KR101681958B1 - 다단 멀티레벨 ac-ac 컨버터 - Google Patents
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Abstract
다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터가 개시된다. 본 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터는, 두 개의 스위치 페어(pair) 및 결합 인덕터를 각각 포함하는 복수의 단상 AC-AC 컨버터 및 복수의 단상 AC-AC 컨버터 내의 각 스위치들을 제어하여 교류 신호 컨버팅(converting) 동작을 수행하는 제어부를 포함하며, 복수의 단상 AC-AC 컨버터 각각은, 두 개의 스위치 페어가 모두 온 또는 오프되는 스위칭 상태에서, 전원으로부터 결합 인덕터를 경유하여 접지로 연결되는 전류 경로를 형성한다.
Description
본 발명은 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터에 관한 것으로, 보다 상세하게는 커뮤테이션 문제를 해결 가능한 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터에 관한 것이다.
교류 전원의 크기 또는 주파수를 변환하기 위한 AC-AC 컨버터에 있어서, 종래의 교류 전원을 변환하기 위한 컨버터의 토폴로지는, AC 전원에 다이오드 또는 PWM 정류기를 거쳐 DC 링크를 가진 PWM 전압형 인버터를 이용하여 AC 전원을 출력하는 비직접형 AC-DC-AC 컨버터가 있었다. 이러한 비직접형 AC-DC-AC 컨버터는 교류 전원의 직류 변환을 위한 정류회로 및 제어를 요하고, 일반적인 어플리케이션에서 레귤레이터를 요할 때, 컨버터 회로의 복잡성의 증가와 용적이 차지하는 크기와 비용이 증가하는 단점이 있었다.
도 1은 종래의 단상 직접형 AC-AC 컨버터의 회로를 도시하고 있다. 그리고, 도 2는 도 1의 단상 직접형 AC-AC 컨버터의 스위치들을 제어하기 위한 제어신호 파형의 예를 도시하고 있다.
도 1을 참조하면, PWM AC-AC 컨버터 또는 AC-AC 초퍼(chopper)라 불리우는 AC-AC 컨버터의 기본 토폴로지(topology) 중에서 강압형 벅 타입(100), 승압형 부스트 타입(100') 그리고 벅-부스트 타입(100'') 세 가지 회로를 도시하고 있다.
그리고, 도 2를 참조하면, 삼각파 v_tri가 기준 전압 v_ref보다 큰 구간에서 컨버터의 스위치 S1, S4에 대한 제어 신호는 0이 되고, 스위치 S2, S3에 대한 제어 신호는 1이 된다. 반대로, 삼각파 v_tri가 기준 전압 v_ref보다 작은 구간에서 컨버터의 스위치 S1, S4에 대한 제어 신호는 1이 되고, 스위치 S2, S3에 대한 제어 신호는 0이 된다.
이와 같이 위 세 가지 컨버터의(100, 100', 100'') 교류 컨버팅을 위한 제어 신호는, 교류 변환을 위하여 각 회로에 포함된 네 개의 스위치 S1 내지 S4의 스위칭 동작을 스위치 S1 및 S4 한 쌍과 스위치 S2 및 S3 한 쌍이 동시에 턴 온, 턴 오프 되도록, 상보적(complementary)으로 수행하여야 한다. 다시 말하면, 스위치 S1 및 S4가 턴 온하는 타이밍에 S2 및 S3는 턴 오프되어야 하고, 반대로 스위치 S1 및 S4가 턴 오프하는 타이밍에 S2 및 S3는 턴 온 되어야 한다.
이러한 도 2와 같은 스위칭 제어에 의한 컨버터의 구동은 이상적인 설계이며, 실제 구현에 있어서, 스위치의 온, 오프가 동시에 이루어지는 것은 어렵다. 실제 AC-AC 초퍼의 네 개의 스위치는 모두 턴 온 상태이거나, 턴 오프 상태인 시구간이 존재할 수 있다.
네 개의 스위치가 모두 턴 온 상태인 오버랩 타임(overlap-time)에서는, 전원에 직렬 연결된 네 개의 반도체 스위치 소자가 쇼트(short)상태에 놓이기 때문에, 과전류로 인한 고장의 우려가 있다. 그리고, 네 개의 스위치가 모두 턴 오프 상태인 데드 타임(dead-time)에서는 입/출력 인덕터에 저장된 에너지가 방출되기 위한 경로가 없엊져서 스위치에 과전압이 인가되어, 이 역시 스위치에 상당한 데미지로 작용한다.
위와 같이 직렬형 컨버터의 스위치의 데미지를 최소화하고 소자를 보호하기 위하여, RC 스너버 회로를 이용할 수 있지만, 스너버 회로는 부피가 크고 컨버터의 성능을 저하시키는 문제가 있었다.
몇몇 소프트 커뮤테이션 방법이 제시되었으나, 대부분 컨버터의 입력전압 또는 전류의 극성(polarity)를 센싱하는 방식을 채용하였다. 이 경우에서도, 컨버터의 입력전압 또는 전류가 특히 영점 부근에서 심하게 왜곡되는 경우, 컨버터의 안정성과 신뢰성을 확보할 수 없는 단점이 존재하였다.
본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 커뮤테이션 문제를 해결 가능한 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터를 제공함에 있다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터는, 두 개의 스위치 페어(pair) 및 결합 인덕터를 각각 포함하는 복수의 단상 AC-AC 컨버터 및 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터 내의 각 스위치들을 제어하여 교류 신호 컨버팅(converting) 동작을 수행하는 제어부를 포함하며, 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터 각각은, 상기 두 개의 스위치 페어가 모두 온 또는 오프되는 스위칭 상태에서, 전원으로부터 상기 결합 인덕터를 경유하여 접지로 연결되는 전류 경로를 형성한다.
이 경우, 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터의 출력단은 서로 직렬 연결될 수 있다.
한편, 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터 각각은, 직렬 연결된 스위치 및 다이오드를 복수개 포함하는 제1 및 제2 스위칭 셀, 상기 제1 스위칭 셀 내에서 상기 스위치와 다이오드를 연결하는 두 중간 노드에 연결된 제1 결합 인덕터, 상기 제2 스위칭 셀 내에서 상기 스위치와 다이오드를 연결하는 두 중간 노드에 연결된 제2 결합 인덕터, 상기 제1 스위칭 셀과 병렬 연결된 제1 커패시터 및 상기 제2 스위칭 셀과 병렬 연결된 제2 커패시터를 포함할 수 있다.
이 경우, 상기 제1 스위칭 셀은, 제1 스위치 및 제2 다이오드가 배치된 제1 스위칭 암 및 제1 다이오드 및 제2 스위치가 배치된 제2 스위칭 암을 포함하고, 상기 제1 결합 인덕터의 제1 단은, 상기 제1 스위칭 암 내에서 제1 스위치 및 제2 다이오드 사이를 연결하는 A 노드에 연결되고, 상기 제1 결합 인덕터의 제2 단은, 상기 제2 스위칭 암 내에서 제1 다이오드 및 제2 스위치 사이를 연결하는 B 노드에 연결되며, 상기 제2 스위칭 셀은, 제3 스위치 및 제4 다이오드가 배치된 제3 스위칭 암 및 제3 다이오드 및 제4 스위치가 배치된 제4 스위칭 암을 포함하고, 상기 제2 결합 인덕터의 제1 단은, 상기 제3 스위칭 암 내에서 제3 스위치 및 제4 다이오드 사이를 연결하는 C 노드에 연결되고, 상기 제2 결합 인덕터의 제2 단은, 상기 제4 스위칭 암 내에서 제3 다이오드 및 제4 스위치 사이를 연결하는 D 노드에 연결되며, 상기 제1 스위치 및 상기 제4 스위치는 하나의 제1 스위치 페어를 형성하고, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치는 하나의 제2 스위치 페어를 형성할 수 있다.
이 경우, 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터 내의 상기 제1 및 제2 스위칭 셀로 교류 신호를 인가하는 교류 전원을 더 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터는, 상기 제1 결합 인덕터에 연결된 인덕터, 상기 인덕터 및 상기 제2 결합 인덕터 사이에서 교류 신호를 인가하는 교류 전원 및 상기 직렬 연결된 제1 및 제2 커패시터와 병렬 연결되는 출력부를 더 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터는, 상기 제1 및 제2 결합 인덕터 사이를 연결하는 인덕터, 상기 제1 스위칭 셀 및 상기 제2 스위칭 셀 사이에 병렬 연결되어 상기 제1 및 제2 스위칭 셀로 교류 신호를 인가하는 교류 전원을 더 포함할 수 있다.
한편, 상기 제어부는, 상기 제1 스위치 및 상기 제4 스위치의 온-오프 동작을 같이하고, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치의 온-오프 동작을 같이하도록 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터를 제어하는 복수의 제어신호를 생성하며, 상기 복수의 제어신호는, 상기 복수의 단상 AC-AC 컨버터의 개수에 따라 상호간에 기설정된 위상차를 가질 수 있다.
도 1은 종래의 단상 직접형 AC-AC 컨버터의 회로를 도시하는 도면,
도 2는 도 1의 단상 직접형 AC-AC 컨버터의 스위치들을 제어하기 위한 제어신호 파형의 예를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 구성을 나타내는 블럭도,
도 4a 내지 도 4c는 도 3의 단상 AC-AC 컨버터로 사용 가능한 세부 구성을 설명하기 위한 회로도,
도 5는 도 4a 내지 도 4c의 단상 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 신호 파형도,
도 6a 내지 도 6d는 도 4b의 단상 AC-AC 컨버터의 도 5의 제어 신호에 의한 전류 흐름을 도시한 도면,
도 7은 도 4a 내지 도 4c의 두 스위칭 암의 스위칭 상태에 따라 결합 인덕터의 출력 전압을 설명하기 위한 등가 회로도,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 2단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 세부 구성을 설명하기 위한 회로도,
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 세부 구성을 설명하기 위한 회로도,
도 10은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제1 신호 파형도,
도 11은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제2 신호 파형도,
도 12은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제3 신호 파형도,
도 13은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제4 신호 파형도, 그리고,
도 14 내지 도 15는 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터를 실험을 통해 측정한 파형도이다.
도 2는 도 1의 단상 직접형 AC-AC 컨버터의 스위치들을 제어하기 위한 제어신호 파형의 예를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 구성을 나타내는 블럭도,
도 4a 내지 도 4c는 도 3의 단상 AC-AC 컨버터로 사용 가능한 세부 구성을 설명하기 위한 회로도,
도 5는 도 4a 내지 도 4c의 단상 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 신호 파형도,
도 6a 내지 도 6d는 도 4b의 단상 AC-AC 컨버터의 도 5의 제어 신호에 의한 전류 흐름을 도시한 도면,
도 7은 도 4a 내지 도 4c의 두 스위칭 암의 스위칭 상태에 따라 결합 인덕터의 출력 전압을 설명하기 위한 등가 회로도,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 2단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 세부 구성을 설명하기 위한 회로도,
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 세부 구성을 설명하기 위한 회로도,
도 10은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제1 신호 파형도,
도 11은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제2 신호 파형도,
도 12은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제3 신호 파형도,
도 13은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제4 신호 파형도, 그리고,
도 14 내지 도 15는 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터를 실험을 통해 측정한 파형도이다.
이하, 첨부된 도면을 이용하여 본 발명에 대하여 구체적으로 설명한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 3을 참조하면, 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(300)는 복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M), 출력부(320) 및 제어부(330)를 포함한다. 그리고, 복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M) 각각은 두 개의 스위칭 셀(311, 313)과 두 개의 결합 인덕터(312, 314)를 포함한다.
복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M)는 두 개의 스위치 페어(pair) 및 결합 인덕터를 각각 포함한다. 구체적으로, 복수의 단상 AC-AC 컨버터 각각은 제어부(330)의 제어에 의해 스위치의 스위칭 온/오프 동작을 같이하는 두 스위치를 포함하는 스위칭 페어를 두 개 포함하고 있으며, 인덕터 코일에 권선이 감긴 결합 인덕터(coupled inductor)를 포함할 수 있다.
여기서, 복수의 단상 AC-AC 컨버터 각각은 직렬 연결된 스위치 및 다이오드를 포함하는 복수의 스위칭 셀 구조를 가질 수 있다. 이 경우, 결합 인덕터는, 스위칭 셀 내의 스위치와 다이오드를 연결하는 중간 노드와 연결된다.
보다 구체적으로, 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)는 복수의 스위치 및 복수의 다이오드를 포함하는 제1 스위칭 셀(311)과 제2 스위칭 셀(313)이 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)로 입력되는 교류 전원의 양단과 연결되고, 제1 스위칭 셀(311)과 제2 스위칭 셀(313)과 각각 연결된 제1 결합 인덕터(312) 및 제2 결합 인덕터(314)로부터 제1 단상 AC-AC 컨버터가 컨버팅(converting)한 교류 신호를 출력할 수 있다.
또는, 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)는 제1 스위칭 셀(311)과 제2 스위칭 셀(313)과 각각 연결된 제1 결합 인덕터(312) 및 제2 결합 인덕터(314)에 교류 전원이 입력되고, 복수의 스위치 및 복수의 다이오드를 포함하는 제1 스위칭 셀(311)과 제2 스위칭 셀(313)로 제1 단상 AC-AC 컨버터가 컨버팅(converting)한 교류 신호가 출력될 수 있다.
또는, 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)는 제1 스위칭 셀(311)과 제2 스위칭 셀(313) 각각의 일단에 교류 전원이 입력되고, 타단으로 교류 전원을 출력할 수 있다. 여기서 제1 스위칭 셀(311)및 제2 스위칭 셀(313)과 각각 결합된 제1 및 제2 결합 인덕터(312, 314)는 인덕터로 연결될 수 있다.
그리고, 복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M) 각각은, 두 개의 스위치 페어가 모두 온 또는 오프되는 스위칭 상태에서, 전원으로부터 결합 인덕터를 경유하여 접지로 연결되는 전류 경로를 형성할 수 있다.
그리고 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)에 포함된 제1 스위칭 셀(311)은, 제1 스위치 및 제2 다이오드가 배치된 제1 스위칭 암 및 제1 다이오드 및 제2 스위치가 배치된 제2 스위칭 암을 포함할 수 있다. 그리고, 제1 결합 인덕터(312)의 제1 단은 제1 스위칭 암 내에서 제1 스위치 및 제2 다이오드 사이를 연결하는 A 노드에 연결되고, 제1 결합 인덕터(312)의 제2 단은, 제2 스위칭 암 내에서 제1 다이오드 및 제2 스위치 사이를 연결하는 B 노드에 연결될 수 있다.
그리고 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)에 포함된 제2 스위칭 셀(313)은, 제3 스위치 및 제4 다이오드가 배치된 제3 스위칭 암 및 제3 다이오드 및 제4 스위치가 배치된 제4 스위칭 암을 포함할 수 있다. 그리고, 제2 결합 인덕터(314)의 제1 단은 제3 스위칭 암 내에서 제3 스위치 및 제4 다이오드 사이를 연결하는 C 노드에 연결되고, 제2 결합 인덕터(314)의 제2 단은, 제4 스위칭 암 내에서 제3 다이오드 및 제4 스위치 사이를 연결하는 D 노드에 연결될 수 있다.
여기서, 제1 스위치 및 제4 스위치는 하나의 제1 스위치 페어를 형성할 수 있으며, 제2 스위치 및 제3 스위치는 하나의 제2 스위치 페어를 형성할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(300)의 각 단상 AC-AC 컨버터의 구체적인 구성 및 동작은 도 4 내지 도 7을 참조하여 후술한다.
출력부(320)는 복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M) 각각의 출력을 수신하여 부하에 전달한다. 구체적으로, 출력부(320)는 복수의 단상 AC-AC 컨버터의 출력단이 직렬 연결된 모든 단을 포함한다. 출력부(320)의 구체적인 구성 및 설명은 도 4를 참조하여 후술한다.
제어부(330)는 복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M) 내의 각 스위치들을 제어하여 교류 신호 컨버팅(converting) 동작을 수행하도록 한다. 구체적으로, 제어부(330)는 두 스위치 페어가 온 오프 동작을 동시에 수행하도록 하는 제어 신호를 생성하여 복수의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-2, ... , 310-M)에 전달할 수 있다.
여기서 제어부(330)가 생성하는 제어 신호는 PWM 방식이다. 그리고, 제어부(330)가 생성하는 제어신호의 위상은 복수의 단상 AC-AC 컨버터의 개수에 따라 지연된다.
보다 구체적으로, 제어부(330)는 제1 단상 AC-AC 컨버터(310-1)에 포함된 일 스위칭 페어인 제1 스위치 및 제4 스위치의 온-오프 동작을 같이하고, 다른 스위칭 페어인 제2 스위치 및 제3 스위치의 온-오프 동작을 같이하도록 제어하는 제어신호를 생성할 수 있다. 구체적인 제어부(330)가 생성하는 제어신호의 신호파형은 도 5, 도 10 내지 도 13을 참조하여 후술한다.
도 4a 내지 도 4c는 도 3의 단상 AC-AC 컨버터로 사용 가능한 세부 구성을 설명하기 위한 회로도이다.
도 4a에서는 도 3의 단상 AC-AC 컨버터의 일 실시예에 따른 회로도를 도시한다. 도 4a를 참조하면, 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(300)의 기본 단위가 되는 유닛 셀(Unit Cell, 400)은 단상 AC-AC 컨버터(310-1), 교류 전원(410) 및 출력부(480)를 포함한다. 그리고, 단상 AC-AC 컨버터(310-1)는 제1 스위칭 셀(311), 제2 스위칭 셀(313), 제1 결합 인덕터(312), 제2 결합 인덕터(314), 제1 커패시터(460) 및 제2 커패시터(470)을 포함한다.
교류 전원(410)은 단상 AC-AC 컨버터(310-1)에 교류 전원을 공급한다. 구체적으로, 교류 전원(410)은 제1 스위칭 셀(311) 및 제2 스위칭 셀(313)에 각각 병렬 연결된 제1 커패시터(460) 및 제2 커패시터(470) 둘과 병렬 연결되어 제1 및 제2 스위칭 셀(311, 313)에 교류 신호를 전달할 수 있다.
제1 스위칭 셀(311)은 제1 및 제2 스위칭 암(420, 430)을 포함하고 있으며, 각 제1 및 제2 스위칭 암(420, 430)에는 직렬 연결된 다이오드와 스위치가 순서를 달리하여 연결될 수 있다. 그리고, 두 스위칭 암(420, 430)의 스위치 및 다이오드를 직렬 연결하는 중간 노드에는 제1 결합 인덕터(312)의 양 단이 연결될 수 있다. 여기서 제1 및 제2 스위칭 암(420, 430)에 각각 포함된 제2 다이오드 D2 및 제1 다이오드 D1의 방향은 제1 다이오드 D1는 캐소드가 교류 전원(410)의 플러스 단과 연결되고, 애노드가 제1 결합 인덕터(312) 및 제2 스위치와 연결되며, 제2 다이오드 D2는 캐소드가 제1 스위치 및 제1 결합인덕터(312)와 연결되고 애노드가 접지와 연결된다.
제2 스위칭 셀(313)은 제3 및 제4 스위칭 암(440, 450)을 포함하고 있으며, 각 제3 및 제4 스위칭 암(440, 450)에는 직렬 연결된 다이오드와 스위치가 순서를 달리하여 연결될 수 있다. 그리고, 두 스위칭 암(440, 450)의 스위치 및 다이오드를 직렬 연결하는 중간 노드에는 제2 결합 인덕터(314)의 양 단이 연결될 수 있다. 여기서 제3 및 제4 스위칭 암(440, 450)에 각각 포함된 제4 다이오드 D4 및 제3 다이오드 D3의 방향은 제4 다이오드 D4는 캐소드가 교류 전원(410)의 마이너스 단과 연결되고, 애노드가 제2 결합 인덕터(314) 및 제3 스위치와 연결되며, 제3 다이오드 D3는 캐소드가 제4 스위치 및 2 결합인덕터(314)와 연결되고 애노드가 접지와 연결된다.
즉, 일 실시예에 따른 단상 AC-AC 컨버터(310-1)는 접지를 중심으로 두 스위칭 셀이 대칭적인 구조이다.
출력부(480)는 입력되는 교류 전원(410)의 전력을 단상 AC-AC 컨버터(310-1)에 두 스위칭 셀(311, 313)의 스위칭 동작에 의해 컨버팅된 교류 신호를 수신하여 부하에 전달할 수 있다. 구체적으로, 출력부(480)는 제1 스위칭 셀(311)에 연결된 제1 결합 인덕터(312)와 제2 스위칭 셀(313)에 연결된 제2 결합 인덕터(314)의 출력단과 연결될 수 있으며, 출력부(480)의 내부에는 출력 필터 인덕터와 출력 필터 커패시터를 포함하고, 출력 필터 커패시터와 병렬 연결되는 출력단을 구성할 수 있다.
도 4b에서는 도 3의 단상 AC-AC 컨버터의 다른 실시예에 따른 회로도를 도시한다. 도 4b를 참조하면, 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(300)의 기본 단위가 되는 유닛 셀(400')은 단상 AC-AC 컨버터(310-1'), 교류 전원(410') 및 출력부(480')을 포함한다. 그리고, 단상 AC-AC 컨버터(310-1`)는 제1 스위칭 셀(311`), 제2 스위칭 셀(313`), 제1 결합 인덕터(312`), 제2 결합 인덕터(314`), 제1 커패시터(460`) 및 제2 커패시터(470`)을 포함한다.
교류 전원(410`)은 단상 AC-AC 컨버터(310-1`)에 교류 전원을 공급한다. 구체적으로, 교류 전원(410`)은 제1 스위칭 셀(311')에 연결된 제1 결합 인덕터(312')와 제2 스위칭 셀(313')에 연결된 제2 결합 인덕터(314')를 입력단으로 하는 단상 AC-AC 컨버터(310-1')에 교류 신호를 전달할 수 있다.
제1 스위칭 셀(311'), 제2 스위칭 셀(313')의 스위칭 암(420', 430', 440', 450')과 각 스위칭 암에 포함된 스위치 및 다이오드의 구성 및 방향은 도 4a의 단상 AC-AC 컨버터(310-1)의 구조와 동일하므로 설명을 생략한다.
출력부(480')은 입력되는 교류 전원(410')의 전력을 단상 AC-AC 컨버터(310-1')에 두 스위칭 셀(311', 313')의 스위칭 동작에 의해 컨버팅된 교류 신호를 수신하여 부하에 전달할 수 있다. 구체적으로, 출력부(480')는 제1 및 제2 스위칭 셀(311', 313')에 각각 병렬 연결되어 있고, 서로 직렬 연결된 제1 커패시터(460') 및 제2 커패시터(470')와 병렬 연결되어 교류 신호를 출력할 수 있다.
도 4c에서는 도 3의 단상 AC-AC 컨버터의 또 다른 실시예에 따른 회로도를 도시한다. 도 4c를 참조하면, 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(300)의 기본 단위가 되는 유닛 셀(400'')은 단상 AC-AC 컨버터(310-1''), 교류 전원(410'') 및 출력부(480'')을 포함한다. 그리고, 단상 AC-AC 컨버터(310-1'')는 제1 스위칭 셀(311''), 제2 스위칭 셀(313''), 제1 결합 인덕터(312''), 제2 결합 인덕터(314''), 제1 커패시터(460'') 및 제2 커패시터(470'')를 포함한다.
교류 전원(410'')은 단상 AC-AC 컨버터(310-1'')에 교류 전원을 공급한다. 구체적으로, 교류 전원(410'')은 제1 스위칭 셀(311') 및 제2 스위칭 셀(313'')의 두 일단을 입력단으로 하는 단상 AC-AC 컨버터(310-1'')에 교류 신호를 전달할 수 있다. 여기서 교류 전원(410'')은 병렬 연결된 커패시터를 더 포함할 수 있다.
제1 스위칭 셀(311''), 제2 스위칭 셀(313')의 스위칭 암(420'', 430'', 440'', 450'')과 각 스위칭 암에 포함된 스위치 및 다이오드의 구성 및 방향, 그리고, 제1 및 제2 커패시터(460', 470')의 연결관계는 도 4a 및 도 4b의 단상 AC-AC 컨버터(310-1, 310-1')의 구조와 동일하므로 설명을 생략한다.
여기서, 제1 및 제2 결합 인덕터(312'', 314'')의 연결 노드는 인덕터(490)에 의해 서로 연결된다.
출력부(480'')은 입력되는 교류 전원(410'')의 전력을 단상 AC-AC 컨버터(310-1'')에 두 스위칭 셀(311'', 313'')의 스위칭 동작에 의해 컨버팅된 교류 신호를 수신하여 부하에 전달할 수 있다. 구체적으로, 출력부(480'')는 제1 및 제2 스위칭 셀(311', 313')의 타단에 각각 연결되어 교류 신호를 출력할 수 있다.
참고로, 위 도 4a 내지 도 4c에 도시된 실시예에서 두 스위칭 셀에 교류 신호를 입력하고 두 스위칭로부터 교류 신호가 출력되는 각 입출력 단에 병렬 연결된 커패시터들은 저주파수 대역의 원하는 교류 신호를 전달하기 위한 필터로서 역할을 수행할 수 있으며, 회로의 부유 인덕턴스(stray inductance)로 인한 스위치 전압의 급격한 상승을 일으키는 오버슛(overshoot)을 억제하는 스너버 커패시터로서의 역할도 수행할 수 있다. 통상의 기술자라면 이와 같은 기능을 수행하는 다른 회로 및 소자가 이용될 수 있음은 자명하다.
위 본 발명의 실시예에 따른 도 4a 내지 도 4c에 도시된 구조의 유닛 셀(400, 400', 400'')은 모두 스위칭 셀 구조를 채용하고, 결합 인덕터를 이용하여 모든 스위치가 온/오프되는 상태에서 발생하는 커뮤테이션 문제를 해결하였으며, 이로 인하여 스위치를 비롯한 내부 소자들의 교류 신호 컨버팅 동작시에 매우 높은 강인성(robustness)을 갖는 효과가 있다.
도 5는 도 4a 내지 도 4c의 단상 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 신호 파형도이다.
도 5를 참조하면, 180도 위상차를 갖는 두 삼각파 Vtri.1 Vtri.2 및 기준 전압 Vref가 하나의 타임 라인에 함께 도시되어 있다. 그리고, 제1 스위치 페어인 스위치 S1 및 S4를 제어하기 위한 신호 파형과, 제2 스위치 페어인 스위치 S2 및 S3를 제어하기 위한 신호 파형이 각각 도시되어 있다.
제1 스위치 페어를 제어하기 위한 제어신호는 삼각파 Vtri.1 가 기준 전압 Vref보다 작은 시구간에서 1의 값을 가지고, 제2 스위치 페어를 제어하기 위한 제어신호는 삼각파 Vtri.2가 Vref보다 큰 시구간에서 1의 값을 가진다.
도 6a 내지 도 6b는 도 4b의 단상 AC-AC 컨버터의 도 5의 제어 신호에 의한 전류 흐름을 도시한 도면이다.
도 6a 내지 도 6b에서는, 도 5의 제어신호에 의하여 도 4b의 단상 AC-AC 컨버터에 흐르는 한주기 동안의 전류 흐름을 나타내고 있다. 구체적으로, 스위치 S2 및 S3가 온 상태가 되는 시간이 전체 한 주기의 시간 Ts에서 차지하는 비율 D를 0.5보다 작게 하였을 때, 제어신호의 한주기 동안에 발생하는 도 4b의 승압형 부스트 AC-AC 컨버터의 동작은 4가지 모드로 나눌 수 있다.
도 6a를 참조하면, 모드 1은, 모든 스위치 S1 내지 S4가 온으로 유지되는 단상 AC-AC 컨버터의 동작이다.
도 6b를 참조하면, 모드 2는, 모든 스위치 S1 내지 S4가 온 상태에서 제2 스위치 페어인 스위치 S2, S3가 턴 오프 상태로 전환되고 제1 스위치 페어인 스위치 S1, S4가 온 상태로 유지되는 단상 AC-AC 컨버터의 동작이다.
도 6c를 참조하면, 모드 3은, 제1 스위치 페어인 스위치 S1 및 S4도 턴 오프 상태로 전환하고, 모든 스위치가 오프 상태로 유지되는 단상 AC-AC 컨버터의 동작이다.
도 6d를 참조하면, 모드 4는, 오프 상태였던 제1 스위치 페어인 스위치 S1 및 S4가 턴 온 되고, 스위치 S2 및 S3는 오프 상태가 유지되는 단상 AC-AC 컨버터의 동작으로서, 두 번째 모드와 동일한 동작을 수행한다.
모든 스위치가 온 상태인 모드 1에서 교류 전원으로부터 입력되는 에너지는 입력 인덕터 Lin에 저장된다.
스위치 S2 및 S3가 턴 오프된 모드 2에서, 모드 1에서 저장되었던 Lin의 에너지가 제2 다이오드 D2와 제4 스위치 S4를 통하여 출력단에 전달된다.
모든 스위치가 오프 상태인 모드 3에서는 모드 1과 유사하게 입력 인덕터 Lin에 에너지가 저장되고, 다만 스위치 S1 내지 S4 대신 모든 다이오드 D1 내지 D4를 거쳐 전류 패스를 형성한다.
이와 같이 단상 AC-AC 컨버터의 모든 스위치가 온 또는 오프가 되는 상태에서 출력부에서 접지로 스위칭 셀과 연결된 결합 인덕터를 경유하여 형성된 전류 경로를 통해 커뮤테이션 문제를 해결할 수 있다.
도 7은 도 4a 내지 도 4c의 두 스위칭 암의 스위칭 상태에 따라 결합 인덕터의 출력 전압을 설명하기 위한 등가 회로도이다.
도 7을 참조하면, 스위칭 셀의 두 스위칭 암에 각각 포함된 스위치의 스위칭 상태에 따라 극 노드 P에서 중립 노드 N까지의 네 가지 (a), (b), (c), (d) 등가 회로가 가능하다.
도 7의 (a)는 하나의 스위칭 셀에 두 스위치가 모두 온 상태에서 등가회로를 나타낸다. 도 7 (a)에 도시된 바와 같이 온 상태인 두 스위치에 의해 전원이 인가된 P에서 접지인 N까지 결합 인덕터를 경유하는 패스가 형성된다. 결합 인덕터의 연결 노드 A를 중심으로 구분되는 양쪽 두 코일 사이의 커플링 율(coupling ratio)은 1이기 때문에, 결합 인덕터의 연결 노드 A에 걸린 전압은 스위칭 셀에 인가된 전압의 절반의 값을 가진다.
도 7의 (b)는 하나의 스위칭 셀에 두 스위치가 모두 오프 상태에서의 등가회로를 나타낸다. 도 7 (b)에 도시된 바와 같이 두 스위치가 오프되고 다이오드에 의하여 전원이 인가된 P에서 접지인 N까지 결합 인덕터를 경유하는 패스가 형성된다. 이 경우에도, 결합 인덕터의 연결 노드 A에 걸린 전압은 스위칭 셀에 인가된 전압의 절반의 값을 가진다.
도 7의 (c)는 스위칭 셀의 제1 스위치가 오프 상태이고 제2 스위치가 온 상태인 경우의 등가회로를 나타낸다. 이 경우 결합 인덕터의 연결 노드 A에 걸린 전압은 0이 된다.
도 7의 (d)는 스위칭 셀의 제1 스위치가 온 상태이고 제2 스위치가 오프 상태인 경우의 등가회로를 나타낸다. 이 경우 결합 인덕터의 연결 노드 A에 걸린 전압은 P에 인가된 전압과 같다.
이상과 같은 본 발명에 따른 스위칭 셀의 구조에 따르면, 스위칭 셀에 포함된 두 스위치가 모두 온/오프 상태인 경우에, 다단 AC-AC 컨버터에 입력되는 교류 전원 또는 출력단의 교류 출력 전원에 의한 고전압이 극 노드 P에서 중립 노드 N으로 인가되더라도 신뢰성 높은 스위칭 동작이 가능하게 된다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 세부 구성을 설명하기 위한 회로도이다.
도 8을 참조하면, 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(800)는 제1 교류 전원 Vin1(810), 제2 교류 전원 Vin2(820), 제1 유닛 셀(830), 제2 유닛 셀(840) 및 출력부(890)을 포함한다.
제1 교류 전원 Vin1(810)은 제1 유닛 셀(830)로 교류 신호를 입력한다.
제2 교류 전원 Vin2(820)은 제2 유닛 셀(840)로 교류 신호를 입력한다.
제1 유닛 셀(830) 및 제2 유닛 셀(840)은 도 4a의 강압형 벅 단상 AC-AC 컨버터(400)의 구조를 적용하였다.
제1 유닛 셀(830)의 출력단인 제1 결합 인덕터(850) 및 제2 결합 인덕터(860)의 연결 노드는 각각 출력부(890)의 일단과 제2 유닛 셀(840)의 제3 결합 인덕터(870)의 연결 노드와 연결된다.
또한, 제2 유닛 셀(840)은 출력단인 제3 결합 인덕터(870) 및 제4 결합 인덕터(880)의 연결 노드는 각각 제1 단상 AC-AC 컨버터(830)의 제2 결합 인덕터(860)의 연결 노드와 출력부(890)의 타단과 연결될 수 있다.
출력부(890)는 출력 인덕터 Lo와 출력 커패시터 Co로 구성된 LC 필터 회로 및 출력 커패시터와 병렬 연결된 로드 저항 RL을 포함할 수 있다. 그리고, 출력단이 직렬 연결된 제1 및 제2 단상 AC-AC 컨버터(830, 840)로부터 출력되는 컨버팅된 교류 신호를 입력받아 로드 저항 RL에 전달할 수 있다.
구체적으로, 출력부(890)의 출력 인덕터 Lo의 일단은 제1 단상 AC-AC 컨버터(830)의 제1 결합 인덕터(850)의 연결 노드 또는 제2 단상 AC-AC 컨버터(840)의 제4 결합 인덕터(880)의 연결 노드와 연결되고, 출력 인덕터 Lo의 타단은 출력 커패시터 Co 및 로드 저항 RL과 연결될 수 있다.
이상과 같은 본 발명의 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터는, 복수의 단상 AC-AC 컨버터 내의 스위칭 셀 구조에 의하여 모든 스위치가 온 또는 오프 가 되는 상태에서도 커뮤테이션 문제 없이 교류 신호를 컨버팅할 수 있다.
그리고, 대전력을 요구하는 부하에 대하여, 복수의 단상 AC-AC 컨버터를 직렬 연결함으로써 부하에 요구되는 전력 요구 조건을 충족하기 위한 설계가 단순하고, 각각의 단상 AC-AC 컨버터에는 작은 값의 교류 전원을 이용하므로, 컨버터 스위치 소자의 전압 스트레스를 경감하고, 전류 리플도 작아지므로 출력 필터에 요구되는 소자의 크기를 줄일 수 있다.
또한, 인터리브드(interleaved) PWM 제어(또는 Phase-Shifted PWM: PS-PWM)를 이용하면, 출력단의 유효 주파수가 배수로 높아져 출력 LC 필터의 크기를 획기적으로 줄일 수 있는 장점이 있다. 결론적으로, 전체적인 컨버터의 강인성 및 수명이 길어지는 효과가 있다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 세부 구성을 설명하기 위한 회로도이다.
도 9를 참조하면, 복수의 교류 전원 Vin1, Vin2 ... VinM(910-1, 910-2, ... 910-M), 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M) 및 출력부(930)를 포함한다.
복수의 교류 전원 Vin1, Vin2 ... VinM(910-1, 910-2, ... 910-M)은 각각 연결된 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)로 교류 신호를 입력한다. 구체적으로, 복수의 교류 전원 Vin1, Vin2 ... VinM(910-1, 910-2, ... 910-M)은 각각 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)의 입력단에 연결될 수 있으며, 토폴로지에 따라 병렬 연결된 커패시터 또는 인덕터와 커패시터로 구성된 입력 LC 필터를 더 포함할 수 있다.
복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)은 각각의 출력단이 직렬 연결된다. 구체적으로, 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)에 포함된 두 개의 결합 인덕터의 연결 노드가 직렬 연결되어 출력단(930)에 컨버팅된 교류 신호를 전달할 수 있다.
도 9에 도시된 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)의 구성은 도 4a의 단상 AC-AC 컨버터(400)를 채용하였으나, 도 4b 의 승압형 부스트 단상 AC-AC 컨버터(400') 또는 도 4c 의 벅-부스트 단상 AC-AC 컨버터(400')를 채용할 수 있다.
복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)이 부스트 단상 AC-AC 컨버터(400')인 경우, 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)의 출력단인 직렬 연결된 두 커패시터(460', 470')의 양 끝단들이 직렬 연결되어 출력단(930)에 컨버팅된 교류 신호를 전달할 수 있다.
복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)이 벅-부스트 단상 AC-AC 컨버터(400'')인 경우, 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)의 출력단인 두 스위칭 셀(313'', 311'')의 양 타단들이 직렬 연결되어 출력단(930)에 컨버팅된 교류 신호를 전달할 수 있다.
출력부(930)는 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)의 출력단과 직렬 연결되어 컨버팅된 교류 신호를 입력받아 부하에 전달한다. 구체적으로, 출력부(930)는 출력단이 직렬 연결된 복수의 유닛 셀(920-1, 920-2, ... 920-M)의 양 끝단과 연결되어 컨버팅된 교류 신호를 입력받을 수 있다. 여기서, 출력부(930)는 인덕터와 커패시터로 이루어진 출력 LC 필터를 포함하고, 커패시터 Co와 병렬 연결되는 출력단을 구성할 수 있다.
이상과 같은 본 발명의 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터는, 복수의 단상 AC-AC 컨버터 내의 스위칭 셀 구조에 의하여 모든 스위치가 온 또는 오프가 되는 상태에서도 커뮤테이션 문제 없이 교류 신호를 컨버팅할 수 있다.
그리고, 대전력을 요구하는 부하에 대하여, 복수의 단상 AC-AC 컨버터를 직렬 연결함으로써 부하에 요구되는 전력 요구 조건을 충족하기 위한 설계가 단순하고, 각각의 단상 AC-AC 컨버터에는 작은 값의 교류 전원을 이용하므로, 컨버터 스위치 소자의 전압 스트레스를 경감하고, 전류 리플도 작아지므로 출력 필터에 요구되는 소자의 용량을 줄일 수 있다.
또한, 인터리브드(interleaved) PWM 제어(또는 Phase-Shifted PWM: PS-PWM)를 이용하면, 출력단의 유효 주파수가 배수로 높아져 출력 LC 필터의 크기를 획기적으로 줄일 수 있는 장점이 있다. 결론적으로, 전체적인 컨버터의 강인성 및 수명이 길어지는 효과가 있다.
이하에서는 도 10 내지 도 13을 참조하여, 도 8의 두 유닛 셀로 구성된 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제어 신호의 파형과, 두 유닛 셀 각각의 출력 전압 및 직렬 연결된 출력단의 출력 전압의 특성을 설명한다.
도 10은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제1 신호 파형도이다.
도 10을 참조하면, 각각 90도 위상 차가 나는 서로 다른 위상을 갖는 삼각파 네 개 Vtri.1, Vtri.2, Vtri.3, Vtri.4 및 기준 전압 Vref가 하나의 타임라인에 함께 도시되고 있다.
제1 스위칭 페어인 스위치 S1, S4를 제어하기 위하여, 삼각파 Vtri.1을 사용하여, 기준 전압 Vref와 비교를 통해, Vtri.1이 Vref보다 작은 시구간에서 S1, S4를 턴 온하는 제어 신호를 생성할 수 있다.
제2 스위칭 페어인 스위치 S2, S3를 제어하기 위하여, 삼각파 Vtri.3을 사용하여, 기준 전압 Vref와 비교를 통해, Vtri.3이 Vref보다 큰 시구간에서 S2, S3를 턴 온하는 제어 신호를 생성할 수 있다.
제3 스위칭 페어인 스위치 S5, S8를 제어하기 위하여, 삼각파 Vtri.2을 사용하여, 기준 전압 Vref와 비교를 통해, Vtri.2이 Vref보다 작은 시구간에서 S5, S8를 턴 온하는 제어 신호를 생성할 수 있다.
제4 스위칭 페어인 스위치 S6, S7를 제어하기 위하여, 삼각파 Vtri.4을 사용하여, 기준 전압 Vref와 비교를 통해, Vtri.4이 Vref보다 큰 시구간에서 S6, S7를 턴 온하는 제어 신호를 생성할 수 있다.
이 경우, 제1 스위칭 페어와 제3 스위칭 페어를 온 상태로 유지하는 시간과 스위칭 주기 Ts와의 비율을 나타내는 D를 Vref의 값에 따라 조절할 수 있다. 여기서 Vref는 D가 0<D<0.25인 경우를 대표하여, D 를 0.125로 도시하였다.
같은 크기를 갖고 동상인 독립적인 교류 전원 Vin1(810), Vin2(820)를 입력받은 두 유닛 셀(830, 840)에서, 제1 유닛 셀(830)의 출력단의 노드 A, B 사이에 걸린 전압 V_AB의 신호 파형을 참조하면, V_AB에는 입력 전압 Vin1(810)의 절반 크기와 O 전압이 나타난다. 그리고, 제2 유닛 셀(840)의 출력단의 노드 B, C 사이에 걸린 전압 V_BC의 신호 파형을 참조하면, V_BC는 입력 전압 Vin2(820)의 절반 크기와 0전압이 나타난다.
두 유닛 셀(830, 840)의 출력단이 직렬 연결된 노드 A, C 사이의 출력 전압의 파형을 참조하면, V_AC 에는 각 교류 전원 Vin1(810), Vin2(820)의 입력 전압의 절반 크기와 0 전압이 출력되고 유효 출력 주파수는 스위칭 주파수의 네 배로 증가한다.
도 11은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제2 신호 파형도이다.
도 11을 참조하면, 제1 스위칭 페어 및 제3 스위칭 페어의 온 타임 비율 D가 0.25<D<0.5인 경우를 대표하여, D를 0.375가 되도록 Vref를 조절하였으며 네 개의 삼각파 Vtri.1, Vtri.2, Vtri.3 및 Vtri.4는 동일하다.
같은 크기를 갖는 독립적인 교류 전원 Vin1(810), Vin2(820)를 입력받은 두 유닛 셀(830, 840)에서, 제1 유닛 셀(830)의 출력단의 노드 A, B 사이에 걸린 전압 V_AB 및 제2 유닛 셀(840)의 출력단의 노드 B, C 사이에 걸린 전압 V_BC의 신호 파형을 참조하면, V_AB 및 V_BC에는 입력되는 교류 전원의 전압 크기의 절반과 0전압이 나타나는 것은 0<D<0.25인 경우와 동일하지만, Vin1/2 및 Vin2/2의 값을 갖는 시구간이 증가한다.
결국, 두 유닛 셀(830, 840)의 출력단이 직렬 연결된 노드 A, C 사이의 출력 전압의 파형을 참조하면, V_AC 에는 0.5Vin 와 Vin 전압이 나타나고 유효 출력 주파수가 스위칭 주파수의 네 배로 증가한다.
도 12은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제3 신호 파형도이다.
도 12을 참조하면, 제1 스위칭 페어 및 제3 스위칭 페어의 온 타임 비율 D가 0.5<D<0.75인 경우를 대표하여, D를 0.625가 되도록 Vref를 조절하였으며 네 개의 삼각파 Vtri.1, Vtri.2, Vtri.3 및 Vtri.4는 동일하다.
같은 크기를 갖는 독립적인 교류 전원 Vin1(810), Vin2(820)를 입력받은 두 유닛 셀(830, 840)에서, 제1 유닛 셀(830)의 출력단의 노드 A, B 사이에 걸린 전압 V_AB 및 제2 유닛 셀(840)의 출력단의 노드 B, C 사이에 걸린 전압 V_BC의 신호 파형을 참조하면, V_AB 및 V_BC 에는 각각 입력전압 Vin1, Vin2과 입력전압의 절반 Vin1/2, Vin2/2크기의 전압이 나타난다.
결국, 두 유닛 셀(830, 840)의 출력단이 직렬 연결된 노드 A, C 사이의 출력 전압의 파형을 참조하면, V_AC에는 Vin 전압과 1.5Vin 전압이 나타나고 유효 출력 주파수가 스위칭 주파수의 네 배로 증가한다.
도 13은 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터의 스위치를 제어하기 위한 제4 신호 파형도이다.
도 13을 참조하면, 제1 스위칭 페어 및 제3 스위칭 페어의 온 타임 비율 D가 0.75<D<1인 경우를 대표하여, D를 0.875가 되도록 Vref를 조절하였으며 네 개의 삼각파 Vtri.1, Vtri.2, Vtri.3 및 Vtri.4는 동일하다.
같은 크기를 갖는 독립적인 교류 전원 Vin1(810), Vin2(820)를 입력받은 두 유닛 셀(830, 840)에서, 제1 유닛 셀(830)의 출력단의 노드 A, B 사이에 걸린 전압 V_AB 및 제2 유닛 셀(840)의 출력단의 노드 B, C 사이에 걸린 전압 V_BC의 신호 파형을 참조하면, V_AB 및 V_BC 에는 각각 입력전압 Vin1, Vin2과 입력전압의 절반 Vin1/2와 Vin2/2크기의 전압이 나타난다. 그리고, 도 12의 파형보다 Vin1 및 Vin2의 전압 크기를 갖는 구간이 더 길어진다.
그리고, 두 유닛 셀(830, 840)의 출력단이 직렬 연결된 노드 A, C 사이의 출력 전압의 파형을 참조하면, V_AC 에는 1.5Vin 전압과 2Vin 전압이 나타나고 유효 출력 주파수가 스위칭 주파수의 네 배로 증가한다.
결론적으로, 제어부(330)가 각 스위치를 제어하기 위한 PWM 제어 신호의 주파수가 스위칭 셀의 두 스위치를 PS-PWM 제어하게 됨으로써, 각 유닛 셀 출력 주파수는 스위칭 주파수의 2배가 되고, 직렬 연결된 2개의 유닛 셀을 90도 위상차로 제어함으로써, 최종 출력 전압의 주파수는 스위칭 주파수의 4배가 될 수 있다. 이에 따라 출력 필터 인덕터 Lo의 크기를 상당히 감소시킬 수 있다.
출력 인덕터 Lo에서 Volt-sec(또는 flux) 밸런스 조건을 적용하면, 2단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(800)의 전압 이득 vo/vi = 2D가 된다.
여기서 유닛 셀을 M단으로 확장시킨 멀티레벨 AC-AC 컨버터(900)에서는 각 유닛 셀마다 스위칭 페어를 제어하기 위한 각 셀간의 제어신호의 위상차는 180도/M이 되고, 전압 이득은 vo/vi = MD가 되며, 최종 출력단의 전압 주파수는 스위칭 주파수의 2M배로 증가할 수 있다.
도 14 내지 도 15는 도 8의 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터를 실험을 통해 측정한 파형도이다.
이 실험에서 사용된 토폴로지는 도 8의 2단 멀티레벨 AC-AC 컨버터(800)이며, 각 유닛 셀(830, 840)에 입력되는 두 교류 전원(810, 820)은 vin = 138Vrms로 동일하며, 제어부(330)가 각 스위치를 스위칭하기 위한 제어 신호의 스위칭 주파수 fsw = 20kHz인 조건에서, 제1 스위칭 페어인 스위치 S1 및 S4와 제3 스위칭 페어인 스위치 S5 및 S8의 온 타임 구간의 비율 D=0.8로 설정하여 400W의 출력 파워를 낼 수 있도록 교류 전원을 컨버팅하는 실험을 수행하였다.
도 14 (a)에서는 입력 전압 vi과 출력 전압 및 전류 vo, io를 도시하고 있다. 그리고, 도 14 (b)에는 입력단의 두 커패시터 C1, C2의 전압 v_c1, v_c2의 파형과 스위치 S2 및 S3의 컬렉터(collector) C 와 이미터(emitter) E 사이의 전압 파형을 도시하고 있다. 도 15 (c)는 결합인덕터와 출력 인덕터 Lo에 흐르는 전류의 파형을 도시하고 있으며, 도 15 (d)는 (c)의 특정 부분을 확대한 그림을 도시하고 있다. 도 14 및 도 15의 파형을 통하여 출력 필터 인덕터 전류 iLo에 스위칭 주파수의 4배의 주파수가 인가됨을 실험적으로 확인할 수 있다.
이상과 같은 본 발명의 일 실시예에 따른 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터를 통하여 커뮤테이션 문제를 해결하기 위한 전압 또는 전류의 극성을 센싱할 필요가 없고, 데드 타임과 오버랩 타임에서의 컨버팅 동작을 안정적으로 수행할 수 있다. 다단을 형성하는 유닛 셀의 개수가 증가할수록 작은 내압을 갖는 스위칭 소자를 이용하여 높은 AC 출력 전압을 얻을 수 있다. 그리고, 위상 천이(Phase shift) PWM 기법을 사용하여 유효 출력 주파수(effective output frequecy)가 인터리브드(interleaved) 효과에 의해 증가한다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되면 안 될 것이다.
300: 다단 멀티레벨 AC-AC 컨버터 310-1: 제1 단상 AC-AC 컨버터
310-2: 제2 단상 AC-AC 컨버터 310-M: 제M 단상 AC-AC 컨버터
311: 제1 스위칭 셀 312: 제1 결합 인덕터
313: 제2 스위칭 셀 314: 제2 결합 인덕터
320: 출력부 330: 제어부
310-2: 제2 단상 AC-AC 컨버터 310-M: 제M 단상 AC-AC 컨버터
311: 제1 스위칭 셀 312: 제1 결합 인덕터
313: 제2 스위칭 셀 314: 제2 결합 인덕터
320: 출력부 330: 제어부
Claims (8)
- 두 개의 스위치 페어(pair) 및 결합 인덕터를 각각 포함하는 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터; 및
상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터 내의 각 스위치들을 제어하여 교류 신호 컨버팅(converting) 동작을 수행하는 제어부;를 포함하며,
상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터 각각은, 상기 두 개의 스위치 페어가 모두 온 또는 오프되는 스위칭 상태에서, 전원으로부터 상기 결합 인덕터 및 상기 결합 인덕터 각각에 연결된 상기 두 개의 스위치 페어를 경유하여 접지로 연결되는 전류 경로를 형성하는 다단 AC-AC 컨버터. - 제1항에 있어서,
상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터의 출력단은 서로 직렬 연결된 것을 특징으로 하는 다단 AC-AC 컨버터. - 제1항에 있어서,
상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터 각각은,
직렬 연결된 스위치 및 다이오드를 복수개 포함하는 제1 및 제2 스위칭 셀;
교류 전원을 입력받으며, 상기 제1 스위칭 셀 내에서 상기 스위치와 다이오드를 연결하는 두 중간 노드에 연결된 제1 결합 인덕터;
상기 교류 전원을 입력받으며, 상기 제2 스위칭 셀 내에서 상기 스위치와 다이오드를 연결하는 두 중간 노드에 연결된 제2 결합 인덕터;
상기 제1 스위칭 셀과 병렬 연결된 제1 커패시터; 및
상기 제2 스위칭 셀과 병렬 연결된 제2 커패시터;를 포함하며,
상기 제1 및 제2 커패시터의 양 끝단이 직렬 연결되어 컨버팅된 교류 신호를 출력단으로 전달하는 것을 특징으로 하는 다단 AC-AC 컨버터. - 제3항에 있어서,
상기 제1 스위칭 셀은,
제1 스위치 및 제2 다이오드가 배치된 제1 스위칭 암; 및
제1 다이오드 및 제2 스위치가 배치된 제2 스위칭 암;을 포함하고,
상기 제1 결합 인덕터의 제1 단은, 상기 제1 스위칭 암 내에서 제1 스위치 및 제2 다이오드 사이를 연결하는 중간 노드에 연결되고,
상기 제1 결합 인덕터의 제2 단은, 상기 제2 스위칭 암 내에서 제1 다이오드 및 제2 스위치 사이를 연결하는 중간 노드에 연결되며,
상기 제2 스위칭 셀은,
제3 스위치 및 제4 다이오드가 배치된 제3 스위칭 암; 및
제3 다이오드 및 제4 스위치가 배치된 제4 스위칭 암;을 포함하고,
상기 제2 결합 인덕터의 제1 단은, 상기 제3 스위칭 암 내에서 제3 스위치 및 제4 다이오드 사이를 연결하는 중간 노드에 연결되고,
상기 제2 결합 인덕터의 제2 단은, 상기 제4 스위칭 암 내에서 제3 다이오드 및 제4 스위치 사이를 연결하는 중간 노드에 연결되며,
상기 제1 스위치 및 상기 제4 스위치는 하나의 제1 스위치 페어를 형성하고,
상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치는 하나의 제2 스위치 페어를 형성하는 것을 특징으로 하는 다단 AC-AC 컨버터. - 제4항에 있어서,
상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터 내의 상기 제1 및 제2 스위칭 셀 각각에 연결된 상기 제1 및 제2 결합 인덕터로 상기 교류 신호를 인가하는 교류 전원;을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다단 AC-AC 컨버터. - 제4항에 있어서,
상기 제1 결합 인덕터에 연결된 인덕터; 및
상기 인덕터 및 상기 제2 결합 인덕터 사이에서 교류 신호를 인가하는 교류 전원;
을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다단 AC-AC 컨버터. - 삭제
- 제4항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 제1 스위치 및 상기 제4 스위치의 온-오프 동작을 같이하고, 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치의 온-오프 동작을 같이하도록 상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터를 제어하는 복수의 제어신호를 생성하며,
상기 복수의 제어신호는, 상기 복수의 부스트 단상 AC-AC 컨버터의 개수에 따라 상호간에 기설정된 위상차를 갖는 것을 특징으로 하는 다단 AC-AC 컨버터.
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