JP5941094B2 - 非接触送受電システム - Google Patents

Description

この発明は、非接触送受電システムに関する。

非接触で負荷に電力を供給する非接触送受電システムは、携帯型電子機器や、電気自動車などの充電時に適用されている。非接触送受電システムでは、高周波電源、送電部、受電部、整流部、負荷の順に電力が伝送される。

非接触送受電システムにおいては、負荷の等価的な抵抗成分の変動、送電部と受電部との位置合わせ時のずれによる結合係数の変化、送電部や受電部におけるＬＣ定数のばらつきなどの伝送効率の変動要因が生じ得る。これらの変動要因が生じたとしても、高周波電源から供給する電力の力率を良好に維持し、効率的な電力伝送を行なう手法がいくつか提案されている。

特開２００２−２７２１３４号公報（特許文献１）は、非接触充電システムにおいて、伝送効率改善のために、高周波電源に使用されるインバータの周波数を可変とする技術を開示する。また、特開２０１２−１３０１７３号公報（特許文献２）は、伝送効率改善のためにコンデンサ容量の調整を行なう技術を開示する。

特開２００２−２７２１３４号公報 特開２０１２−１３０１７３号公報 特開２０１３−１５４８１５号公報 特開２０１３−１４６１５４号公報 特開２０１３−１４６１４８号公報 特開２０１３−１１０８２２号公報 特開２０１３−１２６３２７号公報

しかし、特開２００２−２７２１３４号公報に示すように、送電側のインバータの周波数を変更すると、共振回路やフィルタ回路の設定周波数（共振周波数）からインバータ周波数がずれてしまい、送電路の周波数特性が悪化し、伝送効率が低下するという問題がある。また、特開２０１２−１３０１７３号公報に示すように、送電路にコンデンサ容量の調整のための追加回路を設けると、回路の追加のためにシステムが大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。

本発明は、上記の問題を解決するためになされたものであって、その目的は、システムの大型化、コストの増大を抑制しつつ、伝送効率の変動要因に対応して電力伝送の効率の改善を行なうことができる非接触送受電システムを提供することである。

この発明は、要約すると、非接触送受電システムであって、送電側の直流電源から高周波電圧を生成するインバータと、インバータの出力電圧と出力電流との位相差を検出する検出装置と、インバータに接続された送電コイルと、送電コイルから電力を非接触で受電する受電コイルと、受電コイルで受電された交流電力を直流に整流する整流回路と、インバータと整流回路とを制御する制御部とを備える。インバータは、送電側の直流電源から直流電圧が供給される送電側正極線と送電側負極線との間に並列に接続された複数のアームを含む。整流回路は、整流回路によって整流された直流電圧が供給される受電側正極線と受電側負極線との間に並列に接続された複数の他のアームを含む。制御部は、検出装置で検出された位相差に応じて、インバータの一部のアームのスイッチングタイミングと整流回路の一部のアームのスイッチングタイミングの少なくとも一方を調整する。

上記の構成によれば、インバータの周波数を変更したり、送電部または受電部に追加回路を設けたりせずに、スイッチングタイミングを変更するだけでインバータの力率を改善することが可能となる。

好ましくは、インバータは、複数のアームとして、第１アームと第２アームとを含む。制御部は、インバータの出力電圧に対してインバータの出力電流の位相が遅れている場合には、インバータの基準クロックに対して第１アームのスイッチングタイミングを進めるようにインバータを制御する。

上記のように制御すれば、インバータの電流の位相が、電圧に対して遅れている場合の力率の改善を図ることができる。

好ましくは、整流回路は、複数の他のアームとして、第３アームと第４アームとを含む。制御部は、インバータの出力電圧に対してインバータの出力電流の位相が進んでいる場合には、整流回路の基準クロックに対して第３アームのスイッチングタイミングを遅らせるように整流回路を制御する。

上記のように制御すれば、インバータの電流の位相が、電圧に対して進んでいる場合の力率の改善を図ることができる。

第３アームは、受電側正極線と受電側負極線との間に直列接続された２つのスイッチング素子を含み、第４アームは、受電側正極線と受電側負極線との間に直列接続された２つのダイオードを含む。

上記の構成によれば、整流回路の構成を簡単なものとすることができる。
整流回路は、複数の他のアームとして、第３アームと第４アームとを含む。制御部は、検出装置で検出された位相差に応じて、整流回路の基準クロックに対して第３アームのスイッチングタイミングを遅らせ、第４アームのスイッチングタイミングを進めるように整流回路を制御する。

上記のように制御すれば、インバータのスイッチのタイミングを変えなくても、整流回路のスイッチングタイミングを変えるだけで、インバータの力率を改善することができる。

実施の形態１の非接触送受電システムの全体構成図である。 インバータ電流と電圧の位相差の補正の制御を示すフローチャートである。 電流が電圧よりも位相が遅れている場合の動作波形図である。 インバータ電流の遅れをインバータのスイッチング制御により補正した際の動作波形図である。 図３のインバータ電圧電流波形と図４のインバータ電圧電流波形とを比較のために１サイクル分並べて示した図である。 電流が電圧に対して進んでいる場合の動作波形図である。 インバータ電流の位相進みを整流回路のスイッチング制御により補正した際の動作波形図である。 整流回路のＱａ，ＱｃをＭＯＳＦＥＴからダイオードＤａ，Ｄｃに変更した場合の回路図である。 実施の形態２の非接触送受電システムの全体構成図である。 バッテリ充電一定制御時の制御ブロック図である。 受電端電圧電流比一定制御時の制御ブロック図である。 実施の形態２の第１の動作波形図である。 実施の形態２の第２の動作波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の非接触送受電システムの全体構成図である。図１を参照して、非接触送受電システム１００は、送電装置１０１と受電装置１０２とを含む。

送電装置１０１は、高周波インバータ１と、高周波インバータ１の出力電圧および出力電流を検出する電圧電流センサ１２と、フィルタ回路１３と、送電部２Ａと、送電側コントローラ５とを含む。高周波インバータ１は、送電側の直流電源（一次側整流回路１７）から直流電圧が供給される正極電源ラインと負極電源ラインの間に互いに並列に接続されるアーム１Ａ，１Ｂを含む。アーム１Ａは、直列接続されるスイッチング素子Ｑ１およびＱ３を含む。アーム１Ｂは、直列接続されるスイッチング素子Ｑ２およびＱ４を含む。

受電装置１０２は、受電部２Ｂと、フィルタ回路１４と、整流回路４と、整流回路４の入力電流を検出する入力電流センサ３と、平滑コンデンサＣ０と、バッテリ１５と、受電側コントローラ６とを含む。整流回路４は、整流回路４によって整流された直流電圧が供給される受電側の正極電源ラインと負極電源ラインの間に互いに並列に接続されるアーム４Ａ，４Ｂを含む。アーム４Ａは、直列接続されるスイッチング素子ＱａおよびＱｃを含む。アーム４Ｂは、直列接続されるスイッチング素子ＱｂおよびＱｄを含む。

高周波インバータ１は、商用電源１６の交流電力が一次側整流回路１７によって整流された直流電力を受ける。高周波インバータ１は、電力伝送に適切な周波数の交流を発生させる。

高周波インバータ１が出力する交流電力は、フィルタ回路１３および送電部２Ａを経由して、非接触で受電部２Ｂに受電される。受電部２Ｂで受電された電力は、フィルタ回路１４を経て整流回路４で整流された後、バッテリ１５に充電電力として供給される。

送電装置１０１において、高周波インバータ１からフィルタ回路１３を介して送電部２Ａへ、所定の伝送周波数を有する交流電力が供給される。送電部２Ａから受電装置１０２の受電部２Ｂへ、非接触で電力伝送が行なわれる。送電部２Ａおよび受電部２Ｂは、それぞれ、コイル２１，２２とコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２とを含み、伝送周波数において共振するように設計されている。送電部２Ａおよび受電部２Ｂの共振強度を示すＱ値は、１００以上であることが好ましい。

このような構成の非接触充電システムでは、負荷の変化、結合係数の変化、給電コイルと力率補償用コンデンサの定数ばらつきなどによる共振はずれに起因して、効率が低くなる場合がある。このような場合、高周波インバータの入力電流と電圧の力率が１とならずに、インバータが供給する皮相電力（電圧×電流）に対して負荷で消費される電力の効率が低くなる。

このような力率の低下を改善するために、前述のようにインバータ１の周波数を変更したり、送電路にコンデンサ容量の切り替え回路を設けたりすることは、弊害がある。そこで、本実施の形態では、インバータ１または整流回路４におけるスイッチングの位相を調整して、力率の改善を行なう。そのための構成をさらに説明する。

送電側コントローラ５は、基準クロック発生回路５１と、位相ずれ量検出部５３と、インバータゲート信号生成部５２と、ドライブ回路５４とを含む。受電側コントローラ６は、基準クロック発生回路６１と、電流ゼロクロス検出部６３と、整流回路ゲート信号生成部６２と、ドライブ回路６４とを含む。

位相ずれ量検出部５３は、電圧電流センサ１２で検出されたインバータ１の出力電流と出力電圧との位相差を位相ずれ量θとして検出する。検出された位相ずれ量θはインバータゲート信号生成部５２に送られる一方で、必要に応じて通信などによって、受電側コントローラ６の整流回路ゲート信号生成部６２にも送られる。

インバータゲート信号生成部５２は、位相ずれ量θに基づいて、基準クロックＣＫｔからのインバータゲート信号の一部の位相のシフト量を調整する。ドライブ回路５４はインバータゲート信号生成部５２が生成したゲート信号に基づいて、インバータ１のスイッチング素子のゲートを駆動する。

電流ゼロクロス検出部６３は、入力電流センサ３の検出値に基づいて、電流ゼロクロス点を検出する。整流回路ゲート信号生成部６２は、受信した位相ずれ量に基づいて、基準クロックＣＫｒからの整流回路ゲート信号の一部の位相のシフト量を調整する。ドライブ回路６４は整流回路ゲート信号生成部６２が生成したゲート信号に基づいて、整流回路４のスイッチング素子のゲートを駆動する。

図２は、インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）と電圧Ｖ（ＩＮＶ）の位相差θの補正の制御を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、送電側コントローラ５と受電側コントローラ６とが連携して実行する処理である。非接触送受電システム１００では、受電部２Ｂと送電部２Ａは一定の距離を隔てて設置されており、電気的にも絶縁されているため、センサ出力や双方のコントローラの計算結果などについては、通信によってやり取りが行なわれる。

図１、図２を参照して、このフローチャートの処理が開始されると、ステップＳ１において、まず電圧電流センサ１２の出力に基づき、インバータ１の電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対して電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相が遅れているか否かが判断される。ステップＳ１において、ＹＥＳ（電圧に対して電流が遅れている）と判断された場合には、ステップＳ２に処理が進められる。ステップＳ２では、インバータ１のスイッチング素子Ｑ２およびＱ４（アーム１Ｂ）のゲート信号Ｇ（Ｑ２），Ｇ（Ｑ４）の位相を前回処理時よりもシフト量αだけ進めるようにスイッチングのタイミングが決定される（後に説明する図３、図４も参照）。

一方、ステップＳ１において、ＮＯ（電圧に対して電流が遅れていない）と判断された場合には、ステップＳ３に処理が進められる。ステップＳ３では、電圧電流センサ１２の出力に基づき、インバータ１の電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対して電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相が進んでいるか否かが判断される。ステップＳ３において、ＹＥＳ（電圧に対して電流が進んでいる）と判断された場合には、ステップＳ４に処理が進められる。ステップＳ３でＮＯと判断された場合には、ステップＳ５に処理が進められる。

ステップＳ４では、整流回路４のスイッチング素子ＱｂおよびＱｄ（アーム４Ｂ）のゲート信号Ｇ（Ｑｂ），Ｇ（Ｑｄ）の位相を前回処理時よりもシフト量βだけ遅らせるようにスイッチングのタイミングが決定される（後に説明する図６、図７も参照）。

ステップＳ２またはステップＳ４の処理が終了すると、ステップＳ５に処理が進められる。

ステップＳ５では、インバータ１の電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対して電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相差θが設定値以内になっているか否かが判断される。この設定値は、送電装置における力率が所望の値を達成するように設定されている。

ステップＳ５において、ＮＯ（位相差が設定値以内になっていない）である場合には、再びステップＳ１に処理が戻されて、アーム１Ｂまたはアーム４Ｂのスイッチングのタイミング調整が実行される。ステップＳ５において、ＹＥＳ（位相差が設定値以内になっている）である場合には、ステップＳ６に処理が進められ、メインルーチンに処理が戻される。

なお、ステップＳ２またはステップＳ４における操作量である位相シフト量α，βはＰＩ制御を用いて算出し決定する。または、位相シフト量α，βの算出は、位相シフト量を一定量（固定量）ずつシフトする方法を用いて行なってもよい。

以下、図３〜図７を用いて、上記の図２で示された制御によって力率が改善する仕組みについて説明する。

図３は、電流Ｉ（ＩＮＶ）が電圧Ｖ（ＩＮＶ）よりも＋θだけ位相が遅れている場合の動作波形図である。なお、インバータ１は高周波の交流を発生するものであるため、電圧Ｖ（ＩＮＶ）は矩形波である。

インバータ１では、スイッチング素子Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４に相補なゲート信号Ｇ（Ｑ１）とＧ（Ｑ３）、Ｇ（Ｑ２）とＧ（Ｑ４）が与えられ、相補動作が行なわれる。また、整流回路４では、スイッチング素子ＱａとＱｃ、ＱｂとＱｄに相補なゲート信号Ｇ（Ｑａ）とＧ（Ｑｃ）、Ｇ（Ｑｂ）とＧ（Ｑｄ）が与えられ、相補動作が行なわれる。

基準クロックＣＫｔは、周期Ｔｓで、パルス幅Ｔｓ／２の波形である。各素子は、基準クロックＣＫｔと同じデューティ５０％で動作している。スイッチング素子Ｑ１とＱ４は、基準クロックＣＫｔに対して同期したゲート信号Ｇ（Ｑ１），Ｇ（Ｑ４）で制御される。スイッチング素子ＱａとＱｄは、基準クロックＣＫｒに対して同期したゲート信号Ｇ（Ｑａ），Ｇ（Ｑｄ）で制御される。受電側の基準クロックＣＫｔは、受電コイルの電流がマイナスからプラスを跨ぐゼロクロスポイントを基準として、図１の電流ゼロクロス検出部６３で生成されたゼロクロス信号に基づいて生成される。

図３に示したような場合には、図２のステップＳ１においてＹＥＳと判断され、ステップＳ２の処理が実行される。ステップＳ２の処理によって、インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相遅れ（＋θ）が改善される。

図４は、インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の遅れをインバータ１のスイッチング制御により補正した際の動作波形図である。

送電側の電圧電流情報により位相ずれ量θが算出される。図３に示したように、インバータ電流の位相がインバータ電圧の位相よりも＋θ位相遅れの場合には、図４に示すようにインバータ１のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のゲート信号Ｇ（Ｑ２），Ｇ（Ｑ４）の位相を基準クロックＣＫｔに対して進める方向にαだけずらすことによって、電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相を進め方向に補正することができる。この時ゲート信号Ｇ（Ｑ２），Ｇ（Ｑ４）のデューティは５０％のままである。ゲート信号Ｇ（Ｑ２），Ｇ（Ｑ４）のシフトと電流の位相補正との関係を図５を用いて説明する。

図５は、図３のインバータ電圧電流波形と図４のインバータ電圧電流波形とを比較のために１サイクル分並べて示した図である。

図５を参照して、電圧Ｖ（ＩＮＶ）−１，電流Ｉ（ＩＮＶ）−１は、図３のインバータ電圧電流波形であり、電圧Ｖ（ＩＮＶ）−２，電流Ｉ（ＩＮＶ）−２は、図４のインバータ電圧電流波形である。電圧Ｖｆ−１，Ｖｆ−２は、それぞれ電圧Ｖ（ＩＮＶ）−１，電圧Ｖ（ＩＮＶ）−２の基本波成分を示す。

上段に示すように、電圧Ｖ（ＩＮＶ）−１，電流Ｉ（ＩＮＶ）−１の場合（ゲート信号Ｇ（Ｑ２），Ｇ（Ｑ４）のシフト量ゼロ）の場合には、インバータ出力電圧の基本波成分Ｖｆ−１の１周期の開始時点は、矩形波の電圧Ｖ（ＩＮＶ）−１の１周期の開始時点（Ｑ１のオン時点）と一致する（時刻０）。これに対し、電流Ｉ（ＩＮＶ）−１のゼロクロスポイントは位相θだけ遅れている。

一方、下段に示すように、ゲート信号Ｇ（Ｑ２），Ｇ（Ｑ４）のシフト量がαである場合、電圧Ｖ（ＩＮＶ）−２は、一部区間がゼロになった矩形波となる。その場合、基本波成分Ｖｆ−２は、１周期の開始時点同士を比べると、電圧Ｖ（ＩＮＶ)−２よりも位相が進み方向になる。これは、矩形波電圧のフーリエ級数展開式により明らかである。

インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相は、電圧Ｖ（ＩＮＶ）の基本波成分に対して決定されるため、シフト量αを設定した場合には、電圧Ｖ（ＩＮＶ）にゼロ区間ができて、デューティー比が５０％以下の電圧波形となるので、電圧Ｖ（ＩＮＶ）の基本波成分が進み位相となり、それに伴ってインバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相も進む。

シフト量αを適切な値に調整することによって、下段の波形に示すように、電圧Ｖ（ＩＮＶ）−２（矩形波）のゼロからの立ち上がりタイミングと電流Ｉ（ＩＮＶ）−２の１周期の開始点とを一致させることができる。このように調整すると、インバータにおける力率が改善される。

図６は、電流が電圧に対して進んでいる場合の動作波形図である。図６に示したような場合には、図２のステップＳ１においてＮＯと判断され、ステップＳ３の処理が実行される。ステップＳ３の処理によって、インバータ電流の位相進み（−θ）が改善される。

図７は、インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相進みを整流回路４のスイッチング制御により補正した際の動作波形図である。

インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）が電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対して進み位相となった場合には、インバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が完全にＯＦＦとなる前に導通時期に重なりが生じてハードスイッチングとなりスイッチング損失が増加するため、皮相電力の増加（力率の悪化）のみならずインバータ損失の増加により給電効率が悪化する。

図６の矢印に示すように電流が電圧よりも進み位相（−θ）の場合には、図７の２つの矢印に示すように整流回路４のスイッチング素子Ｑｄのゲート信号の位相を、受信側の基準クロックＣＫｒに対して遅れ方向にβずらす。また、スイッチング素子Ｑｂのゲート信号の位相もスイッチング素子Ｑｄのゲート信号の位相と同様にβずらす。

図１のように、一次側の非接触給電コイル２１に直列にコンデンサＣｓ１を挿入し、二次側の非接触給電コイル２２に直列にコンデンサＣｓ２を挿入した構成をＳ−Ｓ方式という。一次側、二次側ともコイルとコンデンサとを直列に接続し、Ｓ−Ｓ方式で一次側と二次側で共振するように回路を構成すると一次側電圧および一次側電流と二次側電圧および二次側電流とにおいて以下のような関係が成立する。

二次側においてコイル２２の電圧と電流の位相が一致している場合、一次側のコイル２１においても電圧と電流の位相は一致する。二次側においてコイル２２の電流が電圧よりも位相が進んでいる場合、一次側のコイル２１においては電流が電圧よりも位相が遅れるという関係となる。

すなわち、インバータの電流位相がインバータの出力電圧より進んでいる場合には、強制的に二次側の整流回路の電圧の矩形波にゼロ電圧期間を作って電圧基本波成分の位相を変更することによって整流回路４の電流の位相を電圧よりも進めるように調整する。

このようなゲート信号のスイッチング位相のシフトを行なうことによって、インバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相を遅れ方向に補正することができる。これによって、力率の改善とともにインバータ損失の低減を行なうことができる。

以上説明したように、実施の形態１によれば、位相ずれに対してゲート信号のタイミングを調整することによって力率改善ができるので、インバータの周波数を変更したり、回路を増加させたりすることなく、非接触送受電システムの伝送効率を改善させることができる。

なお、図１では、整流回路はフルブリッジ形式であったが、これには限定されず、図８のような構成としてもよい。

図８は、整流回路のスイッチング素子Ｑａ，ＱｃをＭＯＳＦＥＴからダイオードＤａ，Ｄｃに変更した場合の回路図である。Ｑｂ，Ｑｄがスイッチング素子であればアーム４Ｂにおいて位相シフトが可能であるので、図７と同様の効果を得ることができる。また、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｃをダイオードに置換しなくても、Ｑａ，Ｑｃを停止状態に制御し、Ｑａ，Ｑｃの寄生ダイオードをダイオードＤａ，Ｄｃとして作動させてもよい。

また、実施の形態１では図４に示すように、インバータ１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチングタイミングを固定し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をスイッチングタイミングをシフトさせた。しかし、逆にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をスイッチングタイミングを固定し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチングタイミングをシフトさせてもよい。

同様に、実施の形態１では図７に示すように、整流回路４のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｃのスイッチングタイミングを固定し、スイッチング素子Ｑｂ，Ｑｄをスイッチングタイミングをシフトさせた。しかし、逆にスイッチング素子Ｑｂ，Ｑｄをスイッチングタイミングを固定し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｃのスイッチングタイミングをシフトさせてもよい。

［実施の形態２］
実施の形態１では、インバータ電流とインバータ電圧との位相差に応じてインバータのスイッチングまたは整流回路のスイッチングの位相シフトを行なう例を示した。実施の形態２では、充電電力および受電端電圧電流比をさらに考慮して整流回路の位相シフトを行ない、インバータ電流とインバータ電圧との位相差に応じて位相シフト量を補正する例を説明する。

図９は、実施の形態２の非接触送受電システムの全体構成図である。
図９に示した非接触送受電システム２００は、図１に示した非接触送受電システム１００の構成に加え、受電端電圧検出部７と、バッテリ電流検出部８とをさらに備える。受電側コントローラ６には、バッテリへの充電電力検出部６５と受電端の電圧電流比（＝等価負荷抵抗）検出部６６とが追加され、整流回路ゲート信号生成部６２が整流回路ゲート信号生成部１６２に置換されている。受電側コントローラ６は、外部ＥＣＵから電力指令Ｐｒｅｆと、受電端の電圧、電流比指令Ｒｒｅｆとを受ける。

実施の形態２では、インバータ１のスイッチングは調整せずに、整流回路４側のみのスイッチング制御によって、バッテリ１５の充電電力制御または受電端の電圧電流比の制御を行ないながら、かつインバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）の位相補正を行なう。

図１０は、バッテリ充電一定制御時の制御ブロック図である。図１０に示すブロック図は、図９の充電電力検出部６５で算出され、整流回路ゲート信号生成部１６２に伝達されるゲート信号Ｇ（Ｑａ），Ｇ（Ｑｄ）のシフト量の算出処理を機能ブロックで示したものである。充電電力検出部６５は、減算器１０３を含む。整流回路ゲート信号生成部１６２−１は、減算器１０６と、加算器１０８と、ＰＩ制御器１０４とを含む。整流回路ゲート信号生成部１６２−１は、図１の整流回路ゲート信号生成部６２に対して追加された部分の構成を示している。

図１０のＰｏｕｔは充電電力を示し、Ｐｒｅｆは充電電力の指令値を示し、γはＰＩ制御器１０４で計算したシフト量を示す。Δγはスイッチング素子Ｑａ，Ｑｄのスイッチングタイミングに差を設けるための補正値であり、実施の形態１のα、βと同様に、インバータ電流と電圧の位相差に基づいて決定される。

ここで、インバータ出力電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対してインバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）が進み位相である場合には、Δγ＞０であり、インバータ出力電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対してインバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）が遅れ位相である場合には、Δγ＜０である。

図１１は、受電端電圧電流比一定制御時の制御ブロック図である。図１１に示すブロック図は、図９の受電端電圧電流比検出部６６で算出され、整流回路ゲート信号生成部１６２に伝達されるゲート信号Ｇ（Ｑａ），Ｇ（Ｑｄ）のシフト量の算出処理を機能ブロックで示したものである。受電端電圧電流比検出部６６は、減算器１１３を含む。整流回路ゲート信号生成部１６２−２は、減算器１１６と、加算器１１８と、ＰＩ制御器１１４とを含む。整流回路ゲート信号生成部１６２−２は、図１の整流回路ゲート信号生成部６２に対して追加された部分の構成を示している。

図１１のＲは受電端電圧の電圧電流比（等価負荷抵抗）を示し、Ｒｒｅｆは等価負荷抵抗の指令値を示し、γはＰＩ制御器１１４で計算したシフト量を示す。Δγはスイッチング素子Ｑａ，Ｑｄのスイッチングタイミングに差を設けるための補正値であり、実施の形態１のα、βと同様に、インバータ電流と電圧の位相差に基づいて決定される。

ここで、インバータ出力電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対してインバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）が進み位相である場合には、Δγ＞０であり、インバータ出力電圧Ｖ（ＩＮＶ）に対してインバータ電流Ｉ（ＩＮＶ）が遅れ位相である場合には、Δγ＜０である。

従来（たとえば特開２００２−３５４７１１号公報開示の技術）は、整流回路の後に昇圧チョッパ回路を別途設けて充電制御、負荷抵抗制御を行なっていた。この構成では、充電電力の制御や受電端の電圧電流比の制御は可能であるが、インバータ電圧および電流の位相差制御は実現困難である。そのため、従来は昇圧チョッパ回路の追加による回路の大型化、追加回路（リアクトル、スイッチング素子）による損失増加による効率低下を招いていた。これに対し、実施の形態２では、小型、低コスト化を実現しさらにインバータ電圧および電流の位相差制御も可能となるので、システム全体の制御自由度を向上しつつ、高効率化を達成できる。

図１０または図１１に示した構成によって、電力指令Ｐｒｅｆもしくは等価負荷抵抗指令Ｒｒｅｆに応じて、位相シフト量γを算出する。この算出はＰＩ制御器１０４，１１４を用いる。

図１２は、実施の形態２の第１の動作波形図である。図１３は、実施の形態２の第２の動作波形図である。

図１２では、スイッチング素子Ｑａのゲート信号Ｇ（Ｑａ）が、基準クロックＣＫｒに対して進み方向に（γ−Δγ）だけ位相シフトしている。スイッチング素子Ｑｄのゲート信号Ｇ（Ｑｄ）が、基準クロックＣＫｒに対して進み方向に（γ＋Δγ）だけ位相シフトしている。基本シフト量γは、図１０のＰＩ制御器１０４または図１１のＰＩ制御器１１４によって演算される。また、一次側インバータの電流位相に応じて位相補正量Δγが決定される。

基本シフト量γ＞０かつγがΔγよりも大きい場合には図１２に示すような波形となる。ゲート信号Ｇ（Ｑａ），Ｇ（Ｑｃ）が基準クロックに対して進み方向にシフトし、ゲート信号Ｇ（Ｑｂ），Ｇ（Ｑｄ）が基準クロックに対して遅れ方向にシフトする。

基本シフト量γ＜０かつ｜γ｜がΔγよりも大きい場合には図１３に示すような波形となる。ゲート信号Ｇ（Ｑａ），Ｇ（Ｑｃ）が基準クロックに対して遅れ方向にシフトし、ゲート信号Ｇ（Ｑｂ），Ｇ（Ｑｄ）が基準クロックに対して進み方向にシフトする。

上記のように制御すれば、インバータ１のスイッチのタイミングを変えなくても、整流回路４のスイッチングタイミングを変えるだけで、インバータ１の力率を改善することができる。

なお、切り替わり時の同時ＯＮ防止のため、インバータおよび整流回路において、同一アームの上下スイッチング素子が同時ＯＦＦ期間となるデッドタイムを設けるとよい。

今回開示された各実施の形態は、適宜組合わせて実施することも予定されている。そして、今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 高周波インバータ、１Ａ，１Ｂ，４Ａ，４Ｂ アーム、２Ａ 送電部、２Ｂ 受電部、３ 入力電流センサ、４ 整流回路、５ 送電側コントローラ、６ 受電側コントローラ、７ 受電端電圧検出部、８ バッテリ電流検出部、１２ 電圧電流センサ、１３，１４ フィルタ回路、１５ バッテリ、１６ 商用電源、１７ 一次側整流回路、５１，６１ 基準クロック発生回路、５２ インバータゲート信号生成部、５３ 位相ずれ量検出部、５４，６４ ドライブ回路、６２，１６２ 整流回路ゲート信号生成部、６３ 電流ゼロクロス検出部、６５ 充電電力検出部、６６ 受電端電圧電流比検出部、１００，２００ 非接触送受電システム、１０１ 送電装置、１０２ 受電装置、１０３，１０６，１０８，１１３，１１６，１１８ 減算器、１０４，１１４ ＰＩ制御器、Ｃ０ 平滑コンデンサ、Ｄａ，Ｄｃ ダイオード、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄ スイッチング素子。

Claims (3)

1. 送電側の直流電源から高周波電圧を生成するインバータと、
   前記インバータの出力電圧と出力電流との位相差を検出する検出装置と、
   前記インバータに接続された送電コイルと、
   前記送電コイルから電力を非接触で受電する受電コイルと、
   前記受電コイルで受電された交流電力を直流に整流する整流回路と、
   前記インバータと前記整流回路とを制御する制御部とを備え、
   前記インバータは、前記送電側の直流電源から直流電圧が供給される送電側正極線と送電側負極線との間に並列に接続された第１アームと第２アームとを含み
   前記整流回路は、前記整流回路によって整流された直流電圧が供給される受電側正極線と受電側負極線との間に並列に接続された第３アームと第４アームとを含み、
   前記制御部は、前記インバータの出力電圧に対して前記インバータの出力電流の位相が遅れている場合には、前記インバータの基準クロックに対して前記第１アームのスイッチングタイミングを進めるように前記インバータを制御する、非接触送受電システム。
2. 送電側の直流電源から高周波電圧を生成するインバータと、
   前記インバータの出力電圧と出力電流との位相差を検出する検出装置と、
   前記インバータに接続された送電コイルと、
   前記送電コイルから電力を非接触で受電する受電コイルと、
   前記受電コイルで受電された交流電力を直流に整流する整流回路と、
   前記インバータと前記整流回路とを制御する制御部とを備え、
   前記インバータは、前記送電側の直流電源から直流電圧が供給される送電側正極線と送電側負極線との間に並列に接続された第１アームと第２アームとを含み
   前記整流回路は、前記整流回路によって整流された直流電圧が供給される受電側正極線と受電側負極線との間に並列に接続された第３アームと第４アームとを含み、
   前記制御部は、前記インバータの出力電圧に対して前記インバータの出力電流の位相が進んでいる場合には、前記整流回路の基準クロックに対して前記第３アームのスイッチングタイミングを遅らせるように前記整流回路を制御する、非接触送受電システム。
3. 前記第３アームは、前記受電側正極線と前記受電側負極線との間に直列接続された２つのスイッチング素子を含み、
   前記第４アームは、前記受電側正極線と前記受電側負極線との間に直列接続された２つのダイオードを含む、請求項２に記載の非接触送受電システム。

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