JP3772898B2 - 多相電流供給回路及び駆動装置 - Google Patents

Description

この発明はインバータ技術に関する。

図１３は従来の多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。単相の交流電源２１はダイオードブリッジ１１に交流電圧Ｖ_ｉｎを与える。但し電源系統に寄生するインダクタンスを交流電源２１と直列に接続されるインダクタ２２として示している。

ダイオードブリッジ１１の出力は、平滑回路１２に与えられる。平滑回路１２は小容量、例えば数十μＦの平滑コンデンサＣのみで構成されている。平滑コンデンサＣは小容量故に、小型化することができる。

平滑コンデンサＣの両端において得られる整流電圧Ｖ_ｄｃはインバータ１３に入力する。インバータ１３では、制御回路１４から得られるスイッチング指令ＣＮＴに基づき、そのスイッチング素子たるトランジスタのスイッチングが行われる。これにより、モータ２４には三相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが供給される。制御回路１４は電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及びモータ２４の回転子の回転位置角θ_ｍ、回転角速度（機械角）ω_ｍ、並びに交流電圧Ｖ_ｉｎ及びインバータ１３に入力する整流電圧Ｖ_ｄｃに基づいてスイッチング指令ＣＮＴを求める。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。

図１４は入力電圧Ｖ_ｉｎと整流電圧Ｖ_ｄｃとの関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すグラフである。平滑コンデンサＣの静電容量を２０μＦとした。このように平滑コンデンサＣの静電容量が小さいので、その整流電圧Ｖ_ｄｃは交流電圧Ｖ_ｉｎの周波数の二倍の周波数で脈動する、非常に大きな脈動成分を有することになる。ここでは整流電圧Ｖ_ｄｃが３００Ｖ弱乃至４００Ｖ強の間で変動する場合が例示されている。

しかしながら、スイッチング指令ＣＮＴを適切に設定することによりこの脈動に応じてインバータ１３のスイッチを制御し、交流電源２１からダイオードブリッジ１１に与えられる電流の高調波を低減し、また電源側での力率を改善することも可能である。

このように平滑コンデンサの容量を著しく小さくしたインバータの制御技術を、ここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。単相コンデンサレスインバータ制御では上述のように平滑コンデンサを小型化できる上に、力率改善用リアクトルを用いる必要もなく、多相電流供給回路全体としても小型化し、コストダウンを図ることができる。

かかる単相コンデンサレスインバータ制御について開示する先行技術文献として特許文献１及び非特許文献１がある。

特開２００２−３５４８２６号公報 高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁

上述のように、単相コンデンサレスインバータ制御において採用される平滑コンデンサＣの容量は小さい。そしてこれと直列接続されるインダクタ２２のインダクタンスも、高々数百μＨである。

よって両者が構成する直流共振回路の周波数は、交流電圧Ｖ_ｉｎの周波数（数十Ｈｚ）と比較して非常に高い次数、例えば第３０次乃至第４０次程度の高調波に相当する。よって交流電源２１から入力する電流も、上記次数の高調波成分が大きくなる。

例えばＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）が規定する規制では、高調波の実効値について上限値を定めており、上記高調波成分を抑制することが望ましい。

その当該高調波成分を抑制する一つの手法として、直列共振周波数を低下させることが考えられる。図１５は平滑回路１２においてリアクトルＫが追加された多相電流供給回路を例示する回路図である。リアクトルＫは、平滑回路１２において、インダクタ２２と平滑コンデンサＣとの間に直列に介挿されている。従ってインダクタンスと静電容量の積は増大し、共振周波数は低下する。高調波の実効値についての上限値は、その周波数が低いほど、高い値まで許されるので、共振周波数の低下は上記規制を順守する上で有効な手段であると考えられる。

しかしながら、直列共振周波数を下げた場合、高調波の規制は順守できても、整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値を高めてしまうという問題点を招来してしまう。これは特に、交流電源２１が不安定であり、交流電圧Ｖ_ｉｎの正弦波からの歪みが大きいほど顕著な問題となる。平滑コンデンサＣの静電容量が上述のように小さく、正弦波からの歪みを平滑コンデンサにおいて平滑する機能が低いからである。

図１６は、リアクトルＫのインダクタとして６ｍＨ、平滑コンデンサＣの静電容量を２０μＦとした場合の入力電圧Ｖ_ｉｎと整流電圧Ｖ_ｄｃとの関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すグラフである。交流電源２１の定格が５０Ｈｚ，２４０Ｖでありながら、電圧において１０％の上昇があり、しかも４６０Ｈｚ，３０Ｖの歪み電圧が重畳した場合をシミュレーションした（なお、かかる歪みは図１４のグラフを求めるためのシミュレーションにおいても採用された）。また消費電力を１００Ｗとした。この場合、整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は４７０Ｖにも達してしまう。

例えば通常、インバータ１３のパワーモジュールとして多用されるＩＰＭ（Intelligent Power Module）の整流電圧Ｖ_ｄｃの最大定格は、５００Ｖである。そして最大定格以上に直流電圧が上昇した場合、このＩＰＭを保護するためにインバータのスイッチングを停止する過電圧保護機能が採用される。

この過電圧保護機能を動作させるための回路は、その部品のばらつきに起因して、その動作電圧にばらつきが生じる。かかる事情に鑑みれば、過電圧保護機能を働かせないためには整流電圧Ｖ_ｄｃを４５０Ｖ程度に抑制することが望ましい。

以上のことから考えると、リアクトルＫを設けない場合（図１３、図１４）は過電圧保護機能を働かせずに済むものの高調波規制に抵触し、リアクトルＫを設ける場合（図１５、図１６）は高調波規制を順守できるものの過電圧保護機能を働かせていまう危惧がある。

本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、平滑コンデンサの容量を著しく小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行う際に、多相電流供給回路に供給される電流の高調波成分を低減しつつ、整流電圧の波高値を抑制することを目的とする。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１の態様は、交流電圧（Ｖ_ｉｎ）の全波整流を行うダイオード群（１１）と、平滑コンデンサ（Ｃ）を有し、前記ダイオード群の出力を受けて前記平滑コンデンサ（Ｃ）の両端から、前記交流電圧の周波数の二倍の周波数の脈動を有する整流電圧（Ｖ_ｄｃ）を出力する平滑回路（１５）と、前記整流電圧を受け、前記脈動に応じて前記多相の交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を出力するインバータ（１３）とを備える。そして前記平滑回路は、前記平滑コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｋ）と、前記整流電圧の波高値を抑制する、波高値抑制素子（Ｄ_Ｓ、Ｒ_Ｓ、Ｃ_Ｓ、Ｒ_Ｃ、Ｓ１；Ｒ_Ｌ、Ｓ２；Ｒ_Ｂ、Ｑ；ＺＤ）とを有する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様は、第１の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記平滑コンデンサの両端の間に直列に接続されたダイオード（Ｄ_Ｓ）及びコンデンサ（Ｃ_Ｓ）と、前記コンデンサに並列に接続された電力消費部（Ｒ_Ｃ；１６）とを有する。そして前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記平滑コンデンサ（Ｃ）の高電位側から低電位側に向かう方向と一致する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第３の態様は、第２の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記電力消費部は抵抗（Ｒ_Ｃ）である。

この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様は、第２の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記電力消費部は、他の回路に対する電源（１６）である。

この発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様は、第２の態様乃至第４の態様のいずれかにかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記ダイオード（Ｄ_Ｓ）及びコンデンサ（Ｃ_Ｓ）に対して直列に接続される抵抗（Ｒ_Ｓ）を更に有する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第６の態様は、第５の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記抵抗（Ｒ_Ｓ）に並列に接続されるスイッチ（Ｓ１）を更に有する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第７の態様は、第１の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は前記リアクトル（Ｋ）と並列に接続され、前記波高値抑制素子は抵抗（Ｒ_Ｌ）を有する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第８の態様は、第７の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記抵抗（Ｒ_Ｌ）と直列に接続されたスイッチ（Ｓ２）を更に有する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第９の態様は、第１の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は前記平滑コンデンサ（Ｃ）と並列に接続され、前記整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が第１所定値を越えると導通し、前記第１所定値以下の第２所定値を下回ると非導通する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１０の態様は、第９の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、相互に直列接続された抵抗（Ｒ_Ｂ）及びスイッチ（Ｑ）を有する。そして前記整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が前記第１所定値を越えると前記スイッチがオンし、前記整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が前記第２所定値を下回ると前記スイッチがオフする。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１１の態様は、第９の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子はツェナーダイオード（ＺＤ）を有する。

この発明にかかる駆動回路は、第１の態様乃至第１１の態様のいずれか一つに記載の多相電流供給回路と、前記多相の交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を受けて駆動する駆動部とを備える。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１の態様によれば、平滑コンデンサ（Ｃ）の容量を小さくして、いわゆる単相コンデンサレスインバータ制御を行う際においても、自身に供給される電流の高調波成分を低減しつつ、整流電圧の波高値を抑制する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様によれば、多量の電荷が急激に直流共振回路に流れ込んだ場合、その一部をコンデンサ（Ｃ_Ｓ）の充電に消費させる。これにより平滑コンデンサ（Ｃ）の両端電圧の上昇が抑制される。そして一時的にコンデンサ（Ｃ_Ｓ）の両端電圧が上昇しても、ダイオード（Ｄ_Ｓ）の機能により整流電圧（Ｖ_ｄｃ）の上昇は回避される。そして充電されたコンデンサ（Ｃ_Ｓ）は電力消費素子によって放電される。

この発明にかかる多相電流供給回路の第３の態様によれば、コンデンサ（Ｃ_Ｓ）に蓄積された電荷に基づいて、簡易に電力を消費することができる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様によれば、コンデンサ（Ｃ_Ｓ）に蓄積された電荷に基づいて、電力を有効に利用することができる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様によれば、コンデンサ（Ｃ_Ｓ）があまり充電されていない初期状態における、突入電流を抑制することができる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第６の態様によれば、定常状態が得られた後はスイッチ（Ｓ１）を短絡して、見かけ上、抵抗（Ｒ_Ｓ）の抵抗値を零にし、波高値を抑制する効果をより高めることができる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第７の態様によれば、リアクトル（Ｋ）と平滑コンデンサ（Ｃ）とによって発生する共振に対して、抵抗（Ｒ_Ｌ）がダンピングとして機能するため、共振は抑制される。これにより、平滑コンデンサ（Ｃ）への急激な充電を避け、整流電圧（Ｖ_ｄｃ）の波高値を抑制する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第８の態様によれば、負荷が大きい状態においては抵抗（Ｒ_Ｌ）に要求される機能の必要性が低くなることに鑑みて、抵抗（Ｒ_Ｌ）とリアクトル（Ｋ）との並列接続を切断する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第９の態様によれば、整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が第１所定値を上回らない制御が行われる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１０の態様によれば、整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が第１所定値を越えると平滑コンデンサ（Ｃ）に対して抵抗（Ｒ_Ｂ）が並列接続されるので、平滑コンデンサへ（Ｃ）の充電速度を下げ、整流電圧（Ｖ_ｄｃ）の波高値を抑制する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１１の態様によれば、波高値抑制素子を簡易な構成で得ることができる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１乃至第１１の態様を駆動回路に適用することができる。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置は駆動部たるモータ２４と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路を備えている。

多相電流供給回路はダイオードブリッジ１１、平滑回路１５、インバータ１３、制御回路１４を備えており、これらはいずれも電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続されている。具体的には、ダイオードブリッジ１１には単相交流の電源が接続され、ダイオードブリッジ１１は交流電圧Ｖ_ｉｎを全波整流し、電源線Ｌ１，Ｌ２の間に与える。但し電源線Ｌ１，Ｌ２はそれぞれ電圧の極性の正負に対応しており、電源線Ｌ２には電源線Ｌ１よりも高くない電位が与えられる。電源線Ｌ２は接地してもよい。

交流電圧Ｖ_ｉｎは交流電源２１によって供給される。但し上述のように電源系統に寄生するインダクタンスが存在し、図１ではこれを交流電源２１に直列に接続されたインダクタ２２として示している。

平滑回路１５は、平滑回路１２と同様、電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続された平滑コンデンサＣ及びリアクトルＫとを有している。リアクトルＫはインダクタ２２と平滑コンデンサＣとの間で電源線Ｌ１において介挿されている。平滑コンデンサＣの両端は、平滑回路１５の出力として、整流電圧Ｖ_ｄｃを支持する。

更に、電源線Ｌ１，Ｌ２の間に直列に接続されたダイオードＤ_Ｓ、抵抗Ｒ_Ｓ及びコンデンサＣ_Ｓも有している。ダイオードＤ_Ｓのアノードからカソードに向かう方向を電源線Ｌ１から電源線Ｌ２に向かう方向（つまり平滑コンデンサＣの高電位側から低電位側に向かう方向）と一致して接続しており、図１ではダイオードＤ_Ｓのアノードが電源線Ｌ１に、ダイオードＤ_Ｓのカソードが抵抗Ｒ_Ｓの一端に、抵抗Ｒ_Ｓの他端がコンデンサＣ_Ｓの一端に、コンデンサＣ_Ｓの他端が電源線Ｌ２に、それぞれ接続されている場合が例示されている。なお、直列回路を構成するダイオードＤ_Ｓ、抵抗Ｒ_Ｓ、コンデンサＣ_Ｓの順序は入れ替えてもよい。

更に、コンデンサＣ_Ｓの両端には抵抗Ｒ_Ｃが並列に、抵抗Ｒ_Ｓの両端にはスイッチＳ１が並列に、それぞれ接続されて設けられている。

インバータ１３は整流電圧Ｖ_ｄｃを入力し、三相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗをモータ２４に供給する。インバータ１３は、いずれも電源線Ｌ１に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれも電源線Ｌ２に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路１４からのスイッチング指令ＣＮＴに基づいてオン／オフが制御される。

なお、モータ２４からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。

制御回路１４は電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及びモータ２４の回転子の回転位置角θ_ｍ、回転角速度ω_ｍ、並びに交流電圧Ｖ_Ｓ及びインバータ１３に入力する整流電圧Ｖ_ｄｃに基づいてスイッチング指令ＣＮＴ及び開閉指令ＣＮＳ１を求める。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。

さて、抵抗Ｒ_Ｃにおける電力消費により、コンデンサＣ_Ｓに蓄えられていた電荷は消費される。即ち抵抗Ｒ_Ｃは電力消費部として把握することができる。この電力消費の速度はコンデンサＣ_Ｓと抵抗Ｒ_Ｃの時定数に依存して決定される。

コンデンサＣ_Ｓにおいて蓄積される電荷量が小さい場合、その両端電圧も小さい。よって直列共振によって、リアクトルＫを介して電源線Ｌ１に大きな電流が供給されても、当該電流によって平滑回路１５に流入してきた電荷はダイオードＤ_Ｓを経由してコンデンサＣ_Ｓへの充電に供される。コンデンサＣ_Ｓの充電量が高まり、充電電圧が整流電圧Ｖ_ｄｃより高くなっても、ダイオードＤ_Ｓには電流が流れないので、平滑コンデンサＣの両端電圧、即ち整流電圧Ｖ_ｄｃは上昇しにくい。

電源線Ｌ１から供給される電流量が小さくなってくると、抵抗Ｒ_Ｃによって電力が消費され、コンデンサＣ_Ｓの充電量が低下する。これは電源線Ｌ１から供給される電流量が次に上昇した際に、コンデンサＣ_Ｓへの充電を容易にし、従って整流電圧Ｖ_ｄｃの上昇を抑制する。

観点を変えれば、コンデンサＣ_Ｓの充電量を小さくして準備しておき、多量の電荷が電源線Ｌ１を介して直列共振回路に流れ込んだ場合、その一部をコンデンサＣ_Ｓの充電に消費させる。これにより平滑コンデンサＣの両端電圧の上昇が抑制される。そして一時的にコンデンサＣ_Ｓの両端電圧が上昇しても、ダイオードＤ_Ｓの機能により、整流電圧Ｖ_ｄｃの上昇は回避される。そして充電されたコンデンサＣ_Ｓは抵抗Ｒ_Ｃによって放電される。

図２は図１６で示されたシミュレーションと同様の条件で、抵抗Ｒ_Ｓ，Ｒ_Ｃのそれぞれの抵抗値を１２Ω，２０ｋΩ、コンデンサＣ_Ｓの静電容量を４７μＦとした場合の、入力電圧Ｖ_ｉｎと整流電圧Ｖ_ｄｃとの関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すグラフである。整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は４５０Ｖにまで押さえることができた。

上記の動作説明から理解されるように、抵抗Ｒ_Ｓは必ずしも必要ではなく、むしろ波高値の制限のためにはその抵抗値が零であってもよい。一方、交流電圧Ｖ_ｉｎが多相電流供給回路に印加される初期状態においては、コンデンサＣ_Ｓが殆ど充電されておらず、突入電流が入力される可能性がある。よって初期時点においてはスイッチＳ１を開放して抵抗Ｒ_Ｓの機能を実効あらしめる一方、定常状態が得られた後はスイッチＳ１を短絡して、見かけ上、抵抗Ｒ_Ｓの抵抗値を零にすることが望ましい。かかるスイッチＳ１の開閉制御は、上述した開閉指令ＣＮＳ１に基づいて行われる。

図３は抵抗Ｒ_Ｓの抵抗値を零とした場合のシミュレーションの結果を示すグラフである。図２の結果と比較すると、整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は５Ｖ程度小さくなっている。

よってスイッチＳ１の開閉により、初期状態／定常状態の相違に基づいて、それぞれ突入電流の抑制／整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値の抑制、を得ることができる。

第２の実施の形態．
電力消費部として抵抗Ｒ_Ｃを採用すれば、熱として放出することにより、コンデンサＣ_Ｓに蓄積された電荷に基づいて簡易に電力を消費することができる。しかし電力消費部として他の回路の電源を採用してもよい。これは電力の有効な利用の一態様である。

図４は本発明の第２の実施の形態にかかる多相電流供給回路の構成を示す回路図である。第１の実施の形態で示された抵抗Ｒ_Ｃに代えて、制御回路１４の電源たるスイッチング電源１６を採用した場合が例示されている。

具体的には制御回路１４用のスイッチング電源１６にコンデンサＣ_Ｓの両端の電圧を供給する。例えばコンデンサＣ_Ｓの一端に電源線Ｌ３を接続し、電源線Ｌ２，Ｌ３をスイッチング電源１６に接続する。スイッチング電源１６は電源線Ｌ２，Ｌ３から供給される電力に基づいて、制御回路１４に電圧Ｅを供給する。スイッチング電源１６の出力は１０Ｗ程度と小さいので、コンデンサＣ_Ｓとして２０μＦ程度の値を採用しても、スイッチング電源１６が要求する程度の平滑機能は得られる。

電源線Ｌ２，Ｌ３を介してコンデンサＣ_Ｓの両端から電荷を引き出すので、その両端の電圧が減少する。よって制御回路１４によるインバータ制御が開始される前にコンデンサＣ_Ｓが充電されて一旦ダイオードＤ_Ｓが非導通になった後でも、制御回路１４の電力消費に応じて、適当な導通幅でダイオードＤ_Ｓが導通する。このダイオードＤ_Ｓの導通によって抵抗Ｒ_Ｓに電流が流れるが、その実効値は数十ｍＡ程度で小さく、損失は５０ｍＷ程度であるので、数百Ｗ以上（モータ電流１Ａ以上）のモータを駆動するコンデンサレスインバータ制御において、特に電流制御や効率面で問題となることはない。

従来の単相コンデンサレスインバータ制御では、整流電圧Ｖ_ｄｃの脈動が大きいため、これに基づいて制御回路１４に供給する直流電力を得ることは困難であった。よって従来の単相コンデンサレスインバータ制御において採用される制御回路のスイッチング電源を構成するためには別途に整流回路を必要としていた。しかし本実施の形態によれば実施の形態１の効果を得つつも、制御回路１４を動作させるための直流定電圧電源を別途に得る必要がない。

第３の実施の形態．
図５は本発明の第３の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。第１の実施の形態にかかる駆動装置と比較して、平滑回路１５の構成が異なっている。即ち、第３の実施の形態における平滑回路１５は、図１５に示された平滑回路１２に対して、スイッチＳ２と抵抗Ｒ_Ｌとの直列接続を追加した構成となっている。当該直列接続はリアクトルＫに並列に接続されている。

スイッチＳ２をオンすることによってリアクトルＫに抵抗Ｒ_Ｌが並列に接続され、スイッチＳ２をオフすることによってこの並列接続が切断される。

リアクトルＫに抵抗Ｒ_Ｌが並列に接続された場合、リアクトルＫと平滑コンデンサＣとによって発生する共振に対して、抵抗Ｒ_Ｌがダンピングとして機能するため、共振は抑制される。これにより、平滑コンデンサＣへの急激な充電を避け、整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値が抑制される。図６は、平滑回路１５の構成において抵抗Ｒ_Ｌの抵抗値を２０ΩとしスイッチＳ２をオンし、それ以外の条件を、図１６で示されたシミュレーションと同様の条件にした場合のシミュレーション結果を示すグラフである。整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は４２５Ｖに抑制された。

図７はスイッチＳ２をオフにした場合の、即ち図１５に示された平滑回路１２を用いた場合のシミュレーション結果を示すグラフであり、消費電力を１ｋＷとしている。このように消費電力が大きい場合には、平滑コンデンサＣからインバータ１３へと消費される電荷量が多く、従って整流電圧Ｖ_ｄｃの変動が大きくなり、直流共振による整流電圧Ｖ_ｄｃの変動は相対的に小さくなる。そして整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は４００Ｖにも満たない。換言すれば、負荷が大きい状態においては抵抗Ｒ_Ｌに要求される機能の必要性が低くなることに鑑みて、抵抗とリアクトルとの並列接続を切断する。これにより、抵抗Ｒ_Ｌにおける不要な電力消費を回避することができる。

よって消費電力が小さい状態ではスイッチＳ２を短絡し、消費電力が大きくなればスイッチＳ２を開放することが望ましい。図５では、かかるスイッチＳ２の開閉が、制御回路１４によって出力される開閉指令ＣＮＳ２によって制御される態様が例示されている。制御回路１４では電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗや回転位置角θ_ｍ、回転角速度ω_ｍをモニタしているので、消費電力の大小を判断することができ、従って容易に開閉指令ＣＮＳ２を生成することができる。

例えばモータ２４を空気調和機の圧縮機の回転駆動に採用する場合、このようなスイッチＳ２の切り替えは重要な運転制御である。回転数が低い起動時において一旦はスイッチＳ２を短絡しておき、その後、回転数を上げて空気調和機によって制御すべき温度を迅速に目標値へと近づける際にはスイッチＳ２を開放する。更にその後、温度が適切な値の近傍に調整された後、回転数を下げた運転を行う。この場合には再びスイッチＳ２を短絡する。

第４の実施の形態．
図８は本発明の第４の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。第１の実施の形態にかかる駆動装置と比較して、平滑回路１５の構成が異なっている。即ち、第４の実施の形態における平滑回路１５は、図１５に示された平滑回路１２に対して、スイッチング素子たるトランジスタＱとベース抵抗Ｒ_Ｂとの直列接続を追加した構成となっている。当該直列接続は平滑コンデンサＣに並列に接続されている。

制御回路１４は整流電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、トランジスタＱのベースにバイアス電圧ＣＮＱを供給する。整流電圧Ｖ_ｄｃが第１所定値を越えるとトランジスタＱがオンし、整流電圧Ｖ_ｄｃが第２所定値（これは第１所定値よりも小さい）を下回るとトランジスタＱがオフする。このように整流電圧Ｖ_ｄｃが第１所定値を越えると平滑コンデンサＣに対して抵抗Ｒ_Ｂが並列接続されるので、平滑コンデンサＣへの充電速度を下げ、整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値を抑制することができる。

図９は平滑回路１５の構成において第１所定値及び第２所定値をそれぞれ４２０Ｖ、４００Ｖに設定し、抵抗Ｒ_Ｂの抵抗値を１５Ωとし、それ以外の条件を、図１６で示されたシミュレーションと同様の条件にした場合のシミュレーション結果を示すグラフである。

図１０はバイアス電圧ＣＮＱと整流電圧Ｖ_ｄｃとの関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すグラフである。整流電圧Ｖ_ｄｃが４２０Ｖまで上昇すればバイアス電圧ＣＮＱが１０ＶとなってトランジスタＱがオンし、整流電圧Ｖ_ｄｃが４００Ｖまで下降すればバイアス電圧ＣＮＱが０ＶとなってトランジスタＱがオフする。従って整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は４２０Ｖに抑制された。

第５の実施の形態．
図１１は本発明の第５の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。第１の実施の形態にかかる駆動装置と比較して、平滑回路１５の構成が異なっている。即ち、第５の実施の形態における平滑回路１５は、図１５に示された平滑回路１２に対して、スイッチング素子たるツェナーダイオードＺＤを追加した構成となっている。ツェナーダイオードＺＤは平滑コンデンサＣに並列に接続されている。

ツェナーダイオードＺＤには整流電圧Ｖ_ｄｃが印加されるので、整流電圧Ｖ_ｄｃがツェナー電圧を越えるとツェナーダイオードＺＤが導通する。従って平滑コンデンサＣへの充電速度を下げ、整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値を抑制することができる。

図１２は平滑回路１５の構成においてツェナー電圧を４２０Ｖに設定し、それ以外の条件を、図１６で示されたシミュレーションと同様の条件にした場合のシミュレーション結果を示すグラフである。整流電圧Ｖ_ｄｃの波高値は４００Ｖに抑制された。

本実施の形態は、第４の実施の形態に比べて簡易な構成で波高値を抑制する素子を得ることができる。

本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置の効果を示すグラフである。 本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置の効果を示すグラフである。 本発明の第２の実施の形態にかかる多相電流供給回路の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態にかかる駆動装置の効果を示すグラフである。 従来の技術の効果を示すグラフである。 本発明の第４の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態にかかる駆動装置の効果を示すグラフである。 本発明の第４の実施の形態にかかる駆動装置の効果を示すグラフである。 本発明の第５の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。 本発明の第５の実施の形態にかかる駆動装置の効果を示すグラフである。 従来の多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。 従来の多相電流供給回路の動作を示すグラフである。 発明が解決すべき課題を説明するための多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。 発明が解決すべき課題を説明するための多相電流供給回路の動作を示すグラフである。

符号の説明

１１ ダイオードブリッジ
１３ インバータ
１４ 制御回路
１５ 平滑回路
１６ スイッチング電源
Ｃ 平滑コンデンサ
ＣＮＳ１，ＣＮＳ２ 開閉指令
ＣＮＱ バイアス電圧
Ｃ_Ｓ コンデンサ
Ｄ_Ｓ ダイオード
ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ 電流
Ｋ リアクトル
Ｑ トランジスタ
Ｒ_Ｂ，Ｒ_Ｃ，Ｒ_Ｌ，Ｒ_Ｓ 抵抗
Ｓ１，Ｓ２ スイッチ
Ｖ_ｉｎ 交流電圧
ＺＤ ツェナーダイオード

Claims (12)

1. 交流電圧（Ｖ_ｉｎ）の全波整流を行うダイオード群（１１）と、
   平滑コンデンサ（Ｃ）を有し、前記ダイオード群の出力を受けて前記平滑コンデンサ（Ｃ）の両端から、前記交流電圧の周波数の二倍の周波数の脈動を有する整流電圧（Ｖ_ｄｃ）を出力する平滑回路（１５）と、
   前記整流電圧を受け、前記脈動に応じて前記多相の交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を出力するインバータ（１３）と
   を備え、
   前記平滑回路は、
   前記平滑コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｋ）と、
   前記整流電圧の波高値を抑制する、波高値抑制素子（Ｄ_Ｓ、Ｒ_Ｓ、Ｃ_Ｓ、Ｒ_Ｃ、Ｓ１；Ｒ_Ｌ、Ｓ２；Ｒ_Ｂ、Ｑ；ＺＤ）と
   を有する、多相電流供給回路。
2. 前記波高値抑制素子は、
   前記平滑コンデンサの両端の間に直列に接続されたダイオード（Ｄ_Ｓ）及びコンデンサ（Ｃ_Ｓ）と、
   前記コンデンサに並列に接続された電力消費部（Ｒ_Ｃ；１６）と
   を有し、
   前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記平滑コンデンサ（Ｃ）の高電位側から低電位側に向かう方向と一致する、請求項１記載の多相電流供給回路。
3. 前記電力消費部は抵抗（Ｒ_Ｃ）である、請求項２記載の多相電流供給回路。
4. 前記電力消費部は、他の回路に対する電源（１６）である、請求項２記載の多相電流供給回路。
5. 前記波高値抑制素子は、前記ダイオード（Ｄ_Ｓ）及びコンデンサ（Ｃ_Ｓ）に対して直列に接続される抵抗（Ｒ_Ｓ）を更に有する、請求項２乃至請求項４のいずれか一つに記載の多相電流供給回路。
6. 前記波高値抑制素子は、前記抵抗（Ｒ_Ｓ）に並列に接続されるスイッチ（Ｓ１）を更に有する、請求項５記載の多相電流供給回路。
7. 前記波高値抑制素子は前記リアクトル（Ｋ）と並列に接続され、
   前記波高値抑制素子は抵抗（Ｒ_Ｌ）を有する、
   請求項１記載の多相電流供給回路。
8. 前記波高値抑制素子は、前記抵抗（Ｒ_Ｌ）と直列に接続されたスイッチ（Ｓ２）を更に有する、請求項７記載の多相電流供給回路。
9. 前記波高値抑制素子は前記平滑コンデンサ（Ｃ）と並列に接続され、
   前記整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が第１所定値を越えると導通し、前記第１所定値以下の第２所定値を下回ると非導通する、請求項１記載の多相電流供給回路。
10. 前記波高値抑制素子は、相互に直列接続された抵抗（Ｒ_Ｂ）及びスイッチ（Ｑ）を有し、
    前記整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が前記第１所定値を越えると前記スイッチがオンし、
    前記整流電圧（Ｖ_ｄｃ）が前記第２所定値を下回ると前記スイッチがオフする、請求項９記載の多相電流供給回路。
11. 前記波高値抑制素子はツェナーダイオード（ＺＤ）を有する、請求項９記載の多相電流供給回路。
12. 請求項１乃至請求項１１のいずれか一つに記載の多相電流供給回路と、
    前記多相の交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を受けて駆動する駆動部と
    を備える、駆動装置。

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