CN110098729A - 用于具有交错的转换器级的开关调节器的控制设备、开关调节器及对应的控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于开关调节器(1)的控制设备(2)，开关调节器(1)具有使用交错的操作来操作的两个或更多个转换器级(3)，每个转换器级(3)包括电感元件(10)和开关元件(12)，控制设备(2)生成具有开关周期(TSW)的命令信号(VG1，VG2)以用于控制开关元件(12)的开关并且确定相应的电感元件(10)中的能量的存储阶段和所存储的能量到输出元件(7)的传送阶段的交替。控制设备(20)生成以开关周期(TSW)的适当的部分来相位偏移的命令信号(VG1，VG2)以获得交错的操作。特别地，同步级(32)生成同步信号(Sync)，并且控制级(26)生成由同步信号(Sync)定时用于转换器级(3)的命令信号(VG1，VG2)。

Description

用于具有交错的转换器级的开关调节器的控制设备、开关调 节器及对应的控制方法
本申请是于2015年11月30日提交的申请号为201510862483.0、题为“用于具有交错的转换器级的开关调节器的控制设备、开关调节器及对应的控制方法”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及用于功率转换器的控制设备，特别地涉及具有交错的级的功率因子校正(PFC)调节器，即包括以合适的共同相位偏移来操作的两个或更多个转换器级；本发明还涉及对应的开关调节器和对应的控制方法。
背景技术
开关式电源已知被设计成将在输入处接收的量(例如来自电气电源的AC电压)转换成经调节的输出量(例如DC电压)用于供应电气负载。
这样的电源通常必须满足关于对应的电气性能的严格的要求；例如它们必须确保高的质量因子以及基本上统一的功率因子。
出于这一原因，通常想象将开关调节器(所谓的“PFC调节器”)用在电源的输入级，开关调节器由合适的控制设备控制用于调节在从电网汲取时的功率因子。
特别地，在需要例如用于平板电视(平板TV)或用于工业应用的大量(例如大约1kW)电力的汲取的应用中，已经提出了具有以合适的相位偏移来操作的大量交错的(interleaved)转换器级的PFC调节器的使用。实际上可以示出，与单个转换器级的使用相比，大量交错的转换器级的使用使得能够增加能够达到的电力电平。
图1中描绘PFC调节器1作为示例；PFC调节器1由对应的控制设备2来控制并且包括交错的并且在这种情况下以反相位(即以180°的相位偏移)来操作的两个转换器级3(本文中未详细描述)。
PFC调节器1具有：输入端子IN，其上存在由整流器级5生成的输入电压VIN，输入电压VIN从例如由电源线6从电网供应的AC线电压VAC开始；以及输出端子OUT，电荷存储元件7连接到输出端子，输出端子特别地是电容器，其上存在输出电压VOUT，例如DC电压，输出电压VOUT在期望值处被调节。
以本文中未详细描述并且图1中未图示的方式，每个转换器级3包括开关元件和至少一个电感元件，开关元件在操作上耦合到电感元件并且通过控制设备2在脉冲宽度调制(PWM)开关中被控制，用于在开关周期的第一间隔(例如所谓的导通间隔TON)在电感元件中循环地存储能量，并且用于在开关周期的第二间隔(在示例中为所谓的关断间隔TOFF)向电荷存储元件7释放所存储的能量。
控制设备2被制成为集成电路，并且具有封装件以及对应的输入和输出引脚，并且可以安装在具有形成PFC调节器1的电路部件的相同的印刷电路板(PCB)上。
以本文中未详细描述的方式，控制设备2向转换器级3的开关元件供应命令信号，并且从相同的转换器级3接收反馈信号，以经由适当的控制回路来提供输出电压Vout的调节。
控制设备2的目的是在转换器级3的电感元件中获取以期望的相位偏移(在示例中为180°)被相位偏移的电流。在这点上，图2示出相位偏移180°的用IL1和IL2表示的转换器级3的电感元件中的电流的期望的图。
然而，假定系统以连续可变的开关频率来工作，实现这一目的不是那么简单，因为工作条件由于例如以下原因而变化：连续的线周期或循环之间的线电压VAC的变化；电源线6上存在噪声；负载上的电力的变化；存在开始和停止过渡；或者存在所谓的“切相”事件(以便优化系统的整体效率，可以开始或停止各个级以修改活跃的级的数目以便适应负载的要求)。另外，开关频率可以由于可能的公差而是可变的并且在电气部件中漂移。
目前已经提出了几种实现先前提及的控制目标的解决方案。
比如，已经提出了主从类型的开环控制方法。在这点上，可以引用例如：
L.Huber、B.T.Irving和M.M.Jovanovic的“Open-loop control methods forInterleaved DCM/CCM Boundary Boost PFC converters”，IEEE Trans.，PowerElectron.，July，2008；以及
L.Huber、B.T.Irving、C.Adragna和M.M.Jovanovic的“Implementation of Open-loop-control for Interleaved DCM/CCM Boundary Boost PFC converters”,IEEEApplied Power Electronics Conf.APEC,February 2008。
在这一解决方案中，一个转换器级以所谓的过渡模式(TM)操作，而其他转换器级以非连续传导模式(DCM)操作。这一操作模式产生系统的性能的劣化。在DCM中，实际上存在系统的整体效率的降低以及电磁干扰(EMI)的增加。
所提出的另外的解决方案设想基于锁相环(PLL)的闭合回路控制。在这一点上，可以引用例如以下内容：
L.Huber、B.T.Irving和M.M.Jovanovic的“Closed-loop control methods forInterleaved DCM/CCM Boundary Boost PFC converters’,Proc.IEEE Appl.PowerElectron.Conf.,February,2009。
所谓的自然交错技术属于例如在以下中所描述的这一种类：
B.Lu的“A novel control method for Interleaved Transition Mode PFC”,IEEE 2008–TI UCC28060。
在这一解决方案中，两个转换器级都作为主机来操作，并且基于相位与频率的关系来调制每个级的开关周期中的导通间隔(TON)的时长。以这一方式，针对两个阶段确保了过渡模式(TM)操作。
由于闭合回路方法需要低通滤波，所以它们能够以相对较慢的方式来响应于扰动和过渡。在一些情况下，工作模式的变化以及随后的交错损失可以引起各个相位的电流之间的严重的不平衡。
所提出的另外的解决方案设想交叉耦合的主从关系；参见例如：
H.Choi和L.Balogh的“A cross-coupled master-slave Interleaving Methodfor boundary conduction Mode PFC converters”,IEEE Trans.Power Electron.,October 20,2012–Fairchild FAN9611。
在以上解决方案中，测量每个相位的自然周期，并且在下一循环中，与所谓的过零检测(ZCD)信号一起来使用这一周期，用于确定转换器级的开关元件的导通时刻。因此，每个相位每次可以是主机或从机，并且可以动态地修改交错定时使得解决方案能够鲁棒地过渡。
然而，本申请人已经认识到，这一解决方案也不是有利的，至少因为其没有为两个相位确保过渡操作模式。
发明内容
因此，必然感到需要提供一种用于控制具有交错的转换器级的PFC调节器的解决方案，其使得能够克服已知的解决方案的限制。本发明的目的是解决先前强调的问题并且满足这一需要。
根据本发明，因此提供如所附权利要求中所限定的用于开关调节器的控制设备、对应的开关调节器和对应的控制方法。
附图说明
为了更好地理解本发明，现在仅通过非限制性示例并且参考附图来描述其优选实施例，在附图中：
图1示出已知类型的PFC调节器和对应的控制设备的示意性框图；
图2示出图1的PFC调节器中的电气量的图；
图3是根据本发明的一个实施例的PFC调节器和对应的控制设备的示意性框图；
图4和5示出图3的PFC调节器的更详细的电路图；
图6a-6e示出图5的PFC调节器中的控制量的图；
图7a和7b示出关于图3的PFC调节器的控制设备的性能的图；
图8是根据本发明的另外的实施例的PFC调节器和对应的控制设备的示意性框图；以及
图9示出根据本发明的另外的方面的包括图3的PFC调节器的电源的示意性框图。
具体实施方式
如下文中将详细地描述的，本解决方案的一方面设想，在过渡模式下使用占空比的导通间隔(TON)的相同的时长控制具有交错的转换器级的PFC调节器的每个转换器级，这一时长对于电力线电压的每个线循环而言基本上恒定。
特别地，本解决方案设想，生成适当的同步信号，并且基于这一同步信号来对用于转换器级的开关元件的开关的PWM命令信号定时，用于获取和维持期望的多相偏移(例如在两个转换器级的情况下，相位偏移为180°)。
控制方法因此没有设想主或从转换器级的存在，而是可以被定义为“民主”的方法，其中所有转换器级通过共同同步信号被同步。
特别地，基于开关周期的适当的部分的时长的估计(在两个转换器级的情况下，基于用于生成180°期望相位偏移的开关半周期的估计)来生成这一同步信号。
本解决方案的特别的方面出于这一目的而设想，首先确定占空比的第一间隔的时长的对应部分(特别地是导通间隔TON；例如其半时长TON/2)，并且然后，基于这一确定，估计占空比的剩余间隔的对应部分的时长(关断间隔TOFF；在示例中为其半时长TOFF/2)，用于在整体上估计开关周期的期望部分，基于此来生成同步信号。
已知，可以将转换器级的开关频率表示为输入电压VIN、输出电压VOUT和导通间隔TON的函数(如先前所提及地，假定对于转换器级基本上恒定并且相同)。
作为非限制性示例，考虑升压类型的转换器用于在过渡模式下操作的转换器级，以下用于估计开关频率fSW(随时间可变，出于先前提出的原因)的关系式成立：
在开关周期期间采用每个转换器级的能量平衡关系(即对应的电感元件的充放电关系)，能够根据导通间隔TON的时长的确定以及基于以下关系式的输入电压VIN和输出电压VOUT的值的检测来预测关断间隔TOFF的时长：
间隔TON(或其适当的部分)期间的充电电流与输入电压VIN成比例，而间隔TOFF(或其适当的部分)期间的对应的放电电流与输出电压VOUT和输入电压VIN之差成比例。所得到的放电时间是间隔TOFF(或其适当的部分)的时长的估计，可以根据其来估计开关周期。
如下文中将详细地描述的，本解决方案的一方面因此设想，PFC调节器的控制设备包括：用于生成占空比的第一间隔的时长的期望部分的级(例如半时长TON/2)；以及用于基于转换器级的能量平衡关系来估计开关周期TSW(即同步信号的周期的开关周期TSW)的对应部分的级。
接着，根据所做出的估计来生成用于确保转换器级的交错的操作的同步信号，并且基于这一同步信号来使各个转换器级的开关元件的PWM命令信号同步，特别地在共同同步信号的上升和下降沿处。
因此基于相同的同步信号来确定每个开关循环的定时，以确保所有转换器级的过渡模式下的正确的交错的操作。
参考图3，现在关于再次用1表示的PFC调节器来呈现本解决方案的实施例的作为非限制性示例而提供的详细描述。
在示例中，PFC调节器1包括两个转换器级3，两个转换器级3具有升压拓扑结构并且使用导通间隔TON的基本上恒定的时长(沿着一个或多个电力线循环)在过渡模式下操作。
如先前所提及的，PFC调节器1具有：输入端子IN，其上存在由整流器级5生成的输入电压VIN，输入电压VIN从由电源线6从电网供应的线电压VAC开始；以及输出端子OUT，电荷存储元件(在此未图示)连接到其并且其上存在输出电压VOUT。
每个转换器级3可以以本身已知的方式包括：连接在输入端子IN与第一内部节点N1之间的电感元件10；连接在第一内部节点N1与第二内部节点N2之间的开关元件12，特别是MOSFET；以及其阳极连接到第一内部节点N1并且其阴极连接到输出端子OUT的二极管元件14。
开关元件12具有：连接到第一内部节点N1的第一电流传导端子(特别地是相应的MOSFET的漏极端子)、连接到第一内部节点N2的第二电流传导端子(特别地是相应的MOSFET的源极端子)、以及定义相应的MOSFET的栅极端子的控制端子。第二内部节点N2在示例中连接到参考电势，例如连接到接地。
PFC调节器1的每个转换器级3还包括辅助绕组15，辅助绕组15磁耦合到电感元件10并且辅助绕组15上存在控制电压(下文中，用VZCD1和VZCD2表示的是两个转换器级3的控制电压)。
控制设备2具有：被设计成从感测级16a(例如包括电阻分压器)接收指示输入电压VIN的感测电压VIN_sense的输入引脚，输入引脚耦合到输入端子IN；被设计成从相应的感测级16b(例如包括相应的电阻分压器)接收指示输出电压VOUT_的感测电压VOUT_sense的另外的输入引脚，另外的输入引脚耦合到输出端子OUT；被设计成连接到相应的转换器级3的辅助绕组15并且从相应的输入级17、18接收根据辅助绕组15两端的电压的相应的控制电压VZCD1、VZCD2的另外的输入引脚；以及被设计成连接到相应的转换器级3的开关元件12的相应的控制端子以供应用于在脉冲宽度调制(PWM)中驱动开关元件12的开关的相应的驱动电压VGDRV1、VGDRV2的输出引脚。
控制设备2被配置成控制在过渡模式(也被定义为“临界传导模式”或“边界传导模式”)下转换器级3的操作。
特别地，在每个开关循环，控制设备2在导通间隔(占空比的TON)期间驱动开关元件12的闭合，在导通间隔期间，来自电源的电流在电感元件10和开关元件12中朝着接地流动，引起电感元件10中的能量的存储。
由控制设备2通过适当的反馈控制回路基于输出电压VOUT的值、特别地基于指示输出电压VOUT的感测电压VOUT_sense的值来确定导通间隔TON的时长，输出电压VOUT与适当的参考电压VREF相比较。
详细地，控制设备2出于这一目的而包括放大器级22，放大器级22在输入处接收感测电压VOUT_sense和参考电压VREF并且根据其差异来生成指示PFC调节器1的输出功率的用于电压控制回路的补偿信号COMP。
控制设备2还包括第一生成器24和第二生成器25，第一生成器24和第二生成器25基于上述补偿信号COMP来生成指示相应的转换器级3的开关元件12的导通间隔的时长的相应的时间信号TON1、TON2。
接着，控制设备2在占空比的关断间隔TOFF期间驱动每个转换器级3的开关元件12的断开，在占空比的关断间隔TOFF期间向负载传送先前在电感元件10中所存储的能量。
特别地，在能量传送完成时，电感元件10中的电流为零。输入电压VIN的值周围的谐振条件由于第一内部节点N1上存在的电容而出现在相同的第一内部节点N1处的电压上，这主要是由于开关元件12的MOSFET的漏极端子上的寄生电容和二极管元件14的寄生电容(在关断情况下)。
这一谐振阶段在第一内部节点N1上的电压达到下限(例如零)时终止(给出下一能量存储阶段的出现)。
如果开关元件12在这一时刻闭合(并且对应的MOSFET接通)，即对应的MOSFET的漏极电压上存在谐振振荡的最小值，则当能量传送完成时，转换器在具有零电流和电压的开关条件下操作，以实现很高的效率，这一控制被定义为“零电流检测”(ZCD)。
由控制设备2基于控制电压VZCD1、VZCD2来执行关断间隔TOFF的时长的确定所需要的零电流条件的检测，控制电压VZCD1、VZCD2是辅助绕组15两端的电压的函数。控制电压VZCD1、VZCD2实际上指示相应的电感元件10中的零电流(和零电压)条件。
特别地，确定控制电压VZCD在谐振期间变为零的时刻，其对应于第一内部节点N1处的电压等于输入电压VIN的时刻。
控制设备2因此包括：PWM逻辑级26，PWM逻辑级26被配置用于根据转换器级3的控制电压VZCD1、VZCD2以及时间信号TON1、TON2来生成用于相同的转换器级3的开关元件12的PWM命令电压VG1、VG2；以及驱动级27、28，驱动级27、28包括例如相应的缓冲器，缓冲器接收上述PWM命令电压VG1、VG2并且生成用于每个转换器级3的开关元件12的MOSFET的控制端子的对应的驱动信号VGDRV1、VGDRV2。
根据本解决方案的特别的方面，如先前所提及的，由PWM逻辑级26生成PWM命令电压VG1、VG2不仅基于控制电压VZCD1和VZCD2还基于被适当地生成用于使转换器级3的交错的操作同步并且出于这一目的由PWM逻辑级26来接收的同步信号Sync。特别地，使用于每个转换器级3的占空比的关断间隔TOFF的结束与下一导通间隔TON的开始与同步信号Sync的上升和下降沿适当地同步。
详细地，控制设备2因此包括：确定级30，确定级30接收补偿信号COMP和启用信号EN并且被配置成在被启用信号EN启用时生成指示占空比的第一间隔(在示例中为导通间隔)(其构成活跃的交错间隔)的时长的期望部分的信号TON'；以及同步级32，同步级32被配置成基于上述活跃的交错间隔以及转换器级的能量平衡关系来估计开关周期TSW的对应部分。
特别地，同步(或估计器)级32在输入处接收感测电压VIN_sense、感测电压VOUT_sense、指示活跃的交错间隔TON'的信号、以及PWM命令信号VG1、VG2，并且在输出处生成用于PWM逻辑级26的同步信号Sync。
更详细地，并且关于图4，第一和第二生成器24、25每个包括相应的比较器35，比较器35将补偿信号COMP与相应的斜坡信号Sramp1、Sramp2相比较，以生成指示相应的转换器级3的开关元件12的导通间隔的时长的相应的时间信号TON1、TON2(其在各个转换器级3中基本上相同)。
通过使用适当的恒定的充电电流ION对具有电容CON的电容器36充电来生成斜坡信号Sramp1、Sramp2。根据相应的PWM命令电压VG1、VG2来被驱动的开关元件37另外并联连接到电容器元件36以引起充电和随后的放电的开始。特别地，开关元件37使用控制端子连接到反相器38的输出的晶体管来制作，反相器38在输入处接收相应的PWM命令电压VG1、VG2。
同样，确定级30包括相应的比较器39，比较器39将补偿信号COMP与相应的斜坡信号Sramp相比较以生成指示活跃的交错间隔的时间信号TON'。
通过使用充电电流ION对电容器元件41充电来生成斜坡信号Sramp，电容器元件41具有等于电容器36的电容CON的一半的电容CON/2，使得活跃的交错间隔在示例中对应于导通间隔TON的一半(以便生成导通间隔TON的不同部分，其因此足以合适地修改电容器元件41的电容值)。
斜坡信号Sramp由启用信号EN来开始。
确定级30还包括交错逻辑块42，交错逻辑块42接收启用信号EN和指示活跃的交错间隔的时间信号TON'并且在输出处向同步级32供应充电启用信号EN_Ton和放电启用信号EN_Toff(其功能在下文中详细描述)。
交错逻辑块42还被配置成生成停用信号TON_DIS以控制与电容器元件41并联连接的开关元件44(其因此控制其充放电)。
有利地，可以在确定级30以及第一和第二生成器24、25的电路部件(特别地是对应的电容器元件36和41)之间实现匹配，使得活跃的交错间隔有效地对应于转换器级3的导通间隔TON的一半。
PWM逻辑级26包括分别用于PWM命令电压VG1和VG2的生成的第一生成块46和第二生成块47。
每个生成块46、47包括相应的S/R触发电路48，S/R触发电路具有：连接到相应的比较器35的输出以接收相应的时间信号TON1、TON2的重置输入；连接到AND逻辑门49的输出的设置输入，其在输入处接收相应的控制电压VZCD1、VZCD2，并且另外在第一生成块46的情况下接收同步信号Sync，而在第二生成块47的情况下接收相同的但是被反相器块50适当地反相的同步信号Sync；以及输出，其供应相应的PWM命令电压VG1、VG2。
每个生成块46、47因此根据相应的比较器35的输出和相应的控制电压VZCD1、VZCD2以及同步信号Sync来生成相应的PWM命令电压VG1、VG2。特别地，比较器35的输出通过给出(assert)相应的S/R触发电路48的重置输入来引起相应的转换器级3的开关元件12的闭合，而控制电压VZCD1、VZCD2与同步信号Sync适当地组合以引起相同的开关元件12的导通(在过渡模式TM下，并且确保期望的交错)。
在可能的实施例(在图5中图示)中，同步级32包括：电容器元件51；充电电流生成器52，被设计成在被充电启用信号EN_Ton启用时根据感测电压VIN_sense来生成用于电容器元件51的适当的充电电流；以及放电电流生成器54；被设计成在被放电启用信号EN_Toff启用时根据感测电压VOUT_sense与VIN_sense(通过减法器块55获得的)的差来生成用于电容器元件51的适当的放电电流。
同步级32还包括：比较器56，比较器56将用VSET表示的电容器元件51上的电压与参考电压(在示例中为接地电势)相比较并且在输出处生成定时信号Temp；以及同步化级57，同步化级57接收定时信号Temp并且基于相同的定时信号Temp来生成用于转换器级3的交错的控制的同步信号Sync。
特别地，比较器56的输出在示例中在电容器元件51的完全放电时刻从低值切换为高值。如先前所强调的，电容器元件51的放电时间因此表示占空比的关断间隔TOFF的期望部分的时长的估计(在示例中为半时长TOFF/2)，其使得能够在整体上估计开关周期TSW的期望部分。
同步信号Sync因此在本示例中具有适当地相位偏移180°的上升沿和下降沿，基于此，有可能使PWM命令电压VG1、VG2同步。通常，同步信号Sync在以开关周期TSW的期望部分间隔开的时刻切换。
同步级32还包括被配置成根据PWM命令信号VG1、VG2来生成启用信号EN的定时管理单元60。
详细地，定时管理单元60包括：第一上升沿检测器61和第二上升沿检测器62，其分别接收PWM命令信号VG1和VG2并且生成相应的上升沿检测信号Sf1、Sf2；OR逻辑门64，其在输入处接收上升沿检测信号Sf1、Sf2；以及S/R触发电路65，其具有连接到OR逻辑门64的输出的重置输入、供应启用信号EN的输出以及接收定时信号Temp的设置输入。
启用信号EN因此在PWM命令信号VG1、VG2的任何上升沿具有高逻辑值，从而启用确定级30。启用信号EN因此使得同步级32的操作能够被锁定为转换器级3的定时。
图6a-6e示出关于控制设备2的操作的先前描述的信号中的一些信号的图；以及特别地涉及：转换器级3的电感元件10中的电流IL1、IL2(图6a)(其在示例中近似相位偏移180°)；同步级32的电容器元件52上的电压VEST(图6b)；用于转换器级3的开关元件12的控制端子的驱动信号VGDRV1、VGDRV2(图6c和6d)(其也近似相位偏移180°)；以及同步信号Sync(图6e)，其根据其上升沿和下降沿来生成期望的相位偏移。
图7a和7b另外分别示出电流IL1、IL2之和以及遍及线路循环的交错误差的百分比(％err)。特别地，这些图示出，所描述的解决方案使得百分比误差遍及要获得的线路循环不高于近似20％。
本解决方案的替选实施例(图8中所图示的)设想控制设备2的数字实现，其在任何情况下根据先前详细描述的模态来操作。
在这种情况下，控制设备2包括：分别被设计成将感测电压VIN_sense和VOUT_sense转换成数字形式的第一模数转换器级70和第二模数转换器级71；执行感测电压VOUT_sense与参考电压Vref之间的减法并且生成差值信号Diff的减法器块72；在输入处接收差值信号Diff的比例积分(PI)控制级73；连接到PI控制级73的输出并且被设计成基于比例积分控制动作来确定开关周期TSW中的导通间隔(TON)的时长的确定级30；PWM逻辑级26，在输入处接收指示导通间隔TON的时长的信号TON'、指示对应的转换器级3的电感元件12的去磁化的情况的控制信号ZCD1、ZCD2、以及用于生成用于转换器级3的开关元件12的PWM命令信号(再次用VG1、VG2来表示)的同步信号Sync；以及同步级32，接收数字感测电压VIN_sense和VOUT_sense、指示间隔TON的时长的信号、和命令信号VG1、VG2并且特别地使用用于估计开关周期TSW的以下表达式(其表示能量平衡的表达)来生成用于PWM逻辑级26的同步信号Sync：
如先前所提及的，PFC调节器1和对应的控制设备2可以有利地在开关电源80中使用，如图9中示意性地图示的。
特别地，开关电源80包括在示例中通过EMI滤波器83连接到电气电源16的整流器级5(例如是二极管桥类型)以及连接到整流器级5的输出并且其上存在输入电压VIN的输入电容器元件84。
开关电源80还包括PFC调节器1，PFC调节器1的输入端子IN连接到输入电容器元件84并且其输出端子OUT连接到输出电容器元件85(与先前定义的电荷存储元件7一致)。
控制设备2控制PFC调节器1的操作以确保来自电网16的吸收中的期望的功率因子。
开关电源80还包括在示例中为DC/DC类型的输出功率转换器86，输出功率转换器86的输入连接到输出电容器元件85并且被设计成向负载(未图示)供应期望值的输出电压，例如其值近似地低于输出电压VOUT的值。
所提出的解决方案的优点根据以下描述会更清楚。
特别地，以上解决方案实现了在两个或更多个功率转换器级的交错的过渡模式下的操作，以在可能的启动和停止操作过渡期间维持向各个转换器级供应的PWM命令信号之间的期望的同步或相位比率。
换言之，所提出的解决方案能够确保交错的相位的过渡模式(TM)下的操作。交错误差在稳定条件下非常低，并且也在过渡条件下维持了相位锁定。
本申请人已经发现，在各个转换器级的电感元件的电感值的高度失配的情况下，交错误差的水平也非常低，例如在+/-10％的区域中。
所讨论的解决方案因此使得能够完全采用通过转换器级的交错提供的优点，例如能够获得的高的功率或者低的输出波纹等。
解决方案进一步被集成在一起而不需要求助于外部电路或专用引脚。
最后，清楚的是，可以对本文中已经描述和说明的内容做出修改和变化而没有偏离如所附权利要求所定义的本发明的范围。
作为示例，可以使用其他方法来获得与估计器级32所需要的输入和输出电压相关的信息。能够通过对由相应的辅助绕组15生成的电流适当地采样来直接经由引脚ZCD1和ZCD2获得用于对估计器级32的电容器元件51充放电的电流。
还可以在适当的情况下通过根据众所周知的波谷跳过技术对信号VZCD1、VZCD2定时来将所提出的方法扩展到非连续的操作。在低电平的负载处，交错的级可以以这一方式非连续地操作同时确保交错。
所描述的控制设备和方法通常可以用于控制任何交错的开关调节器，而非仅用于以上描述中明确参考的功率因子控制的应用。
另外，明确地参考升压转换器来做出以上描述，然而本解决方案也可以适用于其他类型的转换器，例如反激式转换器、降压升压转换器及其变型。
还证明，转换器也可以由不同于电气电源的电源来供应。
最后，需要强调的是，根据本解决方案的转换器可以有利地提供以上处理已经明确地参考作为非限制性示例的电压调节器或转换器或者电流调节器或转换器(例如在LED驱动器或电池充电器中)。

Claims (19)

1.一种控制设备，包括：
控制电路，被配置为控制开关调节器，所述开关调节器包括使用交错的操作来操作的两个或更多个转换器级，每个转换器级包括电感元件和开关元件，所述控制电路被配置为生成具有开关周期的命令信号以控制每个转换器级的所述开关元件的开关，并且被配置为确定用以将来自输入量的能量存储在对应电感元件中的存储阶段和用以将所述对应电感元件中的所存储的能量传送到输出元件上的传送阶段的交替，所述输出元件上存在输出量，所述控制电路被配置为生成以所述开关周期的一部分来相位偏移的所述命令信号以获得所述交错的操作，并且所述控制电路包括：
确定级，被配置为基于所述输出量的值来生成指示所述开关周期的导通间隔时长的交错确定信号；
估计器级，被配置为生成单个同步信号，并且被配置为接收所述交错确定信号和所述命令信号，以及基于所述导通间隔、所述命令信号、所述输入量和所述输出量来估计所述开关周期的期望部分；以及
控制级，被配置为接收所述单个同步信号并且从所述两个或更多个转换器级中的每个转换器级接收指示对应转换器级的所述电感元件中的过零电流的控制电压，所述控制级还被配置为响应于所述单个同步信号和来自所述两个或更多个转换器级的所述控制电压而生成所述命令信号，以实现用于所述两个或更多个转换器级中的每个转换器级的过渡模式控制。
2.根据权利要求1所述的控制设备，其中所述单个同步信号具有以所述开关周期的所述期望部分间隔开的开关边缘。
3.根据权利要求2所述的控制设备，其中所述两个或更多个转换器级中的每个转换器级包括磁耦合到所述对应转换器级的所述电感元件的辅助绕组，每个辅助绕组被配置为生成指示所述对应转换器级的所述电感元件中的所述过零电流的所述控制电压。
4.根据权利要求3所述的控制设备，其中所述估计器级被配置为：基于在所述开关周期期间在所述对应转换器级的所述电感元件中的能量平衡关系来估计所述开关周期的所述期望部分，所述能量平衡关系将在所述开关周期的所述时长的所述导通间隔的对应部分期间的所述对应转换器级的所述电感元件中的所存储的能量与在所述开关周期的所述时长的关断间隔的对应部分期间向所述输出元件传送的所述能量相联系；以及基于所述开关周期的所述期望部分的所述估计来生成所述单个同步信号。
5.根据权利要求4所述的控制设备，其中所述能量平衡关系为：
其中VIN为与所述输入量相对应的输入电压，VOUT为与所述输出量相对应的输出电压，t表示时间，TON为由所述确定级生成的所述开关周期的所述导通间隔时长，以及TSW为由所述估计器级生成的所述开关周期的估计的期望部分。
6.根据权利要求1所述的控制设备，其中所述估计器级被配置为接收所述命令信号，并且被配置为根据指示所述对应转换器级的所述电感元件中的所述过零电流的所述控制电压以及还根据所述单个同步信号，来确定所述命令信号的所述开关周期的关断间隔时长的结束。
7.根据权利要求6所述的控制设备，其中所述估计器级还被配置为根据所述命令信号和所述开关周期的所述估计的期望部分来生成启用信号，所述启用信号被提供给所述确定级，并且所述确定级被配置为基于所述启用信号来生成所述单个同步信号。
8.根据权利要求1所述的设备，其中所述控制级还被配置为从所述估计器级接收所述单个同步信号并且从所述转换器级接收时间信号，每个时间信号指示所述对应转换器级的所述导通间隔的时长，并且所述控制级还被配置为生成所述命令信号，使得每个转换器在与所述输入量相关联的每个线循环期间具有基本上相同的所述开关周期的所述时长的导通间隔。
9.根据权利要求1所述的控制设备，其中所述开关调节器包括两个转换器级，并且其中所述开关周期的所述一部分与所述开关周期的一半相对应。
10.一种电气装置，包括：
PFC调节器，包括开关调节器，所述开关调节器包括使用交错的操作来操作的两个或更多个转换器级电路，每个转换器级电路包括电感元件和开关元件；以及
控制设备，被配置为生成具有开关周期的命令信号，以用于控制每个转换器级电路的所述开关元件的开关，并且确定用以将来自输入量的能量存储在对应电感元件中的存储阶段和所述对应电感元件中的所存储的能量到输出元件上的传送阶段的交替，所述输出元件上生成输出量，所述控制设备被配置为生成以所述开关周期的适当部分来相位偏移的所述命令信号以获得所述交错的操作，并且所述控制设备包括：
确定级，被配置为基于所述输出量的值来生成指示所述开关周期的占空比的导通间隔的交错信号；
估计器级，被配置为接收所述交错信号和所述命令信号，并且被配置为基于所述导通间隔、所述命令信号、所述输入量和所述输出量来估计所述开关周期的期望部分，以及生成指示所述开关周期的所述期望部分的单个同步信号；以及
控制级，被配置为接收所述单个同步信号并且从所述两个或更多个转换器级电路中的每个转换器级电路接收指示所述两个或更多个转换器级电路中的对应一个转换器级电路的所述电感元件中的过零电流的控制电压，所述控制级电路还被配置为响应于所述单个同步信号和来自所述两个或更多个转换器级电路的所述控制电压而针对所述转换器级电路中的每个转换器级电路生成所述命令信号，所述命令信号具有由所述单个同步信号确定的定时，以控制过渡模式操作中的所述两个或更多个转换器级电路中的每个转换器级电路。
11.根据权利要求10所述的电气装置，还包括：
输入级，被耦合到用于供应所述输入量的电源；
输出级，被设计成根据所述输出量来向负载供应经调节的量；以及
其中所述控制设备被配置为通过所述PFC调节器来控制来自所述电源的功率吸收中的功率因子校正。
12.根据权利要求11所述的电气装置，其中所述输出级包括dc-dc转换器。
13.根据权利要求11所述的电气装置，其中所述输入级包括整流器电路，所述整流器电路被配置为接收交流输入电压并且对所述交流输入电压进行整流以生成所述输入量。
14.根据权利要求11所述的电气装置，其中所述控制设备包括用于生成所述输入量和所述输出量的数字值的模数转换器电路。
15.根据权利要求11所述的电气装置，其中所述PFC调节器具有升压转换器、反激式转换器和降压升压转换器拓扑中的一种。
16.一种控制方法，包括：
生成命令信号以控制开关调节器的操作，所述开关调节器包括使用交错的操作来操作的两个或更多个转换器级，每个转换器级包括电感元件和开关元件，所述命令信号具有开关周期，以用于控制每个转换器级的所述开关元件的开关，并且确定对应电感元件中的来自输入量的能量的存储阶段和所存储的能量到输出元件上的传送阶段的交替，所述输出元件上存在输出量；
针对所述转换器级生成以所述开关周期的适当部分来相位偏移的所述命令信号，以获得所述转换器级的所述交错的操作；以及
基于所述输出量的值来生成指示所述开关周期的占空比的导通间隔的交错信号；
基于所述导通间隔、所述命令信号、所述输入量和所述输出量来估计所述开关周期的期望部分；
基于所述交错信号和所述开关周期的估计的期望部分来生成同步信号；
在所述两个或更多个转换器级中的每个转换器级中检测所述转换器级的所述对应电感元件中的过零电流；以及
基于所述同步信号和所述两个或更多个转换器级中检测到的过零电流来生成用于所述两个或更多个转换器级的所述命令信号，以在过渡操作模式中控制所述两个或更多个转换器级中的每个转换器级。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其中所述同步信号具有由所述开关周期的所述期望部分间隔开的开关边缘，并且所述生成命令信号包括生成所述命令信号以使得所述命令信号在所述同步信号的所述开关边缘处开关。
18.根据权利要求16所述的方法，其中每个转换器级包括磁耦合到对应转换器级的所述电感元件的辅助绕组，并且其中在所述两个或更多个转换器级中的每个转换器级中检测所述转换器级的所述对应电感元件中的所述过零电流包括：检测对应辅助绕组两端的对应控制电压。
19.根据权利要求18所述的方法，包括：确定在所述控制电压的开关之后的所述同步信号的开关边缘处的所述关断间隔的结束。
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