JP2018038190A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】損失を抑制した電力変換装置を提供する。【解決手段】 電源１、２から入力される入力電力を変換し、変換された電力を負荷に供給する電力変換装置２００において、電源１、２に接続される入力ポート１９、２０を有する１次側回路１０と、負荷３に接続される複数の出力ポート４７〜５０、及び、複数の出力ポート４７〜５０に対応して接続された複数の２次側変換回路６１〜６４を有する２次側回路３０とを備え、１次側回路１０と２次側回路３０の間は絶縁されており、１次側回路１０は、電源１、２から入力される入力電流及び電源１、２から入力される入力電圧に応じて電源１、２の動作点を制御することで、入力電力を増加させる回路であり、複数の出力ポート４７〜５０は直列に接続され、電源１、２が動作点で動作するときの入力電力は、複数の２次側変換回路６１〜６４にそれぞれ出力される。【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

Ｍ個の電源の電力を負荷に供給する電力システムとして、２つのストリングを含むシステムが知られている（特許文献１）。この電力システムにおいて、２つのストリングは、Ｍ個（Ｍは１より大きい整数）の電源と、Ｍ個の電源に電気的に接続された各スイッチング回路とを含んでいる。スイッチング回路はＤＣＤＣ変換器で構成されている。各ＤＣＤＣ変換器は直列に接続されている。また、負荷に接続される共通ＤＣバスと２つのストリングとの間に、ストリングオプティマイザが接続されている。

特表２０１３−５３６５１２号公報

しかしながら、上記の電力システムでは、昇圧比を高めるためにストリングオプティマイザを追加した分、損失が大きくなるという問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、損失を抑制した電力変換装置を提供することである。

本発明は、入力ポートを有する１次側回路と、複数の出力ポート及び複数の２次側変換回路を有する２次側回路とを備え、複数の出力ポートを直列に接続し、１次側回路と２次側回路の間を絶縁し、電源からの入力電力を増加するように電源の動作点を制御する。そして本発明は、動作点で動作するときの電源の入力電力を、複数の２次側変換回路にそれぞれ出力することで、上記課題を解決する。

本発明によれば、損失を抑制しつつ電力変換できるという効果を奏する。

図１は、本実施形態に係る電力変換システムの回路図である。 図２は、図１で示した電源の電圧、電流特性のグラフである。 図３は、図１の電力変換システムの回路構成のうち、１段目のＤＣＤＣコンバータの回路図である。 図４は、図３で示したＤＣＤＣコンバータにおける電流特性及び電圧特性を示すグラフである。 図５は、図３で示したＤＣＤＣコンバータにおける、位相差、励磁時間、整流器の出力（Ｖ_ｒｅｆ、Ｉ_ｒｅｆ）及び２次側変換回路の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）の特性を示すグラフである。 図６は、本実施形態に係る電力変換システムの回路図である。 図７は、本発明の他の実施形態に係る電力変換システムのうち、電源と出力ポートとの間の回路図を示す。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
本実施形態に係る電力変換装置を、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態に係る電力変換装置２００を含む電力変換システムの回路図である。本実施形態に係る電力変換装置２００は、電源から入力される電力を変換し、変換された電力を負荷に供給する。電力変換装置は、例えば、車両に搭載される充電システムに用いられる。なお、以下の説明では、電源を太陽電池とし、負荷を二次電池とした上で、実施形態を説明する。電源は、太陽電池に限らず他の電源であってもよい。負荷は二次電池に限らず、エアコンなどの装置であってもよい。また、電力変換装置は、必ずしも車両に搭載される必要はなく、車両以外の他の装置に搭載されてもよい。

図１に示すように、本実施形態に係る電力変換システムは、複数の電源１、２、負荷３及び電力変換装置２００を備えている。電源１、２は太陽電池である。電源１、２は太陽電池であるため、電源１、２の出力可能電力（発電電力）は、電池１、２に当たる光の強さ（日照量）によって異なる。電源１及び電源２は、一対の電源ラインにより、電力変換装置２００の入力側にそれぞれ接続されている。すなわち、電源１と電力変換装置２００の入力との間を接続する電源ラインと、電源２と電力変換装置の入力との間を接続する電源ラインは、それぞれ独立している。そのため、電源１は、電源２の出力可能電力に依存することなく、電源１の出力可能電力を出力できる。電源２は、電源１の出力可能電力に依存することなく、電源２の出力可能電力を出力できる。

ここで、本実施形態とは異なり、電源１と電源２が直列に接続されている場合について説明する。例えば、電池１の一部が陰になることで、電源１に当たる光の強さが、電源２に当たる光の強さより小さくなった場合には、電源１の出力可能電力は、電源２の出力可能電力よりも小さくなる。太陽電池の特性として、出力可能電力が小さくなるほど、電源１、２の出力電圧は低くなる。出力可能電力の高い電源２は、出力可能電力の低い電源１に直列に接続されているため、電源２の出力電流は、電源１の出力電流に抑えられてしまう。ゆえに、電源１、２全体の出力可能電力は大幅に低下する。一方、本実施形態は、電源１と電源２とを直列に接続することなく、電源１と電源２を別々の電源ラインで電力変換装置に接続しているため、電源１と電源２は、互いに依存することなく、それぞれ出力可能電力を出力できる。

負荷３は、バッテリ等の負荷である。電力変換装置２００は、電源１、２を高出力電力となる動作点で動作するように電源１、２を制御しつつ、１回の昇圧機能をもったＤＣＤＣ変換装置である。

電力変換装置２００は、１次側回路１０及び２次側回路３０を備えている。１次側回路１０はＤＣＤＣ変換回路（ＤＣＤＣコンバータ）の１次側の回路であり、２次側回路３０はＤＣＤＣコンバータの２次側の回路である。１次側回路１０は、電源１、２から入力される直流を交流に変換する。そして、１次側回路１０と２次側回路３０との間には、トランスが設けられることで、１次側回路１０と２次側回路の間は絶縁されている。また、このトランスが昇圧機能を発揮する。２次側回路３０は、昇圧された交流を直流に整流し、負荷３に供給する。１次側回路１０のうち、ＤＣＡＣ変換回路が、後述する１次側変換回路１１〜１４に相当し、２次側回路３０のうちＡＣＤＣ変換回路が、後述する２次側変換回路６１〜６４に相当する。

１次側の回路構成を説明する。１次側回路１０は、１次側変換回路１１〜１４、１次巻線１５〜１８、入力ポート１９、２０及び平滑コンデンサ２１、２２を備えている。

１次側変換回路１１〜１４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をフルブリッジ状に接続したフルブリッジ回路であり、電源１、２から入力される直流の入力電圧を交流電圧に変換する。スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４において、トランジスタの導通方向と還流ダイオードの導通方向が互いに逆向きになるように、トランジスタと還流ダイオードは並列にそれぞれ接続されている。トランジスタには、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。還流ダイオードは、整流素子又はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである。スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_２は、一対の電源ライン間で直列に接続され、スイッチング素子Ｓ_３とスイッチング素子Ｓ_４は、同じ電源ラインの間で直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_２の直列回路は、スイッチング動作により電源１、２の直流電圧を交流電圧に変換し、スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_２との間の接続点Ｏ_１から交流電圧を出力する。同様に、スイッチング素子Ｓ_３とスイッチング素子Ｓ_４との間の直列回路は、スイッチング動作により電源１、２の直流電圧を交流電圧に変換し、スイッチング素子Ｓ_３とスイッチング素子Ｓ_４の接続点Ｏ_２から交流電圧を出力する。すなわち、接続点Ｏ_１は一方の交流電圧の出力端子であり、接続点Ｏ_２は他方の交流電圧の出力端子である。

１次側変換回路１１の入力は電源１に並列に接続されている。１次側変換回路１１の出力は１次巻線１５に接続されている。１次側変換回路１２の入力は電源１に並列に接続されている。１次側変換回路１２の出力は１次巻線１６に接続されている。すなわち、複数の１次側変換回路１１、１２が同じ電源１に対して並列に接続されている。

１次側変換回路１３の入力は電源２に並列に接続されている。１次側変換回路１３の出力は１次巻線１７に接続されている。１次側変換回路１３の入力は電源２に並列に接続されている。１次側変換回路１３の出力は１次巻線１８に接続されている。すなわち、複数の１次側変換回路１３、１４が同じ電源２に対して並列に接続されている。また複数の１次側変換回路１１、１２と複数の１次側変換回路１３、１４の間は、直接接続されていない。

１次巻線１５〜１８は、変圧器の１次側のコイルである。１次巻線１５、１６は、電源１の出力可能電力を２次側に供給するためのコイルであって、電源１及び１次側変換回路１１、１２に対応している。また、１次巻線１７、１８は、電源２の出力可能電力を２次側に供給するためのコイルであって、電源１及び１次側変換回路１３、１４に対応している。１次巻線１５の一端は、１次側変換回路１１の出力端子（接続点Ｑ_１）に接続されており、１次巻線１５の他端は、１次側変換回路１１の出力端子（接続点Ｑ_２）に接続されている。１次巻線１６の一端は、１次側変換回路１２の出力端子（接続点Ｑ_１）に接続されており、１次巻線１６の他端は、１次側変換回路１２の出力端子（接続点Ｑ_２）に接続されている。

１次巻線１７と１次側変換回路１３との間の接続、及び、１次巻線１８と１次側変換回路１４との間の接続は、１次巻線１５と１次側変換回路１１との接続と同じあるため、説明を省略する。

入力ポート１９は、電源１を１次側回路１０に接続するための端子である。入力ポート２０は、電源２を１次側回路１０に接続するための端子である。入力ポート１９は、一対の端子１９а、１９ｂを有しており、端子１９а電源１の正極側に接続され、端子１９ｂ電源１の負極側に接続されている。入力ポート２０は、入力ポート１９と同様に、正極用の端子２０аと負極用の端子２０ｂを有している。端子１９ｂ及び端子２０ｂは共通のグランドに接続されている。これにより、１次側変換回路１１〜１４の各基準電位は共通電位となり、入力ポート１９、２０の各基準電位も共通電位となっている。

入力ポート１９に接続された一対の電源ライン（正極側ライン及び負極側ライン）は、１次側変換回路１１、１２の入力側で分岐し、分岐された各ラインが１次側変換回路１１と１次側変換回路１２にそれぞれ接続されている。入力ポート２０に接続された一対の電源ラインも同様に分岐しつつ、１次側変換回路１３、１４に接続されている。

平滑コンデンサ２１、２２は、電源１、２から入力される電圧を平滑する。平滑コンデンサ２１は電源１に並列に接続され、平滑コンデンサ２２は電源２に並列に接続されている。

２次側の回路構成を説明する。２次側回路３０は、２次巻線３１〜３４、整流器３５〜３８、ＬＣフィルタ３９〜４２、バイパス回路４３〜４６、出力ポート４７〜５０及び電流遮断素子７１を備えている。なお、２次側回路３０のうち、整流器３５及びＬＣフィルタ３９が２次側変換回路６１に相当し、整流器３６及びＬＣフィルタ４０が２次側変換回路６２に相当し、整流器３７及びＬＣフィルタ４１が２次側変換回路６３に相当し、整流器３８及びＬＣフィルタ４２が２次側変換回路６４に相当する。また、２次側変換回路６１は１次側変換回路１１と対応しており、２次側変換回路６２は１次側変換回路１２と対応しており、２次側変換回路６３は１次側変換回路１３と対応しており、２次側変換回路６４は１次側変換回路１４と対応している。

２次巻線３１〜３４は、変圧器の２次側のコイルである。２次巻線３１は、１次巻線１５と磁気的に結合している。２次巻線３１〜３４の巻線比は、１次巻線１５〜１８の巻線比よりも多い。２次巻線３１は、２つの巻線３１а、３１ｂを直列に接続した回路で形成されている。巻線３１аの一端及び巻線３１ｂの一端は、整流器３５に含まれる各ダイオードのアノードにそれぞれ接続されている。巻線３１аと巻線３１ｂの他端同士が接続されており、他端同士の接続点はＬＣフィルタ３９の負極側に接続されている。

２次巻線３２は１次巻線１６と磁気的に結合し、２次巻線３３は１次巻線１７と磁気的に結合し、２次巻線３４は１次巻線１８と磁気的に結合している。２次巻線３２は２つの巻線３２а、３２ｂを有し、２次巻線３３は２つの巻線３３а、３３ｂを有し、２次巻線３４は２つの巻線３４а、３４ｂを有する。

整流器３５は、２次巻線３１により励磁された交流電圧を直流電圧に整流する回路であって、ダイオードブリッジで構成されている。整流器３５は、センタータップ型のダイオード整流器である。整流器３５は２次巻線３１とＬＣフィルタ３９との間に接続されている。整流器３６は２次巻線３２により励磁された交流電圧を整流し、整流器３７は２次巻線３３により励磁された交流電圧を整流し、整流器３８は２次巻線３４により励磁された交流電圧を整流する。整流器３６〜３８は、整流器３５と同様に、ダイオードブリッジで構成されている。なお、整流器３６〜３８の回路構成はダイオードフルブリッジやカレントダブラ方式でもよく、ダイオードと並列に動機整流スイッチを備えていてもよい。

ＬＣフィルタ３９は、コイル３９а及びコンデンサ３９ｂを接続したフィルタ回路である。コイル３９аは正極側のラインに直列に接続されている。コンデンサ３９ｂは、端子４７а、４７ｂに接続された一対の電源ライン間に接続されている。ＬＣフィルタ３９は、整流器３５とバイパス回路４３との間に接続されている。ＬＣフィルタ４０はコイル４０а及びコンデンサ４０ｂを有しており、ＬＣフィルタ４１はコイル４１а及びコンデンサ４１ｂを有しており、ＬＣフィルタ４２はコイル４２а及びコンデンサ４２ｂを有している。ＬＣフィルタ４０〜４２の回路構成は、ＬＣフィルタ４１と同様である。

バイパス回路４３は、端子４７аと端子４７ｂとの間をバイパスする。バイパス回路４３は、リレースイッチで構成されている。なお、バイパス回路４３は、半導体素子を用いた双方向スイッチでもよい。バイパス回路４３は、コンデンサ３９ｂに並列に接続され、ＬＣフィルタ３９と出力ポート４７との間に接続されている。リレースイッチがオフ状態になることで、バイパス回路４３は遮断された状態となる。バイパス回路４３は、２次側変換回路６１を介して２次巻線３１の両端をバイパスしているため、バイパス回路４３が遮断状態になった場合には、２次側変換回路６１で変換された電圧が出力ポート４７から出力される。すなわち、バイパス回路４３が遮断状態になっている場合に、出力ポート４７から出力は、電源１の電力に寄与した電力となる。一方、リレースイッチがオン状態になることで、バイパス回路４３は導通された状態となった場合には、２次側変換回路６１で変換された電圧が出力ポート４７から出力されない。

バイパス回路４４は、端子４８аと端子４８ｂとの間をバイパスする。バイパス回路４５は、端子４９аと端子４９ｂとの間をバイパスする。バイパス回路４６は、端子５０аと端子５０ｂとの間をバイパスする。バイパス回路４４〜４６の各回路構成及び各回路動作は、バイパス回路４３と同様である。

２次巻線３２と２次側変換回路６２とバイパス回路４４と出力ポート４８とを接続する回路構成、２次巻線３３と２次側変換回路６３とバイパス回路４５と出力ポート４９とを接続する回路構成、及び、２次巻線３４と２次側変換回路６４とバイパス回路４６と出力ポート５０とを接続する回路構成は、２次巻線３１と２次側変換回路６１とバイパス回路４３と出力ポート４７とを接続する回路構成と同様である。

出力ポート４７、出力ポート４８、出力ポート４９及び出力ポート４０は直列に接続されている。端子４７ｂと端子４８аが配線で接続されており、端子４８ｂと端子４９аが配線で接続されており、端子４９ｂと端子５０аが配線で接続されている。端子４７аは、高電位側の電源ラインで負荷３に接続されており、端子５０ｂは低電位側の電源ラインで負荷に接続されている。出力ポート４７〜５０の各端子のうち、端子４７а、５０ｂ以外の端子は、負荷３に直接接続されていない。

出力ポート４７は、２次巻線３１、バイパス回路４３及び２次側変換回路６１に対応している。出力ポート４８は２次巻線３２、バイパス回路４４及び２次側変換回路６２に対応し、出力ポート４９は２次巻線３３、バイパス回路４５及び２次側変換回路６３に対応し、出力ポート５０は２次巻線３４、バイパス回路４６及び２次側変換回路６４に対応している。

電流遮断素子７１は、端子５０ｂと負荷３の負極との間に接続されている。電流遮断素子７１は、電力変換装置２００と負荷３との間の電気的な導通状態と遮断状態を切り換えるためのスイッチである。電流遮断素子７１は、出力ポート４７〜５０のうち低電位側の端子に接続されており、負荷３に直列に接続されている。

コントローラ１００は、１次側変換回路１１〜１４に含まれる各スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のスイッチング動作を制御する。コントローラ１００は、バイパス回路４３〜４６に含まれるスイッチのオン、オフを切り替え、電流遮断素子７１のオン、オフを切り替える。

ここで、電源１、２に使用される太陽電池の特性を、図２を用いて説明する。図２は、太陽電池の電圧、電流特性を示す。点線は、出力可能電力を最大とする動作点の特性を示す。太陽電池の出力可能電力は、太陽電池に当たる光の強さによって変化し、光の強さが強いほど、出力可能電力は大きくなる。また、太陽電池の電圧が低くなるほど出力可能電流が増加し、太陽電池の電圧が高くなるほど出力可能電流は減少する。このような特性により、太陽電池には、出力電力を最大値とするための動作点が存在する。例えば、光の強さが所定値のときに、太陽電池の電流電圧特性が、図２のグラフＡに示す特性になるとする。このとき、最大電力を出力する動作点（最大動作点）は点Ａ_ｍとなり、太陽電池の出力電圧及び出力電流が動作点Ａ_ｍとなるように、電源１、２の動作点を変化させることで、電源１、２の出力電力は最大となる。

本実施形態において、１次側回路１０は、電源１、２から入力される電流及び電圧に応じて、電源１、２の動作点を最大電力点とする最大動作点追従機能（ＭＰＰＴ）を有している。１次側回路１０は、ＭＰＰＴで電源１、２を動作するために、交流電圧の時比率（デューティ比）を変化させている。１次側回路１０は、交流電圧の時比率（デューティ比）を変化するために、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のフルブリッジのコンバータで構成された１次側変換回路１１〜１４を備えており、ハーフブリッジのスイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２のスイッチング動作と、ハーフブリッジのスイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４のスイッチング動作をずらしている。

次に、１次側変換回路１１の回路動作を含めて、電力変換装置２００の回路動作を説明する。電力変換装置２００は、直列接続された出力ポート４７〜５０のポート数と対応するように、ＤＣＤＣコンバータを有している。図１の例では、電力変換装置２００は４つのＤＣＤＣコンバータを有している。図３は、４つのＤＣＤＣコンバータのうち、１段目のＤＣＤＣコンバータの回路構成を示している。なお、以下の説明において、１段目のＤＣＤＣコンバータは、入力ポート１９と出力ポート４７との間の電力変換回路に相当し、２段目のＤＣＤＣコンバータは、入力ポート１９と出力ポート４８との間の電力変換回路に相当する。また、３段目のＤＣＤＣコンバータは、入力ポート２０と出力ポート４９との間の電力変換回路に相当し、４段目のＤＣＤＣコンバータは、入力ポート２０と出力ポート５０との間の電力変換回路に相当する。

図４は、図３の回路における電流、電圧特性を示すグラフである。図４において、縦軸（Ｖ、Ｉ）は電圧及び電流の大きさを示し、横軸（ｔ）は時間を示す。なお、２段目から４段目までのＤＣＤＣコンバータの回路動作は、以下に説明する１段目のＤＣＤＣコンバータの回路動作と同様であるため、説明を省略する。

電源１から１次側変換回路１１に入力される入力電流及び入力電圧をそれぞれＩ_ｉｎ及びＶ_ｉｎとする。一定の強さの光が電源１に当たっている場合に、入力電流Ｉ_ｉｎ及び入力電圧Ｖ_ｉｎは、１次側変換回路１１の回路動作によって、出力可能電力付近の動作点の電圧及び電流となるように推移する。

コントローラ１００は、入力電流Ｉ_ｉｎ及び入力電圧Ｖ_ｉｎを、動作点に相当する電流及び電圧とするために、スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２のハーブリッジのスイッチング信号Ｓｗ_１と、スイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４のハーブリッジのスイッチング信号Ｓｗ_２を生成する。スイッチング信号Ｓｗ_１は、一方のハーフブリッジ（スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２のハーブリッジ）で方形波形の交流電圧を生成するための信号である。また、スイッチング信号Ｓｗ_２は、他方のハーフブリッジ（スイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４のハーブリッジ）で方形波形の交流電圧を生成するための信号である。

図４において、Ｖ_ｘ１は１次巻線１５に入力される電圧（１次側変換回路１１の出力電圧）を示し、Ｉ_ｘ１は１次巻線１５に入力される電流（１次側変換回路１１の出力電流）を示す。また、電圧（Ｖ_ｘ１）を示したグラフのうち、正側の方形波が、スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２のハーブリッジの出力電圧を示し、負側の方形波が、スイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４のハーブリッジの出力電圧を示す。

入力電圧Ｖ_ｉｎは、スイッチング信号Ｓｗ_１とスイッチング信号Ｓｗ_２との間の位相差（図４に示す「フェーズシフト量」に相当）に依存する。電池１に当たる光の条件が変わると、動作点が変化するために、入力電圧（Ｖ_ｘ１）と入力電流（Ｉ_ｘ１）との積である入力電力が変化する。コントローラ１００は、電源１の動作点が最大電力点に追従するように、位相差を演算し、位相差に応じたスイッチング信号Ｓｗ_１、Ｓｗ_２を生成する。例えば、入力電圧（Ｖ_ｘ１）を高める場合には、位相差をより大きくして、スイッチング信号Ｓｗ_１-Ｓｗ_２がゼロとなる時間を短くする。これにより、コントローラ１００は、電源１が動作点で動作するように、スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２のハーブリッジの出力電圧（交流電圧）とスイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４のハーブリッジの出力電圧（交流電圧）との位相差を調整することで、電源１の出力電力を電源１の出力可能電力とする制御（以下、ＭＰＰＴ制御とも称す）を実行する。

スイッチング信号Ｓｗ_１とスイッチング信号Ｓｗ_２との間で位相差をもたせて、１次側変換回路１１が動作すると、スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２のハーブリッジの出力電圧とスイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４のハーブリッジの出力電圧は、位相差をもった交流電圧となり１次巻線１５に印可される。１次巻線１５に印可される電圧波形は、各ハーブリッジの出力電圧を合成した波形となり、図４に示すように交流電圧（Ｖ_ｘ１）となる。

１次側変換回路１１の出力電圧が１次巻線１５に印可されると、１次巻線１５に接続された漏れインダクタンスと１次巻線１５への入力電圧により、１次巻線１５の電流（Ｉ_ｘ１）が上昇する。漏れインダクタンスは、１次巻線１５と等価的に直列接続されるインダクタンスに相当する。なお、図３では漏れインダクタンスを図示していない。

１次巻線１５の電流（Ｉ_ｘ１）は、時間ｔ_１から時間ｔ_２までの期間に、漏れインダクタンスと入力電圧（Ｖ_ｘ１）により上昇する。電流（Ｉ_ｘ１）が１次巻線１５に流れると、変圧器の２次側である２次巻線３１には誘導電流が流れる。誘導電流の大きさは、電流（Ｉ_ｘ１）の大きさと変圧器の変圧比（１：ｎ）により決まる。

時間ｔ_２で、１次巻線１５の電流（Ｉ_ｘ１）に対応する2次側巻き線３１の電流（Ｉ_ｘ２）がコイル３９аに流れる電流（Ｉ_ｒｅｃ）に到達すると、１次側巻き線の電流（Ｉ_ｘ１）の変化量が小さくなる。図４において、電流（Ｉ_ｘ１）の変化量は、Ｉ_ｘ１で示されるグラフの傾きで表される。２次巻線３１に電流が流れると、電流は、整流器３５に流れつつＬＣフィルタ３９のコイル３９аに流れる。ＬＣフィルタ３９のコイル３９аは、整流器３５の出力電圧（Ｖ_ｒｅｃ）とＬＣフィルタ３９の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）との差分で励磁される。コイル３９аの電流（Ｉ_ｒｅｃ）は、時間ｔ_２から時間ｔ_３までの期間で、コイル３９аの励磁により増加する。時間ｔ_２から時間ｔ_３までの電流の変化量は、電圧（Ｖ_ｒｅｃ）と電圧（Ｖ_ｏｕｔ）との差分をコイル３９のインダクタンス（Ｌ_ｒｅｃ）で割った関係式（（Ｖ_ｒｅｃ−Ｖ_ｏｕｔ）／Ｌ_ｒｅｃ）により決まる。そして、コイル３９аが励磁している期間（励磁時間：図４の時間ｔ_２から時間ｔ_３までの期間）が、整流器３５が電圧（Ｖ_ｒｅｃ）を出力している期間となる。

整流器３５の出力から出力ポート４７までの回路は、降圧コンバータと同様の動作をする。励磁時間中には、整流器３５の電流（Ｉ_ｒｅｃ）がコイル３９аを流れ、コンデンサ３９ｂが充電され、出力電流（Ｉ_ｏｕｔ）が流れる。励磁時間の経過後の期間（図４の時間ｔ_３から時間ｔ_４までの期間）には、コイル３９аの励磁により蓄積された磁気エネルギーが、ＬＣフィルタ３９の出力側に放出され、出力電流（Ｉ_ｏｕｔ）が流れる。これにより、２次側変換回路６１は図４に示す電流（Ｉ_ｏｕｔ）を出力する。２次側変換回路６１の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）の大きさは、励磁時間の長さに比例しており、励磁時間が長いほど出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）は大きくなる。

図５を用いて、位相差、励磁時間、整流器３５の出力（Ｖ_ｒｅｆ、Ｉ_ｒｅｆ）及び２次側変換回路６１の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）について説明する。図５は、整流器３５の出力（Ｖ_ｒｅｆ、Ｉ_ｒｅｆ）の特性を示すグラフである。コントローラ１００は、電源１を所定の動作点で制御するために、各ハーフブリッジのスイッチング信号の位相差（ΔＰ_１）を演算し、演算された位相差（ΔＰ_１）に基づき１次側変換回路１１を動作させる。

ここで、１次側変換回路１１が、位相差をもつスイッチング信号に基づき動作した場合に、励磁時間は、図５に示す時間（Ｔ_１）となり、整流器３５の出力（Ｖ_ｒｅｆ、Ｉ_ｒｅｆ）は図５に示す出力（Ｖ_ｒｅｆ１、Ｉ_ｒｅｆ１）となったとする。そして、整流器３５がＶ_ｒｅｆ１、Ｉ_ｒｅｆ１を出力している状態から、電源１の動作点が変わり、電源１の出力可能電力が大きくなったとする。コントローラ１００は、電源１から１次側変換回路１１に入力される電圧（Ｖ_ｉｎ）を高めるために、フェーズシフト量をΔＰ_１からΔＰ_２に大きくし、１次側変換回路１１への入力電圧及び入力電流（Ｖ_ｘ１、Ｉ_ｘ１）を高める。フェーズシフト量が増加すると、励磁時間がＴ_１からＴ_２に長くなる。また、１次側変換回路１１の出力（Ｖ_ｘ１、Ｉ_ｘ１）が大きくなるため、整流器３５の出力電流はＩ_ｒｅｆ１からＩ_ｒｅｆ２に大きくなり、整流器３５の出力電圧はＶ_ｒｅｆ１からＶ_ｒｅｆ２に大きくなる。そして、ＬＣフィルタ３９のコンデンサ３９ｂは、励磁時間Ｔ_２（＞Ｔ_１）の間、電流Ｉ_ｒｅｆ２（＞Ｉ_ｒｅｆ１）で充電されるため、２次側変換回路６１の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）は大きくなる。

これにより、本実施形態において、コントローラ１００は、電源１の出力可能電力が動作点に相当する電力になるように位相差（フェーズシフト量）を制御することで、ＭＰＰＴ制御を実行する。

次に、負荷３に対して電圧を出力する際に、２次側変換回路６１〜６４に割り当てられる出力電圧について、図１及び図３を用いて説明する。

図１に示すように、電力変換装置２００の入力側は、入力ポート１９、２０を介して、互いに独立した電源１、２にそれぞれ接続されている。そして、電源１、２の各動作点が光の当たり具合によって異なる場合もある。そのため、１次側から２次側に供給される電流は、電力変換装置２００に含まれるＤＣＤＣコンバータ毎で異なっている。

電力変換装置２００の出力では、出力ポート４７〜５０を直列に接続している。２次側回路３０の出力電圧は、２次側変換回路６１〜６４の各出力電圧の合計電圧となり、２次側回路３０の出力電流は２次側変換回路６１〜６４の各出力電流と共通する。そのため、例えば１段目の２次側変換回路６１の出力電圧が低下した場合に、２次側回路３０の出力電圧を維持するためには、２段目から４段目までの２次側変換回路６２〜６４の出力電圧を大きくしなければならない。

１段目の２次側変換回路６１において、整流器３５の出力電圧（Ｖ_ｒｅｆ）がＬＣフィルタ３９の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）より大きい場合を、一例に挙げた上で、２次側変換回路６１〜６４の出力バランスについて説明する。本実施形態とは異なり、１段目の２次側変換回路６１が、他の２次側変換回路６２〜６４の出力に依存することなく、独立したコンバータであれば、整流器３５の出力電圧（Ｖ_ｒｅｆ）が大きくなると、ＬＣフィルタ３９の出力電流（Ｉ_ｏｕｔ）は大きくなる。本実施形態では、１段目の２次側変換回路６１の出力電流は、２段目から４段目までの２次側変換回路６２〜６４の出力電流と共通している。そのため、２段目から４段目までの２次側変換回路６２〜６４の出力電流が１段目の２次側変換回路６１の出力電流に追従できなければ、１段目の２次側変換回路６１の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）が大きくなる。

１段目の２次側変換回路６１において、整流器３５の出力電流（Ｉ_ｒｅｆ）は、上記のとおり（Ｖ_ｒｅｃ−Ｖ_ｏｕｔ）／Ｌ_ｒｅｃで変化するため、ＬＣフィルタ３９のコイル３９аの励磁電圧によって決まる。励磁電圧は、整流器３５の出力電圧（Ｖ_ｒｅｃ）とＬＣフィルタ３９の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）との差分である。すなわち、出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）が大きくなると、励磁電圧（Ｖ_ｒｅｃ−Ｖ_ｏｕｔ）は小さくなるため、１段目の２次側変換回路６１の出力電流（Ｉ_ｏｕｔ）は小さくなる。これにより、２段目から４段目までの２次側変換回路６２〜６４の出力電流が１段目の２次側変換回路６１の出力電流に追従できるようになる。その結果として、コントローラ１００がＭＰＰＴ制御を行えば、２次側変換回路６１〜６４に出力電圧が、電源１、２の状態に応じて、適切な出力電圧に割り当てられる。

なお、上記の回路動作において、１段目の２次側変換回路６１の出力電流が増加することで、２段目から４段目までの２次側変換回路６２〜６４の出力電流が不足した場合には、２次側変換回路６２〜６４の出力側に接続されているコンデンサ４０ｂ、４１ｂ、４２ｂが放電することで、不足分の電流が補われ、２次側変換回路６２〜６４の出力電流が１段目の２次側変換回路６１の出力電流に追随してもよい。このような場合に、コンデンサ４０ｂ、４１ｂ、４２ｂの放電によって、２次側変換回路６２〜６４の出力電圧が低下すると、ＬＣフィルタ４０〜４２のコイル４０ａ、４１ａ、４２ａの励磁電圧（Ｖ_ｒｅｃ−Ｖ_ｏｕｔ）が大きくなるため、整流器３５の出力電流（Ｉ_ｒｅｘ）が増加する。そのため、２次側変換回路６２〜６４の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）は、コンデンサ４０ｂ、４１ｂ、４２ｂの放電による電圧低下が抑制され、２次側変換回路６２〜６４の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）が大きくなる。これにより、本実施形態では、コンデンサ３９ｂ、４０ｂ、４１ｂ、４２ｂの放電により、出力電流（Ｉ_ｏｕｔ）の低下を抑制しつつ、整流器３５〜３６の出力電圧（Ｖ_ｒｅｃ）、コイル３９ａ、４０ａ、４１ａ、４２ａの励磁電圧（Ｖ_ｒｅｃ−Ｖ_ｏｕｔ）及び２次側変換回路６１〜６４の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）の電圧バランスを保つことができる。このとき、コントローラ１００によるＤＣＤＣコンバータの制御は、１次側回路１０に対するＭＰＰＴ制御だけであり、２次側回路２０に対する制御は含まれない。すなわち、コントローラ１００がＭＰＰＴ制御を行えば、２次側回路６１〜６４における各種電圧、電流のバランスが保たれる。

１段目の２次側変換回路６１において、整流器３５の出力電圧（Ｖ_ｒｅｆ）がＬＣフィルタ３９の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）より小さい場合を、一例に挙げた上で、２次側変換回路６１〜６４の出力バランスについて説明する。ＬＣフィルタ３９の入力電圧（Ｖ_ｒｅｆ）が出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）より小さい場合には、１次巻線１５から２次巻線３１に供給される電流は流れない。一方、２次側変換回路６１〜６４の出力電流は共通の電流であるため、２次側変換回路６１に含まれるコンデンサ３９ｂが放電し、電流を出力する。コンデンサ３９ｂが放電すると、２次側変換回路６１の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）が低くなる。出力電圧（Ｖ_ｒｅｆ）が出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）より大きくなると、ＬＣフィルタ３９のコイル３９аが励磁できる状態となるため、１次巻線１５から２次巻線３１に電流を供給可能な状態となる。ゆえに、ＭＰＰＴ制御の下、１次側変換回路６１を動作することができ、電源１は動作点で動作できる。

上記のように、１次側回路１０の入力側の電源１、２の出力可能電力が小さい場合には、出力可能電力の小さい電源１、２に対応する２次側変換回路６１〜６４の出力電圧は低下する。また、１次側回路１０の入力側の電源１、２の出力可能電力が大きい場合には、出力可能電力の大きい電源１、２に対応する２次側変換回路６１〜６４の出力電圧は上昇する。また、コントローラ１００がＭＰＰＴ制御を行えば、２次側変換回路６１〜６４に出力電圧が、電源１、２の状態に応じて、適切な出力電圧に割り当てられる。

次に、コントローラ１００による動作回路の切り換え制御と、コントローラ１００による導通回路の切り替え制御を説明する。コントローラ１００は、電力変換回路の昇圧比に応じて、複数の１次側変換回路１１〜１４のうち、動作する回路と、動作しない回路を切り換える。また、コントローラ１００は、電力変換回路の昇圧比に応じて、複数のバイパス回路４３〜４６のうち、導通する回路と遮断する回路を切り換える。

電力変換装置２００は、複数の１次側変換回路１１〜１４のうち動作回路を切り換えることで、１次側から２次側への電圧の供給を制御する。例えば、電源１に接続された２つの１次側変換回路１１、１２のうち、１次側変換回路１１を動作して、１次側変換回路１２を動作しないように制御する。具体的には、コントローラ１００は、１次側変換回路１１に含まれるスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のスイッチング動作を行い、１次側変換回路１２に含まれるスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４をオフ状態で維持する。１次側変換回路１１は動作回路として動作するため、電源１の出力電圧は１段目のＤＣＤＣコンバータを介して昇圧される。一方、１次側変換回路１２は動作回路として動作しないため、電源１の出力電圧は２段目のＤＣＤＣコンバータを介して昇圧されない。そして、２段目のＤＣＤＣコンバータが停止している分、全体の昇圧比は、１段目のＤＣＤＣコンバータ及び２段目のＤＣＤＣコンバータを動作させた時の全体の昇圧比よりも小さくなる。電源１を昇圧させる際の全体の昇圧比は、電源１の出力電圧と、端子４７ａから端子４８ｂの間の出力電圧との比に相当する。コントローラ１００は、電源２に接続された３段目のＤＣＤＣコンバータ及び４段目のＤＣＤＣコンバータも、全体の昇圧比に応じて、複数の２次側変換回路１３、１４の動作回路を切り換える。

また、動作させる１次側変換回路１１〜１４と対応して接続されているバイパス回路４３〜４６は遮断状態となる。動作させない１次側変換回路１１〜１４と対応して接続されているバイパス回路４３〜４６は導通状態となる。コントローラ１００は、バイパス回路４３〜４６に含まれるスイッチをオフ状態にすることで、バイパス回路４３〜４６を遮断状態とする。また、コントローラ１００は、バイパス回路４３〜４６に含まれるスイッチをオン状態にすることで、バイパス回路４３〜４６を導通状態とする。バイパス回路４３〜４６が遮断状態である場合には、出力ポート４７〜５０は、ＤＣＤＣコンバータで昇圧された電圧を出力する。一方、バイパス回路４３〜４６が導通状態である場合には、出力ポート４７〜５０の各端子間は短絡する。

本実施形態において、電力変換装置２００が負荷３に電圧を出力するためには、２次側回路３０の出力電圧が負荷３の電圧よりも高くならなければならない。電源１、２の出力可能電力が低い場合には電源１、２の出力電圧は低くなり、２次側回路３０の出力電圧を高めるためには、ＤＣＤＣコンバータの昇圧比を高くしなければならない。

本実施形態では、出力ポート４７〜５０は直列に接続されており、各出力ポート４７〜５０に対して、複数のＤＣＤＣコンバータの出力が接続されている。電力変換装置２００の全体の昇圧比を高めて、２次側回路３０の出力電圧を高めるためには、電源１、２の電圧を複数のＤＣＤＣコンバータでそれぞれ昇圧し、昇圧された電圧を、２次側変換回路６１〜６４からそれぞれ出力すればよい。一方、電力変換装置２００の全体の昇圧比が低くてもよい場合には、電源１、２の電圧を複数のＤＣＤＣコンバータでそれぞれ昇圧しなくてもよい。

ＤＣＤＣコンバータの特性として昇圧比が高くなると電力変換装置２００の効率は低下する。そのため、１次側変換回路１１〜１４を動作させる際には、昇圧比の高い状態でＤＣＤＣコンバータが動作することを避けつつ、２次側回路３０の出力電圧が負荷３の電圧よりも高くなればよい。

電源１の出力可能電力が高い場合には、ＤＣＤＣコンバータの全体の昇圧比は低くてもよいため、コントローラ１００は、１次側変換回路１１及び１次側変換回路１２のいずれか一方の回路を動作させて、他方の回路を動作させない。またコントローラ１００は、動作された１次側変換回路１１、１２に対応するバイパス回路４３、４４を遮断状態とし、動作されない１次側変換回路１１、１２に対応するバイパス回路４３、４４を導通状態とする。

電源１の出力可能電力が低い場合には、ＤＣＤＣコンバータ全体の昇圧比を高くするために、コントローラ１００は、１次側変換回路１１及び１次側変換回路１２を両方動作させる。またコントローラ１００は、動作された１次側変換回路１１、１２に対応するバイパス回路４３、４４を遮断状態とする。

電源１の動作点と電源２の動作点は異なるため、コントローラ１００は、電源１の出力可能電力に応じて、１次側変換回路１１、１２の動作回路の切り替え、及び、１次側変換回路１３、１４の動作回路の切り替えをそれぞれ制御する。

図６は、図１に示した電力変換システムの回路図に対して、電源１、２の電流電圧特性、整流器３５〜３８の出力電圧（Ｖ_ｒｅｃ）特性及び２次側変換回路の出力電流（Ｉ_ｏｕｔ）特性を示すグラフを加えている。Ｖ_ｉｎ１及びＩ_ｉｎ１は電源２から入力される入力電圧及び入力電流を示し、Ｖ_ｉｎ２及びＩ_ｉｎ２は電源１から入力される入力電圧及び入力電流を示す。なお、図６において、一点鎖線で囲んだ回路は、１次側変換回路１１〜１４のうち動作していない回路を示している。図６の例では、１次側変換回路１２が動作していない。なお、図６において、コントローラ１００の図示を省略している。

例えば、電源１の出力可能電力が低く、電源２の出力可能電力が高い場合には、コントローラ１００は、１次側変換回路１１を動作させ、１次側変換回路１２くどうさせず、１次側変換回路１３及び１次側変換回路１４を動作させる。すなわち、昇圧比が低くてもよい場合には、１段目及び２段目のＤＣＤＣコンバータのうち、２段目のＤＣＤＣコンバータの動作を停止することで、損失を抑制できる。また、高い昇圧比が要求される場合には、３段目及び４段目のＤＣＤＣコンバータをそれぞれ動作させて、出力電圧を高める。これにより、損失を抑制しつつ、全体の昇圧比を高めることができる。

コントローラ１００は、複数のＤＣＤＣコンバータに対して要求される各昇圧比に応じて、上記のような１次側変換回路１１〜１４の動作回路の切り換えを行う。コントローラ１００は、電源１、２の動作点に対応する出力可能電圧を演算する。コントローラ１００は、負荷に対して要求される出力電圧と、演算された出力可能電圧から全体の昇圧比を演算する。コントローラ１００は、２次側回路３０の出力電圧が負荷の電圧よりも高くなるように、全体の昇圧比と複数のＤＣＤＣコンバータの損失に応じて、電源１の出力電圧に対する第１昇圧比、及び、電源２の出力電圧に対する第２昇圧比を演算する。コントローラ１００は、第１昇圧比と所定の閾値とを比較し、第２昇圧比と所定の閾値とを比較する。所定の閾値は、ＤＣＤＣコンバータの損失に応じて決まる閾値であって、各電源１、２に接続されたコンバータのうち、どれだけの数のコンバータを動作させることで効率がよくなるかを表している。そして、第１昇圧比が所定の閾値より高い場合には、コントローラ１００は、１次側変換回路１１及び１次側変換回路１２のうち、いずれか一方の変換回路を動作回路として選択し、他方の変換回路を動作回路して選択しない。一方、第１昇圧比が所定の閾値以下である場合には、コントローラ１００は、１次側変換回路１１及び１次側変換回路１２の両回路を動作回路として選択する。コントローラは、１次側変換回路１３、１４についても、第２昇圧比と所定の閾値との比較結果に応じて、動作させる変換回路と動作させない変換回路を選択する。また、コントローラ１００は、動作される１次側変換回路１１〜１４に対応するバイパス回路４３〜４６を遮断状態とし、動作されない１次側変換回路１１〜１４に対応するバイパス回路４３〜４６を導通状態とする。これにより、電力変換装置２００の損失を抑制しつつ、全体の昇圧比を高めることができる。

また電源１、２の出力可能電力が高く、かつ、負荷３の電圧が低い状態で、ＤＣＤＣコンバータの入力と出力との間の電圧差が大きい場合には、ＤＣＤＣＤＣコンバータの降圧比が高くなる。降圧比が高くなると、フェーズシフト量（スイッチング信号のデューティ比）が低くなり、フルブリッジを還流する電流が大きくなる。そのため、電力変換装置２００の効率が低下する。本実施形態では、ＤＣＤＣＤＣコンバータの降圧動作を行う場合にも、コントローラ１００は、上記と同様に、全体の損失が低くなるように、１次側変換回路１１〜１４の中で、動作させる回路を切り換えつつ、バイパス回路４３〜４７の導通、遮断を切り換える。言い換えると、コントローラは、４段のＤＣＤＣコンバータのうち、動作させるＤＣＤＣコンバータの数、停止させるＤＣＤＣコンバータの数を制御する。これにより、ＤＣＤＣコンバータを降圧動作する際も、フルブリッジを還流する電流量を抑え、損失を抑制できる。すなわち、本実施形態は、電力変換装置２００の損失を抑制しつつ、入力電圧に対する出力電圧の電圧範囲を広げることができる。

次に、電流遮断素子７１の制御について説明する。電源１、２の出力可能電力の合計値が、電力変換装置の全体の消費電力よりも小さい場合には、コントローラ１００は、電流遮断素子７１をオフ状態にする。また、コントローラ１００は、電流遮断素子７１をオフ状態にしつつ１次側変換回路１１〜１４に含まれるスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のスイッチング動作を停止することで、１次側から２次側への電力供給を禁止する。

また、電源１、２の出力可能電力の合計値が電力変換装置の全体の消費電力より大きく、かつ、電源１、２の電力に基づき２次側回路３０の出力可能電圧が負荷３の電圧より低い場合には、コントローラ１００は、以下のような制御で、コンデンサ３９ｂ、４０ｂ、４１ｂ、４２ｂを充電してもよい。コントローラ１００は、電流遮断素子７１をオフ状態にし、１次側変換回路１１〜１４に含まれるスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のスイッチング動作を行う。

上記のように、本実施形態において、電力変換装置２００は、入力ポート１９、２０を有する１次側回路と、複数の出力ポート４７〜５０、及び、複数の出力ポート４７〜５０に対応して接続された複数の２次側変換回路６１〜６４を有する２次側回路とを備えている。１次側回路１０と２次側回路３０の間は絶縁されている。１次側回路１０は、電源１、２から入力される入力電流及び電源１、２から入力される入力電圧に応じて前記電源の動作点を制御することで、電源１、２の入力電力を増加させる。複数の出力ポート４７〜５０は直列に接続されている。電源１，２が所定の動作点で動作するときに、電源１，２の入力電力は、複数の２次側変換回路６１〜６４にそれぞれ出力される。これにより、損失を抑制しつつ電力変換を行うことができる。また、入力ポート１９，２０に接続される電源１、２の電力を高めつつ、昇圧比を高めることができる。

ところで、本実施形態に係るシステムは、太陽電池発電システムのように、出力可能な電力が変動する電源の電力を負荷供給するシステムに適用される。このようなシステムでは電源電圧を昇圧して負荷電圧に供給するが、その昇圧比が高くなると電力変換装置の効率が悪化する。

そのため、コンバータの昇圧比を抑制する方法として、複数の電源を直列接続して、複数の電源を昇圧比の低い電力変換装置に接続する方法が考えられる。例えば家庭用の太陽光発電システムでは多数の太陽光発電セルを直列に接続している。

しかしながら、複数の電源を直列接続すると、全ての電源の電流が共通となる。例えば太陽光発電システムの場合に、直列接続される太陽光発電セルの一部に影がかかり、影にあるセルが供給可能な電流が低下した場合は、他のセルに電力供給能力があったとしても、電源が直列に接続されているため、他のセルは、影のあるセルの電流しか流せないため、出力可能なエネルギーが大幅に減少するという課題がある。

このような課題を解決するための方法として、例えば特許文献（特表２０１１−５２２３１３）では、電力変換回路を分散させ、直列接続される電源数を削減する。そして、各々の電力変換回路に接続される電源群の発電電力を最大化するよう制御し、それらの出力を直列に接続して高い昇圧比を得ながら、発電エネルギーを増加させるというシステムが知られている。しかしながら、直列接続される電力変換回路が非絶縁型であるため、回路電位を複数生成する電源が必要であるだけでなく、電源群の基準電圧が高電圧化するという課題があった。また、制御が複雑になるという課題があった。

本実施形態では、１次側回路と２次側回路との間を絶縁しているため、１次側動作回路の基準電位の数を抑制しつつ、基準電位の低電位かを実現できる。また、複数のＤＣＤＣコンバータの回路構成がシンプルで、１次側の変換回路を制御することでＤＣＤＣコンバータの全体を制御することができる。

また本実施形態において、出力ポート４７〜５０は、一対の端子４７ａ〜５０ａ、４７ｂ〜５０ｂを有し、一対の端子４７ａ〜５０ａ、４７ｂ〜５０ｂにコンデンサ３９ｂ〜４２ｂを接続する。これにより、電源１、２の出力が短時間低下した場合に、電力変換装置２００は一定の出力を維持できる。

また本実施形態において、２次側回路３０は、一対の端子４７ａ〜５０ａ、４７ｂ〜５０ｂ間をバイパスするバイパス回路４３〜４６を有する。これにより、ある電源１，２からの入力電力が小さい場合に、出力ポート４７〜５０を短絡させることで、電流が流れる回路素子数を減少させることができる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータのおける抵抗損失が減少するため、効率を高めることができる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、昇圧比に応じて、複数のバイパス回路４３〜４６の中で導通回路として導通する回路を切り換える。これにより、電源電圧と負荷電圧に適した昇圧比に調整することができ、電力変換回路の出力範囲を広げることができる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、電源１、２から入力される最大入力電力に応じて、バイパス回路４３〜４６の導通回路を切り換える。これにより、電源１、２の出力可能電力に適した昇圧比に調整することができ、電力変換回路の出力範囲を広げることができる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、複数の出力ポート４７〜５０から負荷３に出力される電圧が負荷３の出力電圧より高くなるように、バイパス回路４３〜４６の導通回路を切り換える。これにより、負荷電圧に適した昇圧比に調整することができ、電力変換回路の出力範囲を広げることができる。

また本実施形態において、１次側回路１０は１次巻線１５〜１８を有し、２次側回路３０は、複数の２次巻線３１〜３４を有し、複数の２次巻線３１〜３４は、複数の２次側変換回路６１〜６４に対応して接続されており、複数のバイパス回路４３〜４６は、２次巻線３１〜３４の両端の端子間に接続されたスイッチをそれぞれ有し、コントローラ１００は、複数のバイパス回路のうち、導通回路に含まれるスイッチをオン状態にし、導通回路に含まれないスイッチをオフ状態にする。これにより、損失を抑制しつつ、昇圧比の設定範囲を広げることができる。また少ないスイッチによって、ＤＣＤＣコンバータの出力を切り替えることができるため、回路を小型化できる。

また本実施形態において、１次側回路１０は、電源１、２に並列に接続された複数の１次側変換回路１１〜１４を有する。コントローラ１００は、複数の１次側変換回路１１〜１４の中で動作回路として動作する回路を、昇圧比に応じて切り換える。これにより、損失を抑制しつつ、昇圧比の設定範囲を広げることができる。また、１次側回路の制御のみで、動作させるＤＣＤＣコンバータを切り替えられるため、制御を容易にできる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、複数の出力ポート４７〜５０から負荷３に出力される電圧が負荷３の出力電圧より高くなるように、１次側変換回路１１〜１４を動作させる回路を切り換える。これにより、負荷電圧に適した昇圧比に調整することができ、電力変換装置２００の出力範囲を広げることができる。

また本実施形態において、電源１、２から入力される最大入力電力に応じて、１次側変換回路１１〜１４を動作させる回路を切り換える。これにより、電源１、２の出力可能電力に適した昇圧比に調整することができ、電力変換装置２００の出力範囲を広げることができる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、記複数の１次側変換回路１１〜１４に含まれる複数のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のうち、動作回路に含まれるスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４のスイッチング動作を実行し、動作回路の含まれないスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４をオフ状態にする。これにより、損失を抑制しつつ、昇圧比の設定範囲を広げることができる。また、通常用いられる制御信号によって動作回路の切り替えが可能となるため、制御信号線を削減できる。

また本実施形態において、１次側変換回路１１〜１４は、第１交流電圧を出力する第１出力端子（スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_２との接続点に相当）と第２交流電圧を出力する第２出力端子（スイッチング素子Ｓ_３とスイッチング素子Ｓ_４との接続点に相当）とを有し、電源１、２の入力電圧を第１交流電圧に変換し、電源１、２の入力電圧を第２交流電圧に変換し、第１出力端子と第２出力端子は同一の１次巻線１５、１６、１７、１８に接続されており、第１交流電圧の位相と第２交流電圧の位相が異なる。これにより、変圧器にかかる電圧に偏りが生じないため、変圧器の発熱を抑えることができる。その結果として、変圧器を小型化できる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、電源１、２の動作点が電源１、２から入力される最大入力電力となるように、第１交流電圧と第２交流電圧との間の位相差を制御する。これにより、位相差のみを制御することで電源１、２の入力電力を最大化できるため、コントローラ１００における演算負荷が低減できる。

また本実施形態において、１次側回路１０に含まれる複数の入力ポートは１９，２０は、複数の電源１、２に対応してそれぞれ接続されており、複数の入力ポート１９、２０の基準電位は共通電位である。これにより、動作回路でとなる１次側変換回路１１〜１４の電源電位を共通にできるため、１次側変換回路１１〜１４を小型化できる。

また本実施形態において、コントローラ１００は、電源１，２の出力可能電力が１次側回路１０の動作電力より低い場合には、１次側回路１０から２次側回路３０への電力供給を禁止する。これにより、電力変換装置２００を含むシステムの全体の効率を向上させることができる。

また本実施形態において、２次側回路３０は、整流素子及び受動素子により構成されている。これにより、２次側は動作回路で構成する必要がないため、回路の小型化を実現できる。

また本実施形態において、電力変換装置は、複数の出力ポート４７〜５０から負荷３に流れる電流を遮断する電流遮断素子７１を備え、電流遮断素子７１は複数の出力ポート４７〜５０に直列に接続されている。これにより、１つのスイッチのオンオフの切り換えにより、負荷３への電力伝送を停止できるため、メンテナンス性を向上できる。

複数の出力ポート４７〜５０から負荷３に出力される電圧が、負荷３の出力電圧より低い場合に、電流遮断素子７１はオフになる。これにより、電力変換装置の出力電圧が負荷電圧より小さくなった場合に、電力の逆流を防ぐことができる。各出力ポートの電圧の分担比が均一化することを防止できる。

また本実施形態では、電流遮断素子７１は、複数の出力ポート４７〜５０のうち最も電位の低い出力ポート５０に接続されている。これにより、安全性を高めることができる。

なお、本実施形態において、出力ポート４７〜５０に、静電容量素子としてコンデンサを接続したが、電気二重層キャパシタ等を接続してもよい。

《第２実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置２００のうち、電源１と出力ポート４７、４８との間の回路図を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、１次側回路１０の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。

図７に示すように、１次側回路の１０に含まれる１次巻線１５は、２つの２次巻線３１、３２を磁気的に結合されている。１次巻線１５と２次巻線３１との巻線比は１：ｎ（ｎは１より大きい整数）であり、１次巻線１５と２次巻線３２との巻線比は１：ｎ（ｎは１より大きい整数）である。２次巻線３１は２次側変換回路６１を介して出力ポート４７に接続されており、２次巻線３２は２次側変換回路６２を介して出力ポート４７に接続されている。

電流が１次巻線１５に流れた場合に、誘導電流は、２次巻線３１及び２次巻線３２にそれぞれ流れる。そして、２次巻線３１に流れる誘導電流によって発生する電圧、及び、２次巻線３２に流れる誘導電流によって発生する電圧は、１次巻線１５の電圧に対して、それぞれｎ倍、昇圧された電圧である。そして、２次巻線３１の交流電圧は２次側変換回路６１に供給され、２次巻線３２の交流電圧は２次側変換回路６２に供給される。そして、２次側変換回路６１及び２次側変換回路６２で変換された電圧が、直列接続された出力ポート４７、４８により合算される。

これにより、電源１が動作点で動作するときの入力電力が、複数の２次側変換回路６１、６２にそれぞれ出力される。これにより、損失を抑制しつつ電力変換を行うことができる。また、入力ポート１９に接続される電源１の電力を高めつつ、昇圧比を高めることができる。

なお、図７に示す回路構成は、電源１に接続されるＤＣＤＣコンバータに限らず、電源２に接続されるＤＣＤＣコンバータに用いてもよい。

１、２…電源
３…負荷
１０…１次側回路
１１〜１４…１次側変換回路
１５〜１８…１次巻線
１９、２０…出力ポート
２１、２２…平滑回路
３０…２次側回路
３１〜３４…２次巻線
３５〜３８…整流器
３９〜４２…フィルタ
３９а、４０а、４１а、４２а…コイル
３９ｂ、４０ｂ、４１ｂ、４２ｂ…コイル
４３〜４６…バイパス回路
４７〜５０…出力ポート
６１〜６４…２次側変換回路
７１…電流遮断素子
１００…コントローラ

Claims (20)

1. 電源から入力される入力電力を変換し、変換された電力を負荷に供給する電力変換装置において、
   前記電源に接続される入力ポートを有する１次側回路と
   前記負荷に接続される複数の出力ポート、及び、前記複数の出力ポートに対応して接続された複数の２次側変換回路を有する２次側回路とを備え、
   前記１次側回路と前記２次側回路の間は絶縁されており、
   前記１次側回路は、前記電源から入力される入力電流及び前記電源から入力される入力電圧に応じて前記電源の動作点を制御することで、前記入力電力を増加させる回路であり、
   前記複数の出力ポートは直列に接続され、
   前記電源が前記動作点で動作するときの前記入力電力は、前記複数の２次側変換回路にそれぞれ出力される
   電力変換装置。
2. 前記複数の出力ポートは、一対の端子をそれぞれ有し、
   前記２次側回路は、前記一対の端子間に接続された静電容量素子を有する
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記複数の出力ポートは、一対の端子をそれぞれ有し、
   前記２次側回路は、前記一対の端子間をバイパスするバイパス回路を有する
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 複数の前記バイパス回路を制御するコントローラを備え、
   前記コントローラは、昇圧比に応じて、複数の前記バイパス回路の中で導通回路として導通する回路を切り換える
   請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記コントローラは、前記複数の出力ポートから前記負荷に出力される電圧が前記負荷の出力電圧より高くなるように、前記導通回路を切り換える
   請求項４記載の電力変換装置。
6. コントローラは、前記電源から入力される最大入力電力に応じて前記導通回路を切り換える
   請求項４又は５記載の電力変換装置。
7. 前記１次側回路は１次巻線を有し、
   前記２次側回路は、前記１次巻線と磁気的に結合する複数の２次巻線を有し、
   前記複数の２次巻線は、前記複数の２次側変換回路に対応して接続されており、
   前記複数のバイパス回路は、前記２次巻線の両端の端子間に接続されたスイッチをそれぞれ有し、
   前記コントローラは、
   前記複数のバイパス回路のうち、前記導通回路に含まれる前記スイッチをオン状態にし、前記導通回路に含まれない前記スイッチをオフ状態にする
   請求項４〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記１次側回路を制御するコントローラを備え
   前記１次側回路は、前記電源に並列に接続され、前記２次側変換回路に電力を供給する複数の１次側変換回路を有し、
   前記複数の１次側変換回路と前記複数の２次側変換回路は、それぞれ対応しており、
   前記コントローラは、
   昇圧比に応じて、前記複数の１次側変換回路の中で動作回路として動作する回路を切り換える
   請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記コントローラは、前記複数の出力ポートから前記負荷に出力される電圧が前記負荷の出力電圧より高くなるように、前記動作回路を切り換える
   請求項８記載の電力変換装置。
10. 前記コントローラは、前記電源から入力される最大入力電力に応じて前記動作回路を切り換える
    請求項８又は９記載の電力変換装置。
11. 前記１次側回路を制御するコントローラを備え、
    前記複数の１次側変換回路はスイッチング素子をそれぞれ有し、
    前記コントローラは、前記複数の１次側変換回路に含まれる複数のスイッチング素子のうち、前記動作回路に含まれるスイッチング素子のスイッチング動作を実行し、前記動作回路の含まれないスイッチング素子をオフ状態にする
    請求項８〜１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記１次側回路は、１次巻線及び１次側変換回路を有し、
    前記２次側回路は、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線を有し、
    前記１次側変換回路は、第１交流電圧を出力する第１出力端子と第２交流電圧を出力する第２出力端子とを有し、前記入力電圧を前記第１交流電圧に変換し、前記入力電圧を第２交流電圧に変換し、
    前記第１出力端子と前記第２出力端子は同一の前記１次巻線に接続されており、
    前記第１交流電圧の位相と前記第２交流電圧の位相が異なる
    請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
13. 前記１次側回路を制御するコントローラを備え、
    前記コントローラは、前記動作点が前記電源から入力される電力が最大となるように、前記第１交流電圧と前記第２交流電圧との間の位相差を制御する
    請求項１２記載の電力変換装置。
14. 前記１次側回路に含まれる複数の前記入力ポートは、複数の前記電源に対応してそれぞれ接続されており、
    前記複数の入力ポートの基準電位は共通電位である
    請求項１〜１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
15. 前記１次側回路を制御するコントローラを備え、
    前記コントローラは、前記電源の出力可能電力が前記電力変換装置の消費電力より低い場合には、前記１次側回路から前記２次側回路への電力供給を禁止する
    請求項１〜１４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
16. 前記２次側回路は、整流素子及び受動素子により構成されている
    請求項１〜１５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
17. 前記出力ポートに直列に接続され、前記複数の出力ポートから前記負荷に流れる電流を遮断する電流遮断素子を備えている
    請求項１〜１６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
18. 前記複数の出力ポートから前記負荷に出力される電圧が、前記負荷の出力電圧より低い場合に、前記電流遮断素子はオフになる
    請求項１７記載の電力変換装置。
19. 前記電流遮断素子は、前記複数の出力ポートのうち最も電位の低い前記出力ポートに接続される
    請求項１７又は１８記載の電力変換装置。
20. 前記電源が太陽電池である
    請求項１〜１９のいずれか一項に記載の電力変換装置。

Images