具有能提供低损失及高功率密度功能的功率因子修正器，并可普遍应用于各类电源应用产品，即为目前相关产业界亟思解决的课题。

发明内容

本发明的目的即在于提供一种交错式无桥功率因子修正器及控制方法，为了能达到同时结合了上述两种功率因子修正器的优点而衍生出的崭新电路架构，除了具有无桥式功率因子修正器减少被动开关的损耗外，也利用交错式切换的技巧来降低输出入电流涟波的大小，并且增加涟波频率来优化滤波器的设计，以此提升整体转换效率及功率密度。

达成上述发明目的的交错式无桥功率因子修正器及控制方法，该交错式无桥功率因子修正器包含了交流输入电源、输入电感(L₁、L₂)、四颗主动组件(Q₁～Q₄)、两颗被动组件(D₁、D₂)及输出电容(C_O)及输出电阻(R_L)，其中该四颗主动组件串接为全桥的形式，并分为不同驱动相位的两组开关，其中一组控制开关直接受控于控制电路，而另一组则为整流开关，而该交流输入电源一端与输入电感耦接，而另一端耦接于第一被动组件及第二被动组件之间，另外该被动组件，会与一组控制开关、一组整流开关、输出电容及输出电阻进行并联，而该二颗被动组件主要作用为导引电流的流向；

该交错式无桥功率因子修正器可连接控制讯号处理器及控制电路，而该控制讯号处理器包含了输出电压衰减器、输入电压衰减器、绝对值电路、比较器、比例积分电路、相乘电路，其中该输出电压衰减器与交错式无桥功率因子修正器及比较器耦接，可将输出的高压转换为较低的电压，以便于控制电路之电路讯号的处理，并将此回授信号和精密的基准电压参考准位(命令)做比较，得到控制电路的电压误差量，并且经由比例积分(Proportional-Integral)电路的运算得到电压回路的控制量，此讯号将和输入电源的衰减量相乘得到输入电流控制电路的电流参考准位(命令)，而输入电流的回授量则是经由电流传感器，再经过K_i(衰减器)的衰减及绝对值电路的转换负半周所得到，将此输入电流回授量，和电流参考准位做比较得到电流的误差量，此误差量同样的经由比例积分电路的运算，得到最后输出的控制量，此控制量决定了输出驱动讯号的工作周期(duty cycle)；

由于控制电路将产生两组相位移180度的控制开关驱动讯号，因此由两组比较器及相移180度的三角波来当作脉波宽度调变器(Pulse Width Modulator)，因此输出控制量经过此脉波宽度调变器后，得到两组控制开关驱动讯号，再经由一个互次或门电路(XOR)并搭配换相讯号，来确保输入负半周时控制开关及整流开关的互换，最后将此讯号再经过反相器得到对应的互补开关讯号。

本发明所提供的交错式无桥功率因子修正器及控制方法，与其它现有技术相互比较时，更具备下列优点：

1.本发明的交错式无桥功率因子修正器及控制方法，省略了前级桥式整流器来达到能量转换过程中切换损失的有效降低，因此可以达到高转换效率的目的。

2.本发明的交错式无桥功率因子修正器及控制方法，可以达到输出、入涟波抵销及倍频的作用，因此输入电感及输出电容可以选择体积较小的组件，更进一步达到提升功率密度的目的。

3.本发明的交错式无桥功率因子修正器及控制方法，可以依据功率需求衍生为多相的应用，另外本发明也可达到低共模噪声的目的，并且不用特别选择特定二极管，因此可以选用更常用且低价的二极管，而共模噪声则可以经由输入共模电感(多相的应用将输入电感使用同一颗铁心，并且连接为共模电感的型态)的滤除，并且若电路操作在高功率的应用电路必定为连续导通模式，因此电源跳动(Power bounce)造成共模噪声的问题将不存在。

附图说明

请参阅以下有关本发明较佳实施例的详细说明及其附图，将可进一步了解本发明的技术内容及其目的功效；有关该实施例的附图为：

图1为现有的功率因子修正器电路示意图；

图2A-B为现有的无桥式功率因子修正器示意图；

图3为现有的交错式功率因子修正器示意图；

图4为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的平均电流控制电路架构图；

图5为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的临界导通控制电路架构图；

图6为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的交错式无桥功率因子修正器的实施例示意图；

图7A为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的输入正半周等效电路实施例示意图；

图7B为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的输入负半周等效电路实施例示意图；

图8A为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的输入正半周D＜50％时波形示意图；

图8B为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的输入正半周D＞50％时波形示意图；

图9为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的多相交错式无桥功率因子修正器实施例示意图；

图10为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的平均电流控制电路实施例示意图；

图11为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的电感电流i_L1、i_L2输入电流i_ac的示意波形图；以及

图12为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的临界导通控制电路实施例示意图；

附图说明：1、交错式无桥功率因子修正器；2、控制讯号处理器；21、输出电压衰减器；22、比较器；221、比较器；222、比较器；23、比例积分电路；231、比例积分电路；232、比例积分电路；24、相乘电路；25、绝对值电路；251、绝对值电路；252、绝对值电路；26、输入电压衰减器；27、电流传感器；28、衰减器；3、控制电路。

具体实施方式

请参阅图4及图10为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的平均电流控制电路架构图及实施例示意图，如图4中所示，其中包括：

交错式无桥功率因子修正器1，与控制讯号处理器2及控制电路3耦接，由图6中可知，该交错式无桥功率因子修正器1包含了交流输入电源、输入电感(L₁、L₂)、四颗主动组件(Q₁～Q₄)、两颗被动组件(D₁、D₂)及输出电容(C_O)及输出电阻(R_L)；

控制讯号处理器2，包含了输出电压衰减器21、比较器221，222、比例积分电路231，232、相乘电路24、绝对值电路251，252、输入电压衰减器26、电流传感器27及衰减器28，其中该输入电压衰减器26及电流传感器27与交错式无桥功率因子修正器耦接，而该输入电压衰减器26及电流传感器27分别耦接至绝对值电路251及衰减器28，而该输出电压衰减器21与交错式无桥功率因子修正器1及比较器221耦接，可将输出的高压转换为较低准位的直流电压值，以便于控制电路3的电路讯号的处理，并通过比较器221将此回授信号和精密的基准电压参考准位(命令)做比较，得到电压误差量，再经由比例积分电路231的运算得到电压回路的控制量，此讯号将和输入电源的参考值相乘(通过相乘电路24)得到输入电流控制电路的电流参考准位(命令)，其中输入电源的参考值是经由输入电压衰减器26及绝对值电路251来得到，而输入电流的回授则是经由电流传感器27，再经过衰减器28的衰减及绝对值电路的252转换负半周所得到，将此输入电流回授量至比较器222，并与输入电流控制电路的电流参考准位做比较来得到电流的误差量，此误差量同样的经由比例积分电路232的运算，得到最后输出至控制电路3的输出控制量，此控制量决定了输出驱动讯号的工作周期(duty cycle)；

控制电路3，与交错式无桥功率因子修正器1及控制讯号处理器2耦接，由于控制电路3将决定两组相位移180度的控制开关驱动讯号，因此由两组比较器及相移180的三角波，来当作脉波宽度调变器(Pulse Width Modulator)，而输出控制量经过此脉波宽度调变器后，得到两组控制开关驱动讯号，再经由一个互次或门电路(XOR)并搭配换相讯号，来确保输入负半周时控制开关及整流开关的互换，最后将此讯号再经过反相器得到对应的互补开关讯号(实施例示意图请参考图10)；另外由图11中可知，为电感电流i_L1、i_L2输入电流i_ac的示意波形图，为便于波形的绘制，我们将duty视为固定，由示意的波形可以得知，输入电流将和输入电压波形同相，得到高功因子低谐波失真的电源转换。

请参阅图5及图12为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的临界导通控制电路架构图及实施例示意图，如图5中所示，其中包括交错式无桥功率因子修正器1、控制讯号处理器2、控制电路3，其中该控制讯号处理器2包含了输出电压衰减器21、比较器22、比例积分电路23、相乘电路24、绝对值电路25、输入电压衰减器26，而该输入电压衰减器26与交错式无桥功率因子修正器1及绝对值电路25耦接，另外该输出电压衰减器21与交错式无桥功率因子修正器1及比较器22耦接，因此输出电压将经由输出电压衰减器21，得到等比例的电压回授量，并且和精密的基准电压，作比较后得到电压的误差量，此误差量经由比例积分电路23的运算，得到电压回路的输出量，并且再和输入电压衰减量相乘，而得到电流的比较讯号(为输入电流控制电路的电流参考准位，来决定输出驱动讯号的工作周期)；

请参阅图12所示，当输入正半周时，换相讯号为0，若控制电路开始启动，此时启动电路输出2组相位差180度的脉冲讯号，将相继使得SR正反器输出为高准位，所以Q₂、Q₄亦将相继导通，此时电感上的电流将随输入电压的大小及时间逐渐上升，直到电感电流的回授讯号Z₁、Z₂大于电流比较讯号，此时对应的SR正反器输出将被清除为零，因此Q₂、Q₄将分别被关闭，Q₁、Q₃随即被导通，而此时因电感跨压为负，所以电感电流随时间下降，当电感电流小于零时，ZCD输出为高准位，如此将启动下一个切换周期，如此周而复始达到整个系统的控制。

请参阅图6为本发明交错式无桥功率因子修正器及控制方法的交错式无桥功率因子修正器的实施例示意图，如图6中所示，交错式无桥功率因子修正器其中包含：

交流输入电源，其中一端与输入电感L₁、L₂耦接，而另一端耦接于第一被动组件D₁及第二被动组件D₂之间；

输入电感，包含有第一输入电感L₁及第二输入电感L₂，其中该第一输入电感L₁一端耦接于第一主动组件Q₁及第二主动组件Q₂之间，而该第二输入电感L₂则耦接于第三主动组件Q3及第四主动组件Q₄之间；

主动组件，包含有第一主动组件Q₁、第二主动组件Q₂、第三主动组件Q₃及第四主动组件Q₄，其中该四颗主动组件Q₁～Q₄串接为全桥的形式，并分为不同驱动相位的两组开关，其中一组控制开关直接受控于控制电路，而另一组则为整流开关；

被动组件，包含有第一被动组件D₁、第二被动组件D₂，该第一被动组件D₁的阴极耦接于第二被动组件D₂的阳极，并且两相连接的被动组件D₁、D₂会与一组控制开关、一组整流开关、输出电容C_O及输出电阻R_L进行并联，而该二颗被动组件D₁、D₂主要作用为导引电流的流向；

而该Q₁～Q₄为主动开关，依据输出功率的等级来选择适当的半导体组件，经由控制电路3输出驱动讯号来进行开启或关闭，其中该Q₁～Q₄串接为全桥的形式，Q₁、Q₂及Q₃、Q₄为不同驱动相位的两组开关，此两组开关相互延迟180度，同一组开关中为互补动作，也就是当Q₂导通时Q₁截止，且在同一个半周中，有一组控制开关直接受控于控制电路，而互补的另一组为整流开关，当输入正半周时Q₂、Q₄为控制开关，Q₁、Q₃为整流开关，输入负半周时Q₁、Q₃为控制开关，Q₂、Q₄为整流开关；

因此当输入电源V_ac正半周时，如图7A所示，D₂和D₁的共接点连接到输入电源的负端，此时若输入电流大于零，则此电流将使得D₂顺偏导通并导引回输入电源负端，而D₁将因为D₂的导通使得其因而逆偏截止，同理当输入电源负半周时，如图7B所示(输入电源Vac负半周时的电路，此时电感连接到电源负端因此将由Q₁、Q₃控制电感的储能时间，而Q₂、Q₄当作整流路径的开关)，D₁顺偏导通D₂逆偏截止，因此不论输入电源正半周亦或负半周，电路都可以等效为两组同步整流型式的升压转换器；

首先我们先就输入正半周时的电路状态及其对应的波形来做说明，为了分析方便起见我们必需假设切换的频率(＞16Khz)远大于输入电源频率(50～60HZ)，此假设在现实的应用中是成立的，有了这个假设之后虽然输入为正负交变的弦波电源，但在一个切换周期中输入电源可视为定值，当Q₂导通时输入电源经由Q₂及D₂对电感L₁储能，此时Q₂为控制开关，由控制电路决定L₁储能的时间，当Q₂受控制电路的作用而截止，为了确保Q₁的导通不会因为Q₂的截止延迟而造成输出短路，因此Q₁必需延后一小段时间导通，此段时间我们称之为死区(dead time)，这段时间因为L₁能量的连续性，Q₁的背接二极管将会导通，并且将L₁的能量对负载释放，因为Q₁导通前背接二极管已先导通，所以Q₁将操作在零电压导通的状态，如此切换损失将可以大幅减小，同理Q₃、Q₄的动作也和Q₁、Q₂相同，只是相位滞后180度，由如图8A及图8B所对应的波形中可知，i_L1、i_L2的波形因为相位的延迟，产生波形相加时的抵消(cancellation)作用，因此可以得到较小的输入涟波电流，且其频率加倍，而输出电流因为相位及流过整流开关(Q₁、Q₃)电流的不连续，可以分为2种状态，当Duty cycle＜50％时输出涟波因为流过整流开关电流抵消的作用振幅减小且频率加倍，而Duty cycle＞50％时振幅不变但频率加倍，因此虽然Duty cycle＞50％没有产生抵消的作用，但因为频率加倍仍然有利于输出滤波器的设计；另外基于相同的原理，如此的电路架构可以拓展到N相的应用，如图9所示，每一组讯号延迟相位为360度÷N(N代表开关的总组数)。

上列详细说明是针对本发明的可行实施例之具体说明，该实施例并非用以限制本发明的专利范围，凡未脱离本发明的等效实施或变更，均应包含于本发明的专利范围中。

Claims (6)

1.一种交错式无桥功率因子修正器，其特征在于：包含：

交流输入电源，其中一端与输入电感耦接，而另一端耦接于第一被动组件及第二被动组件之间；

输入电感，包含有第一输入电感及第二输入电感，其中该第一输入电感一端耦接于第一主动组件及第二主动组件之间，而该第二输入电感则耦接于第三主动组件及第四主动组件之间；

主动组件，包含有第一主动组件、第二主动组件、第三主动组件及第四主动组件，其中该四颗主动组件串接为全桥的形式，并分为不同驱动相位的两组开关，其中一组控制开关直接受控于控制电路，而另一组则为整流开关；

被动组件，包含有第一被动组件、第二被动组件，该第一被动组件的阴极耦接于第二被动组件的阳极，并且两相连接的被动组件会与一组控制开关、一组整流开关、输出电容及输出电阻进行并联，而该二颗被动组件主要作用为导引电流的流向。

2.如权利要求1所述的交错式无桥功率因子修正器，其特征在于：所述不同驱动相位的两组开关再连接n组开关，而每一组讯号延迟相位为360度÷(n+2)。

3.如权利要求1所述的交错式无桥功率因子修正器，其特征在于：所述交错式无桥功率因子修正器连接控制讯号处理器及控制电路。

4.如权利要求3所述的交错式无桥功率因子修正器，其特征在于：所述控制讯号处理器，输出输出控制量，来决定输出驱动讯号的工作周期。

5.如权利要求3所述的交错式无桥功率因子修正器，其特征在于：所述控制电路与交错式无桥功率因子修正器及控制讯号处理器耦接，而该控制电路得到两组控制开关驱动讯号，并再经由一个互次或门电路并搭配换相讯号，来确保输入负半周时控制开关及整流开关的互换，最后将此讯号再经过反相器得到对应的互补开关讯号。

6.一种交错式无桥功率因子修正器控制方法，其特征在于：所述控制方法包括以下步骤：

(1)控制讯号处理器输出输出控制量至控制电路中，而输出控制量进入控制电路后，得到两组控制开关驱动讯号，再经由一个互次或门电路并搭配换相讯号，来确保输入负半周时控制开关及整流开关的互换，最后将此讯号再经过反相器得到对应的互补开关讯号；

(2)再由控制电路输出的互补开关讯号来进行开启或关闭，其中该交错式无桥功率因子修正器中的四颗主动组件Q₁、Q₂及Q₃、Q₄为不同驱动相位的两组开关，此两组开关相互延迟180度，同一组开关中为互补动作，也就是当Q₂导通时Q₁截止，且在同一个半周中，有一组控制开关直接受控于控制电路，而互补的另一组为整流开关，当输入正半周时Q₂、Q₄为控制开关，Q₁、Q₃为整流开关；

(3)而当输入负半周时，Q₁、Q₃为控制开关，Q₂、Q₄为整流开关，因此相位滞后180度，而流经电感上的电流波形则因为相位的延迟，会产生波形相加时的抵消作用，因而得到较小的输入涟波电流，且其频率加倍。

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