JP5928259B2 - 電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、直流電源に並列接続されてかつ、スイッチング素子の開閉操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路を備える電力変換システムに関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、交流電源及び負荷に並列接続されてかつ、負荷の駆動に起因して生じる高調波電流を抑制する電力変換装置を備える電力変換システムが知られている。詳しくは、電力変換装置は、アクティブフィルタとして動作する一対の単相インバータと、ＣＰＵ、アナログ回路及びディジタル回路等を有して構成される上記インバータ駆動用の駆動回路とを備えて構成されている。

こうした構成によれば、上記高調波電流を相殺するための高調波補償電流をアクティブフィルタから出力することができ、上記高調波電流を低減させることができる。

特開２００７−１８１２５３号公報

ところで、本発明者らは、電力変換システムとして、上記特許文献１に記載されたシステムとは異なり、直流電源に並列接続された複数の電力変換回路（例えばインバータ）を備えるシステムの採用を考えた。詳しくは、このシステムでは、複数の電力変換回路のそれぞれの入力電圧の脈動（リップル）を低減させるべく、複数の電力変換回路のそれぞれにＬＣフィルタが接続されている。ここで、上記入力電圧のリップルは、以下に説明するメカニズムで発生する。

複数の電力変換回路のうち少なくとも１つの駆動に起因して直流電源及び電力変換回路間の電気経路に高調波電流が流れる。高調波電流が流れると、上記電気経路に電圧変動が生じ、これによって上記入力電圧のリップルが生じる。

ここで、上記電圧変動の周波数がＬＣフィルタの共振周波数近傍となると、ＬＣフィルタの共振によってＬＣフィルタに流れる電流が増大する。ＬＣフィルタに流れる電流が増大すると、コンデンサ等、ＬＣフィルタの構成部品の信頼性が低下するおそれがある。そしてこの場合、ＬＣフィルタによる電力変換回路の入力電圧のリップル低減効果が大きく低下し、電力変換回路の信頼性が低下するおそれもある。

こうした問題に対処すべく、例えば、上記特許文献１に記載されたアクティブフィルタを電力変換システムに適用することも考えられる。しかしながら、この場合、ＬＣフィルタに流れる電流を低減させるための部品数が増大するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＬＣフィルタの信頼性の低下を回避しつつ、ＬＣフィルタに流れる電流を低減させるための部品数を減少させることのできる電力変換システムを提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃：￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）の開閉操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２２，３２，４２）と、前記複数の電力変換回路のうち一部であってかつ少なくとも１つであるリップル低減対象（３０，４０）に接続された前記ＬＣフィルタ（３２，４２）と、前記直流電源とを備える閉回路において、該直流電源の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断する遮断手段（６０，６２，６４，６６，６８，７０）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、遮断手段を備えることで、ＬＣフィルタの共振が生じる場合であっても、リップル低減対象に接続されたＬＣフィルタに流れる電流を低減させることができる。これにより、ＬＣフィルタの信頼性の低下を好適に回避することができ、ひいては電力変換回路の信頼性の低下を回避することができる。

さらに、上記発明では、例えば上記特許文献１に記載された技術とは異なり、ＬＣフィルタに流れる電流を低減させるための部品としてＣＰＵ及びディジタル回路等が不要である。このため、ＬＣフィルタに流れる電流を低減させるための部品数を減少させることもできる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる操作信号の生成手法を示す図。 同実施形態にかかる電圧変動源を含む等価回路を示す図。 同実施形態にかかるダイオードの効果を示す図。 同実施形態にかかるダイオード及びコンデンサ電流の実効値の関係を説明するための図。 同実施形態にかかるダイオード及びコンデンサ電流の実効値の関係を説明するための図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる同期整流の効果を示す図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムを車載主機として回転機を備える車両（例えばハイブリッド車両）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、直流電源としての高電圧バッテリ１０は、端子電圧が例えば百Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。

高電圧バッテリ１０には、主機用インバータ２０、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０が並列接続されている。詳しくは、高電圧バッテリ１０には、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１を介して主機用ＬＣフィルタ２２が接続され、主機用ＬＣフィルタ２２には、主機用インバータ２０が接続されている。主機用インバータ２０には、車載主機としてのモータジェネレータ２４が接続され、モータジェネレータ２４の回転子には、駆動輪２６が連結されている。ちなみに、本実施形態において、主機用ＬＣフィルタ２２は、受動素子としてのコンデンサ２２ａ（例えばフィルムコンデンサ）と、配線インダクタ２２ｂとを備えて構成されている。また、本実施形態では、モータジェネレータ２４として、同期回転機（例えばＩＰＭＳＭ）を用いている。

主機用インバータ２０は、主機用ＬＣフィルタ２２の出力端子の正極側及び負極側のそれぞれをモータジェネレータ２４の端子に接続するためのスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えて構成される直流交流変換回路であり、モータジェネレータ２４に３相交流電圧を印加する。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎとして、ＩＧＢＴを用いている。

上記高電圧バッテリ１０には、また、第１の正極側ラインＬｐ１に接続された第２の正極側ラインＬｐ２及び第１の負極側ラインＬｎ１に接続された第２の負極側ラインＬｎ２を介して第１の補機用ＬＣフィルタ３２が接続されている。第１の補機用ＬＣフィルタ３２には、第１の補機用インバータ３０が接続されている。第１の補機用インバータ３０には、車載空調装置３４を構成する電動コンプレッサ駆動用の電動機（以下、コンプ用電動機３６）が接続されている。ちなみに、第１の補機用ＬＣフィルタ３２は、受動素子としてのコンデンサ３２ａ及びインダクタ３２ｂを備えて構成されている。また、本実施形態では、コンプ用電動機３６として、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）を用いている。

第１の補機用インバータ３０は、主機用インバータ２０と同様に、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の出力端子の正極側及び負極側のそれぞれをコンプ用電動機３６の端子に接続するためのスイッチング素子の直列接続体を３組備えて構成される直流交流変換回路であり、コンプ用電動機３６に３相交流電圧を印加する。

上記高電圧バッテリ１０には、さらに、第２の正極側ラインＬｐ２に接続された第３の正極側ラインＬｐ３及び第２の負極側ラインＬｎ２に接続された第３の負極側ラインＬｎ３を介して第２の補機用ＬＣフィルタ４２が接続されている。第２の補機用ＬＣフィルタ４２には、第２の補機用インバータ４０が接続されている。第２の補機用インバータ４０には、車載空調装置３４を構成するブロワファン駆動用の電動機（以下、ブロワ用電動機４６）が接続されている。なお、第２の補機用ＬＣフィルタ４２は、第１の補機用ＬＣフィルタ３２と同様に、受動素子としてのコンデンサ４２ａ及びインダクタ４２ｂを備えて構成されている。また、本実施形態では、ブロワ用電動機４６として、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）を用いている。

第２の補機用インバータ４０は、第１の補機用インバータ３０と同様に、直流交流変換回路である。なお、本実施形態では、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０の構成は、主機用インバータ２０の構成と同様である。このため、図１では、これら補機用インバータ３０，４０の詳細な図示を省略している。

主機用インバータ２０は、マイクロコンピュータ（以下、主機用マイコン２８）によって通電操作される。詳しくは、主機用マイコン２８は、モータジェネレータ２４の制御量（例えばトルク）をその指令値に制御すべく、主機用インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）に対して操作信号ｇ￥＃を出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥＃を開閉操作する。

なお、主機用マイコン２８は、車両の走行用にモータジェネレータ２４を駆動させる駆動制御に加えて、車両の減速時において車両の運動エネルギを電気エネルギに変換して高電圧バッテリ１０に蓄積する回生制御を行うべく、主機用インバータ２０を通電操作する。

一方、第１の補機用インバータ３０は、マイクロコンピュータ（以下、第１の補機用マイコン３８）によって通電操作される。詳しくは、第１の補機用マイコン３８は、コンプ用電動機３６の制御量（例えば回転速度）をその指令値に制御すべく、主機用マイコン２８と同様に、第１の補機用インバータ３０を構成するスイッチング素子に対して操作信号を出力することで、これらスイッチング素子を開閉操作する。

他方、第２の補機用インバータ４０は、マイクロコンピュータ（以下、第２の補機用マイコン４８）によって通電操作される。詳しくは、第２の補機用マイコン４８は、ブロワ用電動機４６の制御量（例えば回転速度）をその指令値に制御すべく、主機用マイコン２８と同様に、第２の補機用インバータ４０を構成するスイッチング素子に対して操作信号を出力することで、これらスイッチング素子を開閉操作する。

ちなみに、主機用マイコン２８、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれは、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。また、これらマイコン２８，３８，４８の処理において用いられる上記指令値は、例えば、上位の制御装置から入力される。

続いて、主機用マイコン２８によるモータジェネレータ２４の制御量の制御、第１の補機用マイコン３８によるコンプ用電動機３６の制御量の制御、及び第２の補機用マイコン４８によるブロワ用電動機４６の制御量の制御について更に説明する。本実施形態では、これらマイコン２８，３８，４８における上記処理が同様な処理であることから、主機用マイコン２８における処理を例にして説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ２４の制御量を指令値に制御すべく、モータジェネレータ２４に印加する指令電圧（主機用インバータ２０の出力電圧の指令値）を操作する。これは、図２に示すように、周知の三角波ＰＷＭ処理によって行われる。詳しくは、まず、操作量としての３相の指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を主機用インバータ２０の入力電圧ＶＤＣで規格化した信号Ｄ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）と、キャリア信号ｔｃとしての三角波信号との大小比較に基づきＰＷＭ信号ｇ￥が生成される。そして、これらＰＷＭ信号ｇ￥とＰＷＭ信号ｇ￥の論理反転信号とに基づき、デッドタイム付与処理を経て操作信号ｇ￥＃が生成される。

なお、以降、主機用インバータ２０の操作信号の生成に用いられるキャリア信号の周波数を主機キャリア周波数と称すこととする。

ところで、主機用インバータ２０の駆動に起因してコンデンサ２２ａが充放電されることで、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１に電流（以下、高調波電流）が流れる。これらラインＬｐ１，Ｌｎ１に高調波電流が流れることで、これらラインＬｐ１，Ｌｎ１間に電圧変動が生じる。上記電圧変動は、例えば、第１の正極側ラインＬｐ１や第１の負極側ラインＬｎ１に存在する配線インダクタに電流が流れることによってこれらラインＬｐ１，Ｌｎ１において電圧降下が生じることで生じる。ここで、先の図１には、上記電圧変動に寄与する配線インダクタ５０を例示している。

第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間に生じる電圧変動の周波数は、主機キャリア周波数の２倍の周波数となる。これは、キャリア信号ｔｃの１周期において、主機用インバータ２０の電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルとなる期間が２回出現し、コンデンサ２２ａの充電期間及び放電期間のそれぞれが交互に２回ずつ出現するためである。

ちなみに、主機キャリア周波数は、モータジェネレータ２４の回転周波数よりも十分高い。このため、上記電圧変動の周波数は、モータジェネレータ２４の回転駆動に起因してモータジェネレータ２４側から高電圧バッテリ１０側へと伝達されるノイズの周波数よりも十分高い。こうした理由から、本実施形態では、主機用インバータ２０の駆動に起因して第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１に流れる電流を高調波電流と称すこととしている。

上述したメカニズムによって電圧変動が生じる状況下、上記電圧変動の周波数が、例えば、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振周波数近傍となると、第１の補機用ＬＣフィルタ３２に流れる電流が増大することとなる。これにより、コンデンサ３２ａに流れる電流の実効値がコンデンサ３２ａの定格電流を超えたり、インダクタ３２ｂに流れる電流の実効値がインダクタ３２ｂの定格電流を超えたりすることで、コンデンサ３２ａやインダクタ３２ｂの信頼性が低下するおそれがある。そして、この場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３２によって第１の補機用インバータ３０の入力電圧の脈動（リップル）を低減させることができず、コンプ用電動機３６や第１の補機用インバータ３０の信頼性が低下するおそれがある。なお、第２の補機用ＬＣフィルタ４２及びこれに接続されたブロワ用電動機４６や第２の補機用インバータ４０についても同様である。

ちなみに、上述した電圧変動の発生について、主機用インバータ２０の寄与が大きいのは、モータジェネレータ２４に流れる電流の最大値がコンプ用電動機３６やブロワ用電動機４６に流れる電流の最大値よりも大きいことに起因して、コンデンサ２２ａの充放電電流がコンデンサ３２ａ，４２ａの充放電電流よりも大きくなることによる。

また、上述した電圧変動に起因する問題は、以下の事情によって顕在化したものである。つまり、本実施形態において、主機キャリア周波数は、所定範囲にて可変設定可能とされている。これは、例えば、主機用インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の過熱保護のための設定である。こうした構成を前提として、車載補機側のシステム設計時において主機キャリア周波数が未知であることにより、主機用インバータ２０の駆動に起因して生じる上記電圧変動の周波数が補機用ＬＣフィルタ３２，４２の共振周波数近傍とならないように補機用ＬＣフィルタ３２，４２を設計することが困難となる事情があった。

なお、車載補機側のシステム設計時において主機キャリア周波数を知ることができる場合であっても、上記電圧変動の周波数が補機用ＬＣフィルタ３２，４２の共振周波数近傍とならないように主機キャリア周波数を設定することはできる。ただし、この場合、使用可能な主機キャリア周波数が制約されることとなり、その結果、モータジェネレータ２４の制御を制約する等の不都合が生じる懸念がある。

上述した電圧変動に起因する問題を解決すべく、本実施形態では、先の図１に示すように、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側に能動素子であるダイオード６０が設けられている。詳しくは、ダイオード６０のアノードは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続され、カソードは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

こうした構成によれば、第１の補機用ＬＣフィルタ３２を構成するインダクタ３２ｂ及びコンデンサ３２ａ、第２の負極側ラインＬｎ２、第１の負極側ラインＬｎ１の一部、高電圧バッテリ１０、第１の正極側ラインＬｐ１の一部並びに第２の正極側ラインＬｐ２を備える第１の閉回路において、高電圧バッテリ１０の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断することができる。これにより、第１の閉回路に流れる高調波電流を低減させることができる。

また、第２の補機用ＬＣフィルタ４２を構成するインダクタ４２ｂ及びコンデンサ４２ａ、第３の負極側ラインＬｎ３、第２の負極側ラインＬｎ２の一部、第１の負極側ラインＬｎ１の一部、高電圧バッテリ１０、第１の正極側ラインＬｐ１の一部、第２の正極側ラインＬｐ２の一部並びに第３の正極側ラインＬｐ３を備える第２の閉回路において、上記規定方向の電流の流通を遮断することができる。これにより、第２の閉回路に流れる高調波電流を低減させることができる。

特に、本実施形態では、第１の閉回路及び第２の閉回路の共通部分にダイオード６０が設けられている。これは、高調波電流を低減させるための部品数を減少させるためである。加えて、上記共通部分のうち第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１以外の部分にダイオード６０が設けられている。これは、モータジェネレータ２４の回生制御時において、第１の正極側ラインＬｐ１や第１の負極側ラインＬｎ１の電流の流通が妨げられ、高電圧バッテリ１０の充電が妨げられることを回避するためである。

続いて、図３〜図６を用いて、ダイオード６０によって高調波電流を低減させることで得られる効果について、第１の補機用ＬＣフィルタ３２を例にして更に説明する。

まず、図３に、主機用インバータ２０の駆動に起因した電圧変動を交流電源に置き換えた第１の閉回路に関する等価回路を示す。なお、図中、コンデンサ３２ａに流れる電流（以下、コンデンサ電流）を「Ｉｃ」にて示し、インダクタ３２ｂに流れる電流（以下、インダクタ電流）を「ＩＬ」にて示し、コンプ用電動機３６に流れる負荷電流を「ＩＭ」にて示した。また、上記交流電源を「５２」にて示し、コンプ用電動機３６の抵抗成分を「３６ａ」にて示した。

続いて、図４に、コンプ用電動機３６に負荷電流ＩＭとして所定電流α（例えば２０Ａ）が流れる場合の電圧変動量ΔＶｐ−ｐ及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値の関係を示す。ここで、電圧変動量ΔＶｐ−ｐは、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間の電位差Ｖｓの最大値及び最小値の差の絶対値である。

図示されるように、ダイオード６０が設けられない場合、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが大きくなるほど、コンデンサ電流Ｉｃの実効値が大きくなる。すなわち、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振によってコンデンサ電流Ｉｃの実効値が増大することで、コンデンサ３２ａの信頼性が低下するおそれがある。なお、こうした問題に対処すべく、例えば、コンデンサ３２ａの静電容量を大きくする場合には、コンデンサ３２ａの大型化を招くこととなる。

これに対し、ダイオード６０が設けられる場合、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが大きくなるときであっても、コンデンサ電流Ｉｃの実効値は、負荷電流ＩＭに応じて定まる所定の電流値に収束する。この所定の電流値は、負荷電流ＩＭが大きくなるほど大きくなる。

すなわち、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じる場合であっても、高調波電流の低減によってコンデンサ電流Ｉｃの実効値を低減させることができる。これは、図５（ａ）に実線にて示すように、第１の閉回路において規定方向に流れるインダクタ電流ＩＬを遮断することで、図５（ｂ）に実線にて示すように、第１の閉回路において規定方向に流れるコンデンサ電流Ｉｃを遮断することができるためである。なお、図５（ａ）は、インダクタ電流ＩＬの推移を示し、図５（ｂ）は、コンデンサ電流Ｉｃの推移を示す。

なお、コンデンサ電流Ｉｃの実効値が負荷電流ＩＭに応じて定まるのは、以下の理由による。図５（ｂ）に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの１周期ＴＣにおいて、コンデンサ３２ａに蓄えられる電気エネルギと、コンデンサ３２ａから放出される電気エネルギとは略同一である。このため、コンデンサ電流Ｉｃの１周期ＴＣにおいて、第１の閉回路にて規定方向とは逆方向に流れるコンデンサ電流Ｉｃ及び「０」で囲まれる面積「Ｓｐ」と、第１の閉回路にて規定方向に流れるコンデンサ電流Ｉｃ及び「０」で囲まれる面積「Ｓｎ」とが同一となる。そして、上記面積「Ｓｎ」が負荷電流ＩＭとしての所定電流αに応じて定まることから、コンデンサ電流Ｉｃの実効値が負荷電流ＩＭに応じて定まる。

ちなみに、先の図４において、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが小さい領域では、コンデンサ電流Ｉｃの低減効果が得られていない。これは、図６（ａ）に示すように、電圧変動量ΔＶｐ―ｐが小さいと、ダイオード６０が設けられない場合であっても第１の閉回路において上記規定方向にインダクタ電流ＩＬが流れず、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ電流Ｉｃが負荷電流ＩＭによって制限されないことによる。なお、図６（ａ）及び図６（ｂ）は、先の図５（ａ）及び図５（ｂ）に対応している。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１の閉回路及び第２の閉回路にダイオード６０を設けた。このため、第１の補機用ＬＣフィルタ３２及び第２の補機用ＬＣフィルタ４２の共振が生じる場合であっても、第１の閉回路及び第２の閉回路に流れる高調波電流を低減させることができる。これにより、これら補機用ＬＣフィルタ３２，４２の信頼性の低下を好適に回避することができ、ひいてはコンプ用電動機３６、第１の補機用インバータ３０、ブロワ用電動機４６及び第２の補機用インバータ４０の信頼性の低下を回避することができる。

また、本実施形態によれば、例えば上記特許文献１に記載された技術とは異なり、高調波電流を低減させるための素子をマイコンによって制御する構成が不要となる。このため、電力変換システムの構成部品を減少させることができ、システム構成の簡素化を図ることもできる。

さらに、本実施形態によれば、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１における電圧変動に起因した高調波電流のみならず、主機用インバータ２０のスイッチング素子Ｓ￥＃の開閉操作に起因して主機用インバータ２０側から伝達されるノイズも低減させることができる。

加えて、本実施形態によれば、設計時に想定すべき電圧変動量ΔＶｐ−ｐの最大値がモータジェネレータ２４の制御システムの仕様毎に異なる場合であっても、負荷電流ＩＭを知ることによってコンデンサ電流Ｉｃの実効値を定めることができる。このため、コンデンサ等の補機用ＬＣフィルタの構成部品を上記制御システムの仕様毎に適合する作業の簡素化を図ることもできる。

（２）第１の閉回路及び第２の閉回路の共通部分にダイオード６０を設けた。このため、単一のダイオード６０によって第１の閉回路及び第２の閉回路のそれぞれに流れる高調波電流を低減させることができる。このため、電力変換システムの構成部品を減少させることによってシステム構成の簡素化を図ることができる。

（３）第１の閉回路及び第２の閉回路のうち第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１以外の部分にダイオード６０を設けた。このため、モータジェネレータ２４の回生制御時において、第１の正極側ラインＬｐ１や第１の負極側ラインＬｎ１の電流の流通が妨げられることを回避することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、高調波電流を低減させるための構成を変更する。

図７に、本実施形態にかかるシステムの全体構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側には、能動素子であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、遮断用スイッチング素子６２）が設けられている。詳しくは、遮断用スイッチング素子６２のソースは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続され、ドレインは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

遮断用スイッチング素子６２のソースには、操作手段としてのコンパレータ６４の非反転入力端子が接続され、ドレインには、コンパレータ６４の反転入力端子が接続されている。また、コンパレータ６４の出力端子には、遮断用スイッチング素子６２のゲートが接続されている。

こうした構成によれば、遮断用スイッチング素子６２及びコンパレータ６４は、第１の閉回路や第２の閉回路において規定方向の電流の流通を遮断する同期整流手段として機能することとなる。詳しくは、第１の閉回路を例にして説明すると、第１の閉回路において規定方向とは逆方向に電流が流れる場合、コンパレータ６４の出力信号の論理が「Ｈ」となることで、遮断用スイッチング素子６２が閉操作される。一方、第１の閉回路において規定方向に電流が流れる場合、コンパレータ６４の出力信号の論理が「Ｌ」となることで、遮断用スイッチング素子６２が開操作される。

なお、上述した構成によれば、高調波電流低減用の部品を追加したことによって電力変換システムで生じる電力損失を低減できる。これは、図８に示すように、遮断用スイッチング素子６２の導通損失が上記第１の実施形態で説明したダイオード６０の導通損失よりも十分小さいことによる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で説明した（１），（３）の効果と、（２）の効果に準じた効果とを得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、ダイオードの設置態様を変更する。詳しくは、第１の閉回路及び第２の閉回路のそれぞれにダイオードを各別に設ける。

図９に、本実施形態にかかるシステムの全体構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも第１の補機用ＬＣフィルタ３２側には、第１のダイオード６６が設けられている。詳しくは、第１のダイオード６６のアノードは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続され、カソードは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

また、第３の負極側ラインＬｎ３には、第２のダイオード６８が接続されている。詳しくは、第２のダイオード６８のアノードは、第２の補機用ＬＣフィルタ４２側に接続され、カソードは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で説明した（１），（３）の効果に加えて、以下の効果が得られるようになる。

（４）第１の閉回路及び第２の閉回路のそれぞれにダイオードを各別に設けた。このため、第１のダイオード６６及び第２のダイオード６８のうちいずれかが故障した場合であっても、ダイオードの故障がコンプ用電動機３６及びブロワ用電動機４６のうち正常なダイオードに対応した車載補機の駆動に及ぼす影響を除去することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、ダイオードの設置態様を変更する。詳しくは、図１０に示すように、第２の正極側ラインＬｐ２のうち第３の正極側ラインＬｐ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側にダイオード７０を設ける。詳しくは、ダイオード７０のアノードは、高電圧バッテリ１０側に接続され、カソードは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続されている。なお、図１０において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で説明した（１）〜（３）の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・キャリア信号としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・「車載補機」としては、コンプ用電動機３６やブロワ用電動機４６に限らない。例えば、ハンドルの操作をアシストするための電動パワーステアリング装置を構成する電動機であってもよい。また、例えば、車載主機として回転機に加えて内燃機関を備える車両において、内燃機関の冷却水を循環させるウォータポンプに内蔵される電動機であってもよい。さらに、「車載補機」としては、電動機に限らず、通電によって発熱するヒータであってもよい。

・「直流電源」としては、高電圧バッテリ１０に限らず、例えば、交流電源（例えば商用電源）及び交流電源の出力を整流する整流手段（例えば、コンバータや全波整流回路）を備えて構成される電源であってもよい。

・「能動素子」としては、例えばサイリスタであってもよい。

・「遮断手段」としては、上記第２の実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。先の図７において、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点及び遮断用スイッチング素子６２の間に抵抗体（シャント抵抗）を設ける。そして、シャント抵抗の両端のうち第１の補機用ＬＣフィルタ３２側をコンパレータ６４の非反転入力端子に接続し、遮断用スイッチング素子６２側をコンパレータ６４の反転入力端子に接続する。この場合であっても、第１の閉回路や第２の閉回路の電流流通方向を検出して遮断用スイッチング素子６２を開閉操作することができるため、同期整流を行うことができる。

・上記第３の実施形態の図９において、上記第２の実施形態で説明した遮断用スイッチング素子及びコンパレータを第１の閉回路及び第２の閉回路のそれぞれに各別に設けてもよい。この場合、例えばゲート信号にノイズが混入することによって遮断用スイッチング素子の誤作動が生じる場合であっても、この誤作動がコンプ用電動機３６及びブロワ用電動機４６のうち誤作動が生じていない遮断用スイッチング素子に対応した車載補機の駆動に及ぼす影響を除去することができる。

・上記第３の実施形態の図９において、第２の正極側ラインＬｐ２のうち第３の正極側ラインＬｐ３との接続点よりも第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に第１のダイオード６６を設け、また、第３の正極側ラインＬｐ３に第２のダイオード６８を設ける構成を採用してもよい。

・高電圧バッテリ１０に並列接続されるインバータとしては、３つに限らず、２つ又は４つ以上であってもよい。なお、インバータの並列接続数を３つ以上とする場合、複数のインバータのそれぞれに接続される負荷のうち定格出力が他の負荷よりも大きい負荷（モータジェネレータ）が複数であってもよい。すなわち、入力電圧のリップルが増大する要因が複数存在してもよい。

・主機用ＬＣフィルタ２２を構成するインダクタとしては、配線インダクタに限らず、受動素子としてのインダクタであってもよい。また、第１の補機用ＬＣフィルタ３２や第２の補機用ＬＣフィルタ４２を構成するインダクタとしては、受動素子としてのインダクタに限らず、配線インダクタであってもよい。

・「電力変換回路」としては、その出力端子を電力供給源としての負荷（モータジェネレータ２４、コンプ用電動機３６、ブロワ用電動機４６）の端子に接続する直流交流変換回路に限らない。例えば、高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して電力供給源としての車載補機バッテリに出力する降圧コンバータであってもよい。この場合であっても、降圧コンバータを含む複数の電力変換回路が直流電源に並列接続される構成において、これら電力変換回路のそれぞれの入力側にＬＣフィルタが接続されることがあるなら、例えば降圧コンバータの備えるスイッチング素子の開閉操作に起因して、ＬＣフィルタの共振が生じるおそれがある。このとき、複数の電力変換回路のうち一部に接続されたＬＣフィルタの信頼性が低下する懸念があるため、本発明の適用が有効である。

・本発明の適用対象としては、車両に限らない。

１０…高電圧バッテリ、２０…主機用インバータ、３０…第１の補機用インバータ、４０…第２の補機用インバータ、２２…主機用ＬＣフィルタ、３２…第１の補機用ＬＣフィルタ、４２…第２の補機用ＬＣフィルタ、６０…ダイオード、Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）…スイッチング素子。

Claims (10)

1. 直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃：￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）の開閉操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、
   前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２２，３２，４２）と、
   前記複数の電力変換回路のうち一部であってかつ複数のリップル低減対象（３０，４０）に接続された前記ＬＣフィルタ（３２，４２）と、前記直流電源とを備える閉回路において、該直流電源の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断する遮断手段（６０，６２，６４，６６，６８，７０）と、
   を備え、
   前記遮断手段（６０，７０）は、前記複数のリップル低減対象のそれぞれに対応する前記閉回路の共通部分に設けられていることを特徴とする電力変換システム。
2. 前記遮断手段は、前記閉回路に設けられてかつ前記規定方向の電流の流通を遮断可能な能動素子（６０，６２，６６，６８，７０）を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
3. 前記能動素子は、前記閉回路を開閉すべく開閉操作される遮断用スイッチング素子（６２）であり、
   前記遮断手段は、前記閉回路において前記規定方向とは逆方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を閉操作し、前記閉回路において前記規定方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を開操作する操作手段（６４）を更に備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
4. 前記能動素子は、通電操作によらず前記規定方向の電流の流通を遮断する遮断素子（６０，６６，６８，７０）であることを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
5. 前記電力変換回路は、入力される直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路であり、
   前記リップル低減対象には、車載補機（３６，４６）が接続され、
   前記複数の電力変換回路のうち前記リップル低減対象以外の電力変換回路（２０）には、車載主機としての回転機（２４）が接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
6. 直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃：￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）の開閉操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、
   前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２２，３２，４２）と、
   前記複数の電力変換回路のうち一部であってかつ少なくとも１つであるリップル低減対象（３０，４０）に接続された前記ＬＣフィルタ（３２，４２）と、前記直流電源とを備える閉回路において、該直流電源の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断する遮断手段（６２，６４）と、
   を備え、
   前記電力変換回路は、入力される直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路であり、
   前記遮断手段は、
   前記閉回路に設けられてかつ前記閉回路を開閉すべく開閉操作される遮断用スイッチング素子（６２）と、
   前記閉回路において前記規定方向とは逆方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を閉操作し、前記閉回路において前記規定方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を開操作する操作手段（６４）と、
   を備え、
   前記遮断用スイッチング素子は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、
   前記閉回路において、前記直流電源の負極側に前記遮断用スイッチング素子のドレインが接続され、前記直流電源の正極側に前記遮断用スイッチング素子のソースが接続され、
   前記操作手段は、前記遮断用スイッチング素子のソースが非反転入力端子に接続され、前記遮断用スイッチング素子のドレインが反転入力端子に接続され、前記遮断用スイッチング素子のゲートが出力端子に接続されたコンパレータであることを特徴とする電力変換システム。
7. 直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃：￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）の開閉操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、
   前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２２，３２，４２）と、
   前記複数の電力変換回路のうち一部であってかつ複数のリップル低減対象（３０，４０）に接続された前記ＬＣフィルタ（３２，４２）と、前記直流電源とを備える閉回路において、該直流電源の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断する遮断手段（６２，６４）と、
   を備え、
   前記電力変換回路は、入力される直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路であり、
   前記遮断手段は、
   前記閉回路に設けられてかつ前記閉回路を開閉すべく開閉操作される遮断用スイッチング素子（６２）と、
   前記閉回路において前記規定方向とは逆方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を閉操作し、前記閉回路において前記規定方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を開操作する操作手段（６４）と、
   を備え、
   前記遮断手段（６０，７０）は、前記複数のリップル低減対象のそれぞれに対応する前記閉回路の共通部分に設けられていることを特徴とする電力変換システム。
8. 前記リップル低減対象は、複数であり、
   前記遮断手段（６６，６８）は、前記複数のリップル低減対象のそれぞれに対応する前記閉回路に各別に設けられていることを特徴とする請求項６記載の電力変換システム。
9. 前記リップル低減対象には、車載補機（３６，４６）が接続され、
   前記複数の電力変換回路のうち前記リップル低減対象以外の電力変換回路（２０）には、車載主機としての回転機（２４）が接続されていることを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力変換システム。
10. 前記遮断手段は、前記閉回路のうち前記回転機が接続された前記電力変換回路と前記直流電源とを接続する電気経路（Ｌｐ１，Ｌｎ１）以外の部分（Ｌｐ２，Ｌｎ２，Ｌｎ３）に設けられていることを特徴とする請求項５又は９記載の電力変換システム。

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