KR20070043893A - 다상 전류 공급 회로 및 구동 장치 - Google Patents

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KR20070043893A
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다이킨 고교 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은, 단상 컨덴서가 없는 인버터에 있어서 평활 컨덴서의 양단에 있어서 얻어지는 전압을 작게 하다. 평활 회로(15)는, 한쌍의 전원선 L1, L2의 사이에 접속된 평활 컨덴서(C)를 갖고 있다. 또한 다이오드(DS)의 애노드가 전원선의 한쪽 (L1)에, 다이오드(DS)의 캐소드가 저항(RS)의 일단에, 저항(RS)의 타단이 컨덴서(CS)의 일단에, 컨덴서(CS)의 타단이 전원선의 다른 쪽(L2)에, 각각 접속되어 있다. 평국 컨덴서(C)의 양단에 있어서 얻어지는 정류 전압(Vdc)의 크기를, 다이오드(DS), 저항(RS) 및 컨덴서(CS)의 직렬 접속이 없는 경우보다 작게 할 수 있다.

Description

다상 전류 공급 회로 및 구동 장치{POLYPHASE CURRENT SUPPLYING CIRCUIT AND DRIVER APPARATUS}
본 발명은 인버터 기술에 관한 것이다.
도 13은 종래의 다상 전류 공급 회로의 구성을 예시하는 회로도이다. 단상의 교류전원(21)은 다이오드 브리지(11)에 교류 전압(Vin)을 부여한다. 단, 전원계통에 기생하는 인덕턴스를 교류전원(21)과 직렬로 접속되는 인덕터(22)로서 나타내고 있다.
다이오드 브리지(11)의 출력은, 평활 회로(12)에 부여된다. 평활 회로(12)는 소용량, 예를 들면 수십 ㎌의 평활 컨덴서(C) 만으로 구성되어 있다. 평활 컨덴서(C)는 소용량이기 때문에, 소형화할 수 있다.
평활 컨덴서(C)의 양단에 있어서 얻어지는 정류 전압(Vdc)은 인버터(13)에 입력한다. 인버터(13)에서는, 제어회로(14)로부터 얻어지는 스위칭 지령(CNT)에 의거하여, 그 스위칭 소자인 트랜지스터의 스위칭이 행해진다. 이에 의해, 모터(24)에는 3상의 전류(iu, iv, iw)가 공급된다. 제어회로(14)는 전류(iu, iv, iw) 및 모터(24)의 회전자의 회전 위치각(θm), 회전 각속도(기계각)(ωm), 및 교류 전압 (Vin) 및 인버터(13)에 입력하는 정류 전압(Vdc)에 의거하여 스위칭 지령(CNT)을 구한다. 이들 여러 가지 양(iu, iv, iw, θm, ωm, Vin, Vdc)은 주지의 기술을 이용하여 검출할 수 있다.
도 14는 입력전압(Vin)과 정류 전압(Vdc)의 관계를, 가로축에 있어서 양자에 공통인 시간축을 채용하여 나타내는 그래프이다. 평활 컨덴서(C)의 정전용량을 20㎌로 하였다. 이와 같이 평활 컨덴서(C)의 정전용량이 작기 때문에, 그 정류 전압(Vdc)은 교류 전압(Vin)의 주파수의 2배의 주파수로 맥동하는, 매우 큰 맥동성분을 갖게 된다. 여기서는 정류 전압(Vdc)이 300V약 내지 400V강의 사이에서 변동하는 경우가 예시되어 있다.
그러나 스위칭 지령(CNT)을 적절히 설정함으로써, 이 맥동에 따라 인버터(13)의 스위치를 제어하고, 교류전원(21)으로부터 다이오드 브리지(11)에 부여되는 전류의 고조파를 저감하고, 또한 전원측에서의 역률을 개선하는 것도 가능하다.
이와 같이 평활 컨덴서의 용량을 현저히 작게 한 인버터의 제어기술을, 여기서는 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어라고 한다. 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어에서는 상술한 바와 같이 평활 컨덴서를 소형화할 수 있는 데다, 역률 개선용 리액터를 이용할 필요도 없어, 다상 전류 공급 회로 전체로서도 소형화하고, 비용 저감을 도모할 수 있다.
이러한 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어에 대해 개시하는 선행기술 문헌으로서 특허문헌 1 및 비특허 문헌 1이 있다.
특허문헌 1: 일본국 특허 공개 2002-354826호 공보
비특허 문헌 1: 高橋勳의 「고입력 역률의 다이오드 정류회로를 갖는 PM 모터의 인버터 제어법」, 2000년 전기학회 전국대회 4-149(2000년 3월), 제1591페이지
상술한 바와 같이, 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어에 있어서 채용되는 평활 컨덴서(C)의 용량은 작다. 그리고 이와 직렬 접속되는 인덕터(22)의 인덕턴스도, 고작 수백 μH이다.
따라서 양자가 구성하는 직류 공진 회로의 주파수는, 교류 전압(Vin)의 주파수(수십 Hz)와 비교하여 매우 높은 차수, 예를 들면 제30차 내지 제40차 정도의 고조파에 상당한다. 따라서 교류전원(21)으로부터 입력하는 전류도, 상기 차수의 고조파 성분이 커진다.
예를 들면 IEC(International Electrotechnical Commission)이 규정하는 규제에서는, 고조파의 실효값에 대해 상한값을 정하고 있고, 상기 고조파 성분을 억제하는 것이 바람직하다.
그 해당 고조파 성분을 억제하는 하나의 방법으로서, 직렬 공진 주파수를 저하시키는 것이 고려된다. 도 15는 평활 회로(12)에 있어서 리액터(K)가 추가된 다상 전류 공급 회로를 예시하는 회로도이다. 리액터(K)는, 평활 회로(12)에 있어서, 인덕터(22)와 평활 컨덴서(C) 사이에 직렬로 끼워져 있다. 따라서 인덕턴스와 정전용량의 곱은 증대하고, 공진 주파수는 저하한다. 고조파의 실효값에 대한 상한값은, 그 주파수가 낮을수록 높은 값까지 허용되기 때문에, 공진 주파수의 저하는 상기 규제를 준수하는 데에 유효한 수단이라 생각된다.
그러나, 직렬 공진 주파수를 낮춘 경우, 고조파의 규제는 준수할 수 있어도, 정류 전압(Vdc)의 파고치를 높히게 된다는 문제점을 초래하게 된다. 이는 특히, 교류전원(21)이 불안정하고, 교류 전압(Vin)의 정현파로부터의 왜곡이 클수록 현저한 문제가 된다. 평활 컨덴서(C)의 정전용량이 상술한 바와 같이 작고, 정현파로부터의 왜곡을 평활 컨덴서에 있어서 평활하는 기능이 낮기 때문이다.
도 16은, 리액터(K)의 인덕터로서 6mH, 평활 컨덴서(C)의 정전용량을 20㎌로 한 경우의 입력전압(Vin)과 정류 전압(Vdc)의 관계를, 가로축에 있어서 양자에 공통인 시간축을 채용하여 나타내는 그래프이다. 교류전원(21)의 정격이 50Hz, 240V이면서, 전압에 있어서 10%의 상승이 있고, 더구나 460Hz, 30V의 왜곡 전압이 중첩한 경우를 시뮬레이션했다(또, 이러한 왜곡은 도 14의 그래프를 구하기 위한 시뮬레이션에 있어서도 채용되었다). 또한 소비전력을 100W로 하였다. 이 경우, 정류 전압(Vdc)의 파고치는 470V에나 달하게 된다.
예를 들면 통상, 인버터(13)의 파워 모듈로서 다용되는 IPM(lntelligent Power Module)의 정류 전압(Vdc)의 최대 정격은 500V이다. 그리고 최대 정격 이상으로 직류전압이 상승한 경우, 이 IPM을 보호하기 위해 인버터의 스위칭을 정지하는 과전압 보호기능이 채용된다.
이 과전압 보호기능을 동작시키기 위한 회로는, 그 부품의 편차에 기인하여, 그 동작이 개시하는 전압에 편차가 생긴다. 이러한 사정을 감안하면, 과전압 보호기능을 작용시키지 않기 위해서는 정류 전압(Vdc)을 450V 정도로 억제하는 것이 바람직하다.
이상의 것으로부터 생각하면, 리액터(K)를 설치하지 않는 경우(도 13, 도 14)는 과전압 보호기능을 작용시키지 않아도 되지만 고조파 규제에 저촉되어, 리액터(K)를 설치하는 경우(도 15, 도 16)는 고조파 규제를 준수할 수 있지만 과전압 보호기능을 작용시키게 될 염려가 있다.
본 발명은 이러한 문제를 감안하여 이루어진 것으로, 평활 컨덴서의 용량을 현저하게 작게 하여 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어를 행할 때에, 다상 전류 공급 회로에 공급되는 전류의 고조파 성분을 저감하면서, 정류 전압의 파고치를 억제하는 것을 목적으로 한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제1 양태는, 교류 전압(Vin)의 전파 정류를 행하는 다이오드군(11)과, 평활 컨덴서(C)를 갖고, 상기 다이오드군의 출력을 받아 상기 평활 컨덴서(C)의 양단으로부터 상기 교류 전압의 주파수의 2배의 주파수의 맥동을 갖는 정류 전압(Vdc)을 출력하는 평활 회로(15)와, 상기 정류 전압을 받고, 상기 맥동에 따라 상기 다상의 교류전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(13)를 구비한다. 그리고 상기 평활 회로는, 상기 평활 컨덴서와 함께 직렬 공진 회로를 구성하는 리액터(K)와, 상기 정류 전압의 파고치를 억제하는, 파고치 억제 소자(DS, RS, CS, RC, S1;RL, S2;RB, Q;ZD)를 갖는다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제1 양태에 의하면, 평활 컨덴서(C)의 용량을 작게 하여, 소위 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어를 행할 때에도, 자신에게 공급되는 전류의 고조파 성분을 저감하면서, 정류 전압의 파고치를 억제한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제2 양태는, 제1 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로써, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 평활 컨덴서의 양단의 사이에 직렬로 접속된 다이오드(DS) 및 컨덴서(CS)와, 상기 컨덴서에 병렬로 접속된 전력 소비부(RC;16)를 갖는다. 그리고 상기 다이오드의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향이, 상기 평활 컨덴서(C)의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향과 일치한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제2 양태에 의하면, 다량의 전하가 급격히 직류 공진 회로에 흘러들어 온 경우, 그 일부를 컨덴서(CS)의 충전에 소비시킨다. 이에 의해 평활 컨덴서(C)의 양단 전압의 상승이 억제된다. 그리고 일시적으로 컨덴서(CS)의 양단 전압이 상승하더라도, 다이오드(DS)의 기능에 의해 정류 전압(Vdc)의 상승은 회피된다. 그리고 충전된 컨덴서(CS)는 전력소비 소자에 의해 방전된다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제3 양태는, 제2 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 전력 소비부는 저항(RC)이다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제3 양태에 의하면, 컨덴서(CS)에 축적된 전하에 의거하여, 간이하게 전력을 소비할 수 있다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제4 양태는, 제2 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 전력 소비부는, 다른 회로에 대한 전원(16)이다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제4 양태에 의하면, 컨덴서(CS)에 축적된 전하에 의거하여, 전력을 유효하게 이용할 수 있다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제5 양태는, 제2 양태 내지 제4 양태 중의 어느 하나에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 다이오드(DS) 및 컨덴서(CS)에 대해 직렬로 접속되는 저항(RS)을 더 갖는다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제5 양태에 의하면, 컨덴서(CS)가 그다지 충전되어 있지 않은 초기 상태에 있어서의, 돌입전류를 억제할 수 있다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제6 양태는, 제5 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 저항(RS)에 병렬로 접속되는 스위치(S1)를 더 갖는다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제6 양태에 의하면, 정상상태가 얻어진 후에는 스위치(S1)를 단락하여, 외견상, 저항(RS)의 저항값을 0으로 하여, 파고치를 억제하는 효과를 보다 높일 수 있다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제7 양태는, 제1 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는 상기 리액터(K)와 병렬로 접속되고, 상기 파고치 억제 소자는 저항(RL)을 갖는다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제7 양태에 의하면, 리액터(K)와 평활 컨덴서(CS)에 의해 발생하는 공진에 대해, 저항(RL)이 덤핑으로서 기능하기 때문에, 공진은 억제된다. 이에 의해, 평활 컨덴서(C)로의 급격한 충전을 피하고, 정류 전압(Vdc)의 파고치를 억제한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제8 양태는, 제7 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 저항(RL)과 직렬로 접속된 스위치(S2)를 더 갖는다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제8 양태에 의하면, 부하가 큰 상태에 있어서는 저항(RL)에 요구되는 기능의 필요성이 낮아지는 것을 감안하여, 저항(RL)과 리액터(K)의 병렬 접속을 절단한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제9 양태는, 제1 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는 상기 평활 컨덴서(C)와 병렬로 접속되고, 상기 정류 전압(Vdc)이 제1 소정값을 초과하면 도통하고, 상기 제1 소정값 이하의 제2 소정값을 하회하면 비도통한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제9 양태에 의하면, 정류 전압(Vdc)이 제1 소정값을 상회하지 않는 제어가 행해진다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제 10의 양태는, 제9 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는, 상호 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖는다. 그리고 상기 정류 전압(Vdc)이 상기 제1 소정값을 초과하면 상기 스위치가 온(ON)하고, 상기 정류 전압(Vdc)이 상기 제2 소정값을 하회하면 상기 스위치가 오프(OFF)한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제10 양태에 의하면, 정류 전압(Vdc)이 제1 소정값을 초과하면 평활 컨덴서(C)에 대해 저항(RB)이 병렬 접속되기 때문에, 평활 컨덴서(C)로의 충전속도를 낮추고, 정류 전압(Vdc)의 파고치를 억제한다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제11 양태는, 제9 양태에 관한 다상 전류 공급 회로로서, 상기 파고치 억제 소자는 제너다이오드(ZD)를 갖는다.
이 발명에 관한 다상 전류 공급 회로의 제11 양태에 의하면, 파고치 억제 소자를 간이한 구성으로 얻을 수 있다.
이 발명에 관한 구동회로는, 제1 양태 내지 제11 양태 중의 어느 하나에 기재한 다상 전류 공급 회로와, 상기 다상의 교류전류(iu, iv, iw)를 받아 구동하는 구동부를 구비한다.
이 발명에 관한 구동회로에서, 다상 전류 공급 회로의 제1 내지 제11 양태를 적용할 수 있다.
이 발명의 목적, 특징, 국면 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해 보다 명백해진다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시형태에 관한 구동 장치의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시형태에 관한 구동 장치의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 4는 본 발명의 제2 실시형태에 관한 다상 전류 공급 회로의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 5는 본 발명의 제3 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 6은 본 발명의 제3 실시형태에 관한 구동 장치의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 7은 종래의 기술의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 제4 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 9는 본 발명의 제4 실시형태에 관한 구동 장치의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 제4 실시형태에 관한 구동 장치의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 11은 본 발명의 제5 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 12는 본 발명의 제5 실시형태에 관한 구동 장치의 효과를 나타내는 그래프이다.
도 13은 종래의 다상 전류 공급 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 14는 종래의 다상 전류 공급 회로의 동작을 나타내는 그래프이다.
도 15는 발명이 해결해야 할 과제를 설명하기 위한 다상 전류 공급 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 16은 발명이 해결해야 할 과제를 설명하기 위한 다상 전류 공급 회로의 동작을 나타내는 그래프이다.
(제1 실시형태)
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 해당 구동 장치는 구동부인 모터(24)와, 이에 다상 전류를 공급하는 다상 전류 공급 회로를 구비하고 있다.
다상 전류 공급 회로는 다이오드 브리지(11), 평활 회로(15), 인버터(13), 제어회로(14)를 구비하고 있고, 이들은 모두 전원선 L1, L2의 사이에 접속되어 있다. 구체적으로는, 다이오드 브리지(11)에는 단상교류의 전원이 접속되고, 다이오드 브리지(11)는 교류 전압(Vin)을 전파 정류하여 전원선 L1, L2의 사이에 부여한다. 단 전원선 L1, L2는 각각 전압의 극성의 정부(正負)에 대응하고 있고, 전원선 L2에는 전원선 L1보다 높지 않은 전위가 부여된다. 전원선 L2는 접지해도 된다.
교류 전압(Vin)은 교류전원(21)에 의해 공급된다. 단 상술한 바와 같이 전원 계통에 기생하는 인덕턴스가 존재하고, 도 1에서는 이를 교류전원(21)에 직렬로 접속된 인덕터(22)로서 나타내고 있다.
평활 회로(15)는, 평활 회로(12)와 마찬가지로, 전원선 L1, L2의 사이에 접속된 평활 콘덴서(C) 및 리액터(K)를 갖고 있다. 리액터(K)는 인덕터(22)와 평활 컨덴서(C) 사이에서 전원선 L1에 있어서 끼워져 있다. 평활 컨덴서(C)의 양단은, 평활 회로(15)의 출력으로서, 정류 전압(Vdc)을 지지한다.
평활 회로(15)는 또한 전원선 L1, L2의 사이에 직렬로 접속된 다이오드(DS), 저항(RS) 및 컨덴서(CS)도 갖고 있다. 다이오드(DS)의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향을 전원선 L1로부터 전원선 L2를 향하는 방향(즉 평활 컨덴서(C)의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향)과 일치하여 접속하고 있고, 도 1에서는 다이오드(DS)의 애노드가 전원선 L1에, 다이오드(DS)의 캐소드가 저항(RS)의 일단에, 저항(RS)의 타단이 컨덴서(CS)의 일단에, 컨덴서(CS)의 타단이 전원선 L2에, 각각 접속되어 있는 경우가 예시되어 있다. 또, 직렬 회로를 구성하는 다이오드(DS), 저항(RS), 컨덴서(CS)의 순서는 교체해도 된다.
또, 컨덴서(CS)의 양단에는 저항(RC)이 병렬로, 저항(RS)의 양단에는 스위치(S1)가 병렬로, 각각 접속되어 설치되어 있다.
인버터(13)는 정류 전압(Vdc)을 입력하고, 3상의 전류(iu, iv, iw)를 모터(24)에 공급한다. 인버터(13)는, 모두 전원선 L1에 접속되는 컬렉터를 갖는 3개의 트랜지스터(상부 아암(upper arm)측 트랜지스터)와, 모두 전원선 L2에 접속되는 에미 터를 갖는 3개의 트랜지스터(하부 아암(lower arm)측 트랜지스터)를 구비하고 있다. 상부 아암측 트랜지스터의 각각은, 하부 아암측 트랜지스터의 각각과 상(相)마다 쌍을 이룬다. 쌍을 형성하는 상부 아암측 트랜지스터의 에미터와, 하부 아암측 트랜지스터의 컬렉터는 공통으로 접속되고, 그 접속점으로부터 전류(iu, iv, iw)가 출력된다. 상부 아암측 트랜지스터 및 하부 아암측 트랜지스터의 각각은, 제어회로(14)부터의 스위칭 지령(CNT)에 의거하여 온/오프가 제어된다.
또, 모터(24)로부터의 회생전류를 흐르게 하기 위해, 상부 아암측 트랜지스터 및 하부 아암측 트랜지스터의 각각 대해, 에미터에 접속된 애노드와, 컬렉터에 접속된 캐소드를 갖는 프리휠 다이오드가 설치되어 있다.
제어회로(14)는 전류(iu, iv, iw) 및 모터(24)의 회전자의 회전 위치각(θm), 회전 각속도(ωm) 및 교류 전압(VS) 및 인버터(13)에 입력하는 정류 전압(Vdc)에 의거하여 스위칭 지령(CNT) 및 개폐지령(CNS1)을 구한다. 이들 여러 가지 양(iu, iv, iw, θm, ωm, VS, Vdc)은 주지의 기술을 이용하여 검출할 수 있다.
그런데, 저항(RC)에서의 전력소비에 의해, 컨덴서(CS)에 축적되어 있던 전하는 소비된다. 즉 저항(RC)은 전력 소비부로서 파악할 수 있다. 이 전력소비의 속도는 컨덴서(CS)와 저항(RC)의 시정수에 의존하여 결정된다.
컨덴서(CS)에 있어서 축적되는 전하량이 작은 경우, 그 양단 전압도 작다. 따라서, 직렬공진에 의해, 리액터(K)를 통해 전원선 L1에 큰 전류가 공급되더라도, 해당 전류에 의해 평활 회로(15)에 유입해 온 전하는 다이오드(DS)를 경유하여 컨덴서(CS)로의 충전에 공급된다. 컨덴서(CS)의 충전량이 높아지고, 충전전압이 정류 전압(Vdc)보다 높아져도, 다이오드(DS)에는 전류가 흐르지 않기 때문에, 평활 컨덴서(C)의 양단 전압, 즉 정류 전압(Vdc)은 상승하기 어렵다.
전원선 L1로부터 공급되는 전류량이 작아져 오면, 저항(RC)에 의해 전력이 소비되고, 컨덴서(CS)의 충전량이 저하한다. 이는 전원선 L1로부터 공급되는 전류량이 다음에 상승했을 때에, 컨덴서(CS)로의 충전을 용이하게 하고, 따라서 정류 전압(Vdc)의 상승을 억제한다.
관점을 바꾸면, 컨덴서(CS)의 충전량을 작게 하여 준비해 두고, 다량의 전하가 전원선 L1을 통해 직렬 공진 회로에 흘러들어 온 경우, 그 일부를 컨덴서(CS)의 충전에 소비시킨다. 이에 의해 평활 컨덴서(C)의 양단 전압의 상승이 억제된다. 그리고 일시적으로 컨덴서(CS)의 양단 전압이 상승하더라도, 다이오드(DS)의 기능에 의해, 정류 전압(Vdc)의 상승은 회피된다. 그리고 충전된 컨덴서(CS)는 저항(RC)에 의해 방전된다.
도 2는 도 16에서 나타난 시뮬레이션과 동일한 조건으로, 저항(RS, RC)의 각각의 저항값을 12Ω, 20kΩ, 컨덴서(CS)의 정전용량을 47㎌로 한 경우의, 입력전압 (Vin)과 정류 전압(Vdc)의 관계를, 가로축에 있어서 양자에 공통인 시간축을 채용하여 나타내는 그래프이다. 정류 전압(Vdc)의 파고치는 450V까지로 억제할 수 있었다.
상기의 동작 설명으로부터 이해되는 바와 같이, 저항(RS)은 반드시 필요하지 않고, 오히려 파고치의 제한을 위해서는 그 저항값이 0이어도 된다. 한편, 교류 전압(Vin)이 다상 전류 공급 회로에 인가되는 초기 상태에 있어서는, 컨덴서(CS)가 거의 충전되고 있지 않아, 전류가 입력될 가능성이 있다. 따라서 초기시점에서는 스위치(S1)를 개방하여 저항(RS)의 기능을 실효있게 하는 한편, 정상상태가 얻어진 후에는 스위치(S1)를 단락하여, 외견상, 저항(Rs)의 저항값을 0으로 하는 것이 바람직하다. 이러한 스위치(S1)의 개폐제어는 상술한 개폐지령(CNS1)에 의거하여 행해진다.
도 3은 저항(RS)의 저항값을 0으로 한 경우의 시뮬레이션의 결과를 나타내는 그래프이다. 도 2의 결과와 비교하면, 정류 전압(Vdc)의 파고치는 5V 정도 작아져 있다.
따라서 스위치(S1)의 개폐에 의해, 초기상태/정상상태의 상위(相違)에 의거하여, 각각 돌입전류의 억제/정류 전압(Vdc)의 파고치의 억제를 얻을 수 있다.
(제2 실시형태)
전력 소비부로서 저항(RC)을 채용하면, 열로 방출함으로써, 컨덴서(CS)에 축 적된 전하에 의거하여 간이하게 전력을 소비할 수 있다. 그러나 전력 소비부로서 다른 회로의 전원을 채용해도 된다. 이는 전력의 유효한 이용의 하나의 양태이다.
도 4는 본 발명의 제2 실시형태에 관한 다상 전류 공급 회로의 구성을 나타내는 회로도이다. 제1 실시형태에서 나타난 저항(RC) 대신에, 제어회로(14)의 전원인 스위칭 전원(16)을 채용한 경우가 예시되어 있다.
구체적으로는 제어회로(14)용의 스위칭 전원(16)에 컨덴서(CS)의 양단의 전압을 공급한다. 예를 들면 컨덴서(CS)의 일단에 전원선 L3을 접속하고, 전원선 L2, L3을 스위칭 전원(16)에 접속한다. 스위칭 전원(16)은 전원선 L2, L3으로부터 공급되는 전력에 의거하여, 제어회로(14)에 전압(E)을 공급한다. 스위칭 전원(16)의 출력은 10W 정도로 작기 때문에, 컨덴서(CS)로서 20㎌ 정도의 값을 채용하더라도, 스위칭 전원(16)이 요구하는 정도의 평활 기능은 얻어진다.
전원선 L2, L3을 통해 컨덴서(CS)의 양단으로부터 전하를 인출하기 때문에, 그 양단의 전압이 감소한다. 따라서 제어회로(14)에 의한 인버터 제어가 개시되기 전에 컨덴서(CS)가 충전되어 일단 다이오드(DS)가 비도통이 된 후라도, 제어회로(14)의 전력소비에 따라, 적당한 도통폭으로 다이오드(DS)가 도통한다. 이 다이오드(DS)의 도통에 의해 저항(RS)에 전류가 흐르지만, 그 실효값은 수십 mA 정도로 작고, 손실은 50mW 정도이기 때문에, 수백 W 이상(모터전류 1A 이상)의 모터를 구동하는 컨덴서가 없는 인버터 제어에 있어서, 특히 전류제어나 효율면에서 문제가 되 는 일은 없다.
종래의 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어에서는, 정류 전압(Vdc)의 맥동이 커지기 때문에, 이에 의거하여 제어회로(14)에 공급하는 직류전력을 얻는 것은 곤란하였다. 따라서 종래의 단상 컨덴서가 없는 인버터 제어에 있어서 채용되는 제어회로의 스위칭 전원을 구성하기 위해서는 별도로 정류회로를 필요로 하고 있었다. 그러나 본 실시형태에 의하면 실시형태 1의 효과를 얻으면서도, 제어회로(14)를 동작시키기 위한 직류 정전압 전원을 별도로 얻을 필요가 없다.
(제3 실시형태)
도 5는 본 발명의 제3 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 제1 실시형태에 관한 구동 장치와 비교하여, 평활 회로(15)의 구성이 다르다. 즉, 제3 실시형태에 있어서의 평활 회로(15)는 도 15에 나타난 평활 회로(12)에 대해, 스위치(S2)와 저항(RL)의 직렬 접속을 추가한 구성으로 되어 있다. 해당 직렬 접속은 리액터(K)에 병렬로 접속되어 있다.
스위치(S2)를 온 함으로써 리액터(K)에 저항(RL)이 병렬로 접속되고, 스위치(S2)를 오프 함으로써 이 병렬 접속이 절단된다.
리액터(K)에 저항(RL)이 병렬로 접속된 경우, 리액터(K)와 평활 컨덴서(C)에 의해 발생하는 공진에 대해, 저항(RL)이 덤핑의 기능을 하기 때문에, 공진은 억제된다. 이에 의해, 평활 컨덴서(C)로의 급격한 충전을 피하고, 정류 전압(Vdc)의 파고 치가 억제된다. 도 6은, 평활 회로(15)의 구성에 있어서 저항(RL)의 저항값을 20Ω로 하여 스위치(S2)를 온 하고, 그 이외의 조건을, 도 16에서 나타난 시뮬레이션과 동일한 조건으로 한 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이다. 정류 전압(Vdc)의 파고치는 425V로 억제되었다.
도 7은 스위치(S2)를 오프로 한 경우의, 즉 도 15에 나타난 평활 회로(12)를 이용한 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이고, 소비전력을 1kW로 하고 있다. 이와 같이 소비전력이 큰 경우에는, 평활 컨덴서(C)로부터 인버터(13)로 소비되는 전하량이 많고, 따라서 정류 전압(Vdc)의 변동이 커지고, 직류 공진에 의한 정류 전압(Vdc)의 변동은 상대적으로 작아진다. 그리고 정류 전압(Vdc)의 파고치는 400V에도 채워지지 않는다. 환언하면, 부하가 큰 상태에 있어서는 저항(RL)에 요구되는 기능의 필요성이 낮아지는 것을 감안하여, 저항과 리액터의 병렬 접속을 절단한다. 이에 의해, 저항(RL)에서의 불필요한 전력소비를 회피할 수 있다.
따라서 소비전력이 작은 상태에서는 스위치(S2)를 단락하고, 소비전력이 커지면 스위치(S2)를 개방하는 것이 바람직하다. 도 5에서는, 이러한 스위치(S2)의 개폐가, 제어회로(14)에 의해 출력되는 개폐지령(CNS2)에 의해 제어되는 형태가 예시되어 있다. 제어회로(14)에서는 전류(iu, iv, iw)나 회전 위치각(θm), 회전 각속도(ωm)를 모니터하고 있기 때문에, 소비전력의 대소를 판단할 수 있고, 따라서 용이하게 개폐지령(CNS2)을 생성할 수 있다.
예를 들면 모터(24)를 공기 조화기의 압축기의 회전구동에 채용하는 경우, 이러한 스위치(S2)의 전환은 중요한 운전 제어이다. 회전수가 낮은 기동 시에 있어서 일단은 스위치(S2)를 단락해두고, 그 후, 회전수를 올려 공기 조화기에 의해 제어해야 할 온도를 신속하게 목표값으로 접근시킬 때에는 스위치(S2)를 개방한다. 또 그 후, 온도가 적절한 값의 근방으로 조정된 후, 회전수를 낮춘 운전을 행한다. 이 경우에는 다시 스위치(S2)를 단락한다.
(제4 실시형태)
도 8은 본 발명의 제4 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 제1 실시형태에 관한 구동 장치와 비교하여, 평활 회로(15)의 구성이 다르다. 즉, 제4 실시형태에 있어서의 평활 회로(15)는 도 15에 나타난 평활 회로(12)에 대해, 스위칭 소자인 트랜지스터(Q)와 베이스 저항(RB)의 직렬 접속을 추가한 구성으로 되어 있다. 해당 직렬 접속은 평활 컨덴서(C)에 병렬로 접속되어 있다.
제어회로(14)는 정류 전압(Vdc)에 의거하여, 트랜지스터(Q)의 베이스에 바이어스 전압(CNQ)을 공급한다. 정류 전압(Vdc)이 제1 소정값을 초과하면 트랜지스터(Q)가 온하고, 정류 전압(Vdc)이 제2 소정값(이는 제1 소정값보다 작다)을 하회하면 트랜지스터(Q)가 오프한다. 이와 같이 정류 전압(Vdc)이 제1 소정값을 초과하면 평활 컨덴서(C)에 대해 저항(RB)이 병렬 접속되기 때문에, 평활 컨덴서(C)로의 충전속도를 낮춰, 정류 전압(Vdc)의 파고치를 억제할 수 있다.
도 9는 평활 회로(15)의 구성에 있어서 제1 소정값 및 제2 소정값을 각각 420V, 400V로 설정하고, 저항(RB)의 저항값을 15Ω으로 하고, 그 이외의 조건을, 도 16에서 나타난 시뮬레이션과 동일한 조건으로 한 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이다.
도 10은 바이어스 전압(CNQ)과 정류 전압(Vdc)의 관계를, 가로축에 있어서 양자에 공통인 시간축을 채용하여 나타내는 그래프이다. 정류 전압(Vdc)이 420V까지 상승하면 바이어스 전압(CNQ)이 10V가 되어 트랜지스터(Q)가 온하고, 정류 전압(Vdc)이 400V까지 하강하면, 바이어스 전압(CNQ)이 0V가 되어 트랜지스터(Q)가 오프한다. 따라서, 정류 전압(Vdc)의 파고치는 420V로 억제되었다.
(제5 실시형태)
도 11은 본 발명의 제5 실시형태에 관한 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 제1 실시형태에 관한 구동 장치와 비교하여, 평활 회로(15)의 구성이 다르다. 즉 제5 실시형태에 있어서의 평활 회로(15)는, 도 15에 나타난 평활 회로(12)에 대해 스위칭 소자인 제너다이오드(ZD)를 추가한 구성으로 되어 있다. 제너다이오드(ZD)는 평활 컨덴서(C)에 병렬로 접속되어 있다.
제너다이오드(ZD)에는 정류 전압(Vdc)이 인가되기 때문에, 정류 전압(Vdc)이 제너 전압을 초과하면 제너다이오드(ZD)가 도통한다. 따라서 평활 컨덴서(C)로의 충전속도를 낮춰, 정류 전압(Vdc)의 파고치를 억제할 수 있다.
도 12는 평활 회로(15)의 구성에 있어서 제너 전압을 420V로 설정하고, 그 이외의 조건을, 도 16에서 나타난 시뮬레이션과 동일한 조건으로 한 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이다. 정류 전압(Vdc)의 파고치는 400V로 억제되었다.
본 실시형태에서는, 제4 실시형태에 비교해서 간이한 구성으로 파고치를 억제하는 소자를 얻을 수 있다.
본 발명은 상세히 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시로서, 본 발명이 그에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 본 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것이라 이해된다.

Claims (13)

  1. 교류 전압(Vin)의 전파 정류를 행하는 다이오드군(11)과,
    평활 컨덴서(C)를 갖고, 상기 다이오드군의 출력을 받아서 상기 평활 컨덴서(C)의 양단으로부터, 상기 교류 전압의 주파수의 2배의 주파수의 맥동을 갖는 정류 전압(Vdc)을 출력하는 평활 회로(15)와,
    상기 정류 전압을 받고, 상기 맥동에 따라 상기 다상의 교류전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(13)를 구비하고,
    상기 평활 회로는,
    상기 평활 컨덴서와 함께 직렬 공진 회로를 구성하는 리액터(K)와,
    상기 정류 전압의 파고치를 억제하는, 파고치 억제 소자(DS, RS, CS, RC, S1;RL, S2;RB, Q;ZD)을 갖는, 다상 전류 공급 회로.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 파고치 억제 소자는,
    상기 평활 컨덴서의 양단의 사이에 직렬로 접속된 다이오드(DS) 및 컨덴서(CS)와,
    상기 컨덴서에 병렬로 접속된 전력 소비부(RC;16)를 갖고,
    상기 다이오드의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향이, 상기 평활 컨덴서 (C)의 고전위측으로부터 저전위측으로 향하는 방향과 일치하는, 다상 전류 공급 회로.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 전력 소비부는 저항(RC)인, 다상 전류 공급 회로.
  4. 청구항 2에 있어서, 상기 전력 소비부는, 다른 회로에 대한 전원(16)인, 다상 전류 공급 회로.
  5. 청구항 2 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 다이오드(DS) 및 컨덴서(CS)에 대해 직렬로 접속되는 저항(RS)을 더 갖는, 다상 전류 공급 회로.
  6. 청구항 5에 있어서, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 저항(RS)에 병렬로 접속되는 스위치(S1)를 더 갖는, 다상 전류 공급 회로.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 파고치 억제 소자는 상기 리액터(K)와 병렬로 접속되고,
    상기 파고치 억제 소자는 저항(RL)을 갖는 다상 전류 공급 회로.
  8. 청구항 7에 있어서, 상기 파고치 억제 소자는, 상기 저항(RL)과 직렬로 접속된 스위치(S2)를 더 갖는, 다상 전류 공급 회로.
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 파고치 억제 소자는 상기 평활 컨덴서(C)와 병렬로 접속되고,
    상기 정류 전압(Vdc)이 제1 소정값을 초과하면 도통하고, 상기 제1 소정값 이하의 제2 소정값을 하회하면 도통하지 않는, 다상 전류 공급 회로.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 파고치 억제 소자는, 상호 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖고,
    상기 정류 전압(Vdc)이 상기 제1 소정값을 초과하면 상기 스위치가 온하고,
    상기 정류 전압(Vdc)이 상기 제2 소정값을 하회하면 상기 스위치가 오프하는, 다상 전류 공급 회로.
  11. 청구항 9에 있어서, 상기 파고치 억제 소자는 제너 다이오드(ZD)를 갖는, 다상 전류 공급 회로.
  12. 청구항 5에 기재된 다상 전류 공급 회로와,
    상기 다상의 교류전류(iu, iv, iw)를 받아서 구동하는 구동부를 구비하는, 구동 장치.
  13. 청구항 1 내지 청구항 4, 청구항 6 내지 청구항 11 중 어느 하나에 기재된 다상 전류 공급 회로와,
    상기 다상의 교류전류(iu, iv, iw)를 받아서 구동하는 구동부를 구비하는, 구동 장치.
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