WO2006027959A1

WO2006027959A1 - 多相電流供給回路及び駆動装置

Info

Publication number: WO2006027959A1
Application number: PCT/JP2005/015465
Authority: WO
Inventors: Morimitsu Sekimoto; Hiroyuki Yamai
Original assignee: Daikin Industries, Ltd.
Priority date: 2004-09-08
Filing date: 2005-08-25
Publication date: 2006-03-16
Also published as: KR100923840B1; JP3772898B2; KR100928132B1; US7633249B2; AU2005281207B2; JP2006081261A; CN100544178C; CN101010865A; KR20070043893A; EP1808953B1; ES2653842T3; EP1808953A4; AU2005281207A1; US20080094864A1; EP1808953A1; KR20090097968A

Description

明細書

多相電流供給回路及び駆動装置

技術分野

[0001] この発明はインバータ技術に関する。

背景技術

[0002] 図 13は従来の多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。単相の交流電源 21はダイオードブリッジ 11に交流電圧 Vを与える。但し電源系統に寄生するインダクタンスを交流電源 21と直列に接続されるインダクタ 22として示して、る。

[0003] ダイオードブリッジ 11の出力は、平滑回路 12に与えられる。平滑回路 12は小容量

、例えば数十 Fの平滑コンデンサ Cのみで構成されている。平滑コンデンサ Cは小容量故に、小型化することができる。

[0004] 平滑コンデンサ Cの両端において得られる整流電圧 V はインバータ 13に入力する

。インバータ 13では、制御回路 14から得られるスイッチング指令 CNTに基づき、そのスイッチング素子たるトランジスタのスイッチングが行われる。これにより、モータ 24 には三相の電流 i , i , iが供給される。制御回路 14は電流 i , i , i及びモータ 24の回転子の回転位置角 Θ 、回転角速度 (機械角） ω 、並びに交流電圧 V及びインバータ 13に入力する整流電圧 V に基づいてスイッチング指令 CNTを求める。これらの諸量 i , ί , ί , θ , ω , ν , ν は周知の技術を用いて検出することができる。

[0005] 図 14は入力電圧 Vと整流電圧 V との関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すグラフである。平滑コンデンサ Cの静電容量を 20 Fとした。このように平滑コンデンサ Cの静電容量が小さいので、その整流電圧 V は交流電圧 Vの周波数の二倍の周波数で脈動する、非常に大きな脈動成分を有することになる。ここでは整流電圧 V 力 300V弱乃至 400V強の間で変動する場合が例示されて!、る。

[0006] し力しながらスイッチング指令 CNTを適切に設定することにより、この脈動に応じてインバータ 13のスィッチを制御し、交流電源 21からダイオードブリッジ 11に与えられる電流の高調波を低減し、また電源側での力率を改善することも可能である。

[0007] このように平滑コンデンサの容量を著しく小さくしたインバータの制御技術を、ここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。単相コンデンサレスインバータ制御では上述のように平滑コンデンサを小型化できる上に、力率改善用リアタトルを用いる必要もなぐ多相電流供給回路全体としても小型化し、コストダウンを図ることができる。

[0008] 力かる単相コンデンサレスインバータ制御について開示する先行技術文献として特許文献 1及び非特許文献 1がある。

[0009] 特許文献 1：特開 2002— 354826号公報

非特許文献 1：高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つ PMモータのインバータ制御法」、平成 12年電気学会全国大会 4 149 (平成 12年 3月）、第 1591頁発明の開示

[0010] 上述のように、単相コンデンサレスインバータ制御において採用される平滑コンデンサ Cの容量は小さ、。そしてこれと直列接続されるインダクタ 22のインダクタンスも、高々数百 Hである。

[0011] よって両者が構成する直流共振回路の周波数は、交流電圧 Vの周波数 (数十 Hz

)と比較して非常に高い次数、例えば第 30次乃至第 40次程度の高調波に相当する。よって交流電源 21から入力する電流も、上記次数の高調波成分が大きくなる。

[0012] 例えば IEC (International Electrotechnical Commission)が規定する規制では、高調波の実効値について上限値を定めており、上記高調波成分を抑制することが望ましい。

[0013] その当該高調波成分を抑制する一つの手法として、直列共振周波数を低下させることが考えられる。図 15は平滑回路 12においてリアタトル Kが追加された多相電流供給回路を例示する回路図である。リアタトル Kは、平滑回路 12において、インダクタ 22と平滑コンデンサ Cとの間に直列に介挿されている。従ってインダクタンスと静電容量の積は増大し、共振周波数は低下する。高調波の実効値についての上限値は、その周波数が低いほど、高い値まで許されるので、共振周波数の低下は上記規制を順守する上で有効な手段であると考えられる。

[0014] しかしながら、直列共振周波数を下げた場合、高調波の規制は順守できても、整流電圧 V の波高値を高めてしまうという問題点を招来してしまう。これは特に、交流電源 21が不安定であり、交流電圧 Vの正弦波力もの歪みが大きいほど顕著な問題となる。平滑コンデンサ Cの静電容量が上述のように小さぐ正弦波からの歪みを平滑コンデンサにお、て平滑する機能が低、からである。

[0015] 図 16は、リアタトル Kのインダクタとして 6mH、平滑コンデンサ Cの静電容量を 20 μ Fとした場合の入力電圧 Vと整流電圧 V との関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すグラフである。交流電源 21の定格が 50Hz, 240Vでありながら、電圧において 10%の上昇があり、しかも 460Hz, 30Vの歪み電圧が重畳した場合をシミュレーションした（なお、力かる歪みは図 14のグラフを求めるためのシミュレーシヨンにおいても採用された)。また消費電力を 100Wとした。この場合、整流電圧 V の波高値は 470Vにも達してしまう。

[0016] 例えば通常、インバータ 13のパワーモジュールとして多用される IPM (Intelligent P ower Module)の整流電圧 V の最大定格は、 500Vである。そして最大定格以上に直流電圧が上昇した場合、この IPMを保護するためにインバータのスイッチングを停止する過電圧保護機能が採用される。

[0017] この過電圧保護機能を動作させるための回路は、その部品のばらつきに起因して、その動作が開始する電圧にばらつきが生じる。力かる事情に鑑みれば、過電圧保護機能を働カゝせないためには整流電圧 V を 450V程度に抑制することが望ましい。

[0018] 以上のことから考えると、リアタトル Kを設けない場合（図 13、図 14)は過電圧保護機能を働カゝせずに済むものの高調波規制に抵触し、リアタトル Kを設ける場合（図 15 、図 16)は高調波規制を順守できるものの過電圧保護機能を働力せてしまう危惧がある。

[0019] 本発明は力かる問題に鑑みてなされたもので、平滑コンデンサの容量を著しく小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行う際に、多相電流供給回路に供給される電流の高調波成分を低減しつつ、整流電圧の波高値を抑制することを目的とする

[0020] この発明に力かる多相電流供給回路の第 1の態様は、交流電圧 (V )の全波整流を行うダイオード群（11)と、平滑コンデンサ（C)を有し、前記ダイオード群の出力を受けて前記平滑コンデンサ（C)の両端から、前記交流電圧の周波数の二倍の周波数の脈動を有する整流電圧 (V )を出力する平滑回路（15)と、前記整流電圧を受け dc

、前記脈動に応じて前記多相の交流電流 (i , i , i )を出力するインバータ（13)とを備える。そして前記平滑回路は、前記平滑コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアタトル (K)と、前記整流電圧の波高値を抑制する、波高値抑制素子 (D、 R、 C

S S

、R、 S1 ;R、 S2 ;R、 Q ;ZD)とを有する。

S C L B

[0021] この発明にかかる多相電流供給回路の第 1の態様によれば、平滑コンデンサ (C) の容量を小さくして、いわゆる単相コンデンサレスインバータ制御を行う際においても、自身に供給される電流の高調波成分を低減しつつ、整流電圧の波高値を抑制する。

[0022] この発明にかかる多相電流供給回路の第 2の態様は、第 1の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記平滑コンデンサの両端の間に直列に接続されたダイオード (D )及びコンデンサ（C )と、前記コンデンサに並列に

S S

接続された電力消費部 (R ; 16)とを有する。そして前記ダイオードのアノードから力

C

ソードに向力方向力前記平滑コンデンサ (C)の高電位側から低電位側に向かう方向と一致する。

[0023] この発明にかかる多相電流供給回路の第 2の態様によれば、多量の電荷が急激に直流共振回路に流れ込んだ場合、その一部をコンデンサ (C )の充電に消費させる。

S

これにより平滑コンデンサ（C)の両端電圧の上昇が抑制される。そして一時的にコンデンサ (C )の両端電圧が上昇しても、ダイオード (D )の機能により整流電圧 (V )の

S S dc 上昇は回避される。そして充電されたコンデンサ（C )は電力消費素子によって放電

S

される。

[0024] この発明にかかる多相電流供給回路の第 3の態様は、第 2の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記電力消費部は抵抗 (R )である。

C

[0025] この発明に力かる多相電流供給回路の第 3の態様によれば、コンデンサ (C )に蓄

S

積された電荷に基づ、て、簡易に電力を消費することができる。

[0026] この発明にかかる多相電流供給回路の第 4の態様は、第 2の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記電力消費部は、他の回路に対する電源（16)である。

[0027] この発明に力かる多相電流供給回路の第 4の態様によれば、コンデンサ (C )に蓄積された電荷に基づいて、電力を有効に利用することができる。

[0028] この発明にかかる多相電流供給回路の第 5の態様は、第 2の態様乃至第 4の態様のいずれかにかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記ダィオード (D )及びコンデンサ（C )に対して直列に接続される抵抗 (R )を更に有する

[0029] この発明に力かる多相電流供給回路の第 5の態様によれば、コンデンサ (C )があまり充電されていない初期状態における、突入電流を抑制することができる。

[0030] この発明にかかる多相電流供給回路の第 6の態様は、第 5の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記抵抗 (R )に並列に接続されるスィッチ（S1)を更に有する。

[0031] この発明にかかる多相電流供給回路の第 6の態様によれば、定常状態が得られた後はスィッチ（S1)を短絡して、見かけ上、抵抗 (R )の抵抗値を零にし、波高値を抑制する効果をより高めることができる。

[0032] この発明にかかる多相電流供給回路の第 7の態様は、第 1の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は前記リアタトル (K)と並列に接続され、前記波高値抑制素子は抵抗 (R )

しを有する。

[0033] この発明に力かる多相電流供給回路の第 7の態様によれば、リアタトル (K)と平滑コンデンサ (C)とによって発生する共振に対して、抵抗 (R )がダンピングとして機能し

するため、共振は抑制される。これにより、平滑コンデンサ（C)への急激な充電を避け、整流電圧 (V )の波高値を抑制する。

[0034] この発明にかかる多相電流供給回路の第 8の態様は、第 7の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、前記抵抗 (R )と直列に接続されたし

スィッチ（S 2)を更に有する。

[0035] この発明に力かる多相電流供給回路の第 8の態様によれば、負荷が大き!/、状態においては抵抗 (R )に要求される機能の必要性が低くなることに鑑みて、抵抗 (R )とリししァクトル (K)との並列接続を切断する。

[0036] この発明にかかる多相電流供給回路の第 9の態様は、第 1の態様にかかる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は前記平滑コンデンサ (C)と並列に接続され、前記整流電圧 (V )が第 1所定値を越えると導通し、前記第 1所定値以下の dc

第 2所定値を下回ると非導通する。

[0037] この発明に力かる多相電流供給回路の第 9の態様によれば、整流電圧 (V )が第 1 dc 所定値を上回らな、制御が行われる。

[0038] この発明にかかる多相電流供給回路の第 10の態様は、第 9の態様に力かる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子は、相互に直列接続された抵抗 (R )

B

及びスィッチ (Q)を有する。そして前記整流電圧 (V )が前記第 1所定値を越えると dc

前記スィッチがオンし、前記整流電圧 (V )が前記第 2所定値を下回ると前記スイツ dc

チがオフする。

[0039] この発明に力かる多相電流供給回路の第 10の態様によれば、整流電圧 (V )が第 dc

1所定値を越えると平滑コンデンサ (C)に対して抵抗 (R )が並列接続されるので、平

B

滑コンデンサへ (C)の充電速度を下げ、整流電圧 (V )の波高値を抑制する。

dc

[0040] この発明にかかる多相電流供給回路の第 11の態様は、第 9の態様に力かる多相電流供給回路であって、前記波高値抑制素子はツエナーダイオード (ZD)を有する。

[0041] この発明にかかる多相電流供給回路の第 11の態様によれば、波高値抑制素子を簡易な構成で得ることができる。

[0042] この発明にかかる駆動回路は、第 1の態様乃至第 11の態様のいずれか一つに記載の多相電流供給回路と、前記多相の交流電流 (i , i , i )を受けて駆動する駆動部とを備える。

[0043] この発明にかかる駆動回路において、多相電流供給回路の第 1乃至第 11の態様を適用することができる。

[0044] この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによつて、より明白となる。

図面の簡単な説明

[0045] [図 1]本発明の第 1の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。

[図 2]本発明の第 1の実施の形態に力かる駆動装置の効果を示すグラフである。

[図 3]本発明の第 1の実施の形態に力かる駆動装置の効果を示すグラフである。

[図 4]本発明の第 2の実施の形態に力かる多相電流供給回路の構成を示す回路図である。

[図 5]本発明の第 3の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。

[図 6]本発明の第 3の実施の形態に力かる駆動装置の効果を示すグラフである。

[図 7]従来の技術の効果を示すグラフである。

[図 8]本発明の第 4の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。

[図 9]本発明の第 4の実施の形態に力かる駆動装置の効果を示すグラフである。

[図 10]本発明の第 4の実施の形態に力かる駆動装置の効果を示すグラフである。

[図 11]本発明の第 5の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。

[図 12]本発明の第 5の実施の形態に力かる駆動装置の効果を示すグラフである。

[図 13]従来の多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。

[図 14]従来の多相電流供給回路の動作を示すグラフである。

[図 15]発明が解決すべき課題を説明するための多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。

[図 16]発明が解決すべき課題を説明するための多相電流供給回路の動作を示すグラフである。

発明を実施するための最良の形態

[0046] 第 1の実施の形態.

図 1は本発明の第 1の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置は駆動部たるモータ 24と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路を備えている。

[0047] 多相電流供給回路はダイオードブリッジ 11、平滑回路 15、インバータ 13、制御回路 14を備えており、これらはいずれも電源線 LI, L2の間に接続されている。具体的には、ダイオードブリッジ 11には単相交流の電源が接続され、ダイオードブリッジ 11 は交流電圧 Vを全波整流して電源線 LI, L2の間に与える。但し電源線 LI, L2はそれぞれ電圧の極性の正負に対応しており、電源線 L2には電源線 L1よりも高くない電位が与えられる。電源線 L2は接地してもよい。

[0048] 交流電圧 Vは交流電源 21によって供給される。但し上述のように電源系統に寄生するインダクタンスが存在し、図 1ではこれを交流電源 21に直列に接続されたインダクタ 22として示して!/ヽる。

[0049] 平滑回路 15は、平滑回路 12と同様、電源線 LI, L2の間に接続された平滑コンデンサ C及びリアタトル Kを有して!/、る。リアタトル Kはインダクタ 22と平滑コンデンサじとの間で電源線 L1において介挿されている。平滑コンデンサ Cの両端は、平滑回路 1 5の出力として、整流電圧 V を支える。

dc

[0050] 平滑回路 15は更に、電源線 LI, L2の間に直列に接続されたダイオード D、抵抗

R及びコンデンサ Cも有している。ダイオードお)のアノードから力ソードに向力う方向を電源線 L1から電源線 L2に向カゝぅ方向（つまり平滑コンデンサ Cの高電位側から低電位側に向力う方向）と一致して接続しており、図 1ではダイオード Dのアノードが電源線 L1に、ダイオード Dの力ソードが抵抗 Rの一端に、抵抗 Rの他端がコンデンサ

Cの一端に、コンデンサ Cの他端が電源線 L2に、それぞれ接続されている場合が例示されている。なお、直列回路を構成するダイオード D、抵抗 R、コンデンサ Cの順序は入れ替えてもよい。

[0051] 更に、コンデンサ Cの両端には抵抗 Rが並列に、抵抗 Rの両端にはスィッチ S1が並列に、それぞれ接続されて設けられている。

[0052] インバータ 13は整流電圧 V を入力し、三相の電流 i , i , iをモータ 24に供給する dc u V w

。インバータ 13は、いずれも電源線 L1に接続されるコレクタを有する 3個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれも電源線 L2に接続されるェミッタを有する 3個のトランジスタ（ローヮーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローヮーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのェミッタと、ローヮーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点力電流 i , i , iが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローヮーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路 14力ものスイッチング指令 CNTに基づいてオン Zオフが制御される。

[0053] なお、モータ 24からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及び口ーヮーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、ェミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続された力ソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。

[0054] 制御回路 14は電流 i , i , i及びモータ 24の回転子の回転位置角 Θ 、回転角速度 ω 、並びに交流電圧 V及びインバータ 13に入力する整流電圧 V に基づいてスイツ

5

チング指令 CNT及び開閉指令 CNS1を求める。これらの諸量 i , i , i , θ , ω , V

, V は周知の技術を用いて検出することができる。

[0055] さて、抵抗 Rにおける電力消費により、コンデンサ Cに蓄えられていた電荷は消費される。即ち抵抗 Rは電力消費部として把握することができる。この電力消費の速度はコンデンサ Cと抵抗 Rの時定数に依存して決定される。

[0056] コンデンサ Cにお、て蓄積される電荷量が小さ!/、場合、その両端電圧も小さヽ。よつて直列共振によって、リアタトル Kを介して電源線 L1に大きな電流が供給されても、当該電流によって平滑回路 15に流入してきた電荷はダイオード Dを経由してコンデンサ Cへの充電に供される。コンデンサ Cの充電量が高まり、充電電圧が整流電圧 V より高くなつても、ダイオードには電流が流れないので、平滑コンデンサじの両端電圧、即ち整流電圧 V は上昇しにくい。

[0057] 電源線 L1から供給される電流量が小さくなつてくると、抵抗 Rによって電力が消費され、コンデンサ Cの充電量が低下する。これは電源線 L1から供給される電流量が次に上昇した際に、コンデンサ Cへの充電を容易にし、従って整流電圧 V の上昇を抑制する。

[0058] 観点を変えれば、コンデンサ Cの充電量を小さくして準備しておき、多量の電荷が電源線 L1を介して直列共振回路に流れ込んだ場合、その一部をコンデンサ Cの充電に消費させる。これにより平滑コンデンサ cの両端電圧の上昇が抑制される。そして一時的にコンデンサ Cの両端電圧が上昇しても、ダイオードの機能により、整流電圧 V の上昇は回避される。そして充電されたコンデンサ Cは抵抗 Rによって放電される。

[0059] 図 2は図 16で示されたシミュレーションと同様の条件で、抵抗 R , Rのそれぞれの s c

抵抗値を 12 Ω , 20k コンデンサ Cの静電容量を 47 μ Fとした場合の、入力電圧 s

Vと整流電圧 V との関係を、横軸において両者に共通な時間軸を採って示すダラフである。整流電圧 V の波高値は 450Vにまで押さえることができた。

[0060] 上記の動作説明力理解されるように、抵抗 Rは必ずしも必要ではなぐむしろ波高値の制限のためにはその抵抗値が零であってもよい。一方、交流電圧 Vが多相電流供給回路に印加される初期状態においては、コンデンサ Cが殆ど充電されてお

S

らず、突入電流が入力される可能性がある。よって初期時点においてはスィッチ S1 を開放して抵抗 Rの機能を実効あらしめる一方、定常状態が得られた後はスィッチ S

S

1を短絡して、見かけ上、抵抗 Rの抵抗値を零にすることが望ましい。かかるスィッチ

S

S 1の開閉制御は、上述した開閉指令 CNS1に基づ、て行われる。

[0061] 図 3は抵抗 Rの抵抗値を零とした場合のシミュレーションの結果を示すグラフである

S

。図 2の結果と比較すると、整流電圧 V の波高値は 5V程度小さくなつている。

dc

[0062] よってスィッチ SIの開閉により、初期状態 Z定常状態の相違に基づいて、それぞれ突入電流の抑制 Z整流電圧 V の波高値の抑制、を得ることができる。

dc

[0063] 第 2の実施の形態.

電力消費部として抵抗 R

Cを採用すれば、熱として放出することにより、コンデンサ C

S

に蓄積された電荷に基づいて簡易に電力を消費することができる。しかし電力消費部として他の回路の電源を採用してもよい。これは電力の有効な利用の一態様である。

[0064] 図 4は本発明の第 2の実施の形態に力かる多相電流供給回路の構成を示す回路図である。第 1の実施の形態で示された抵抗 R

Cに代えて、制御回路 14の電源たるスイッチング電源 16を採用した場合が例示されている。

[0065] 具体的には制御回路 14用のスイッチング電源 16にコンデンサ Cの両端の電圧を s

供給する。例えばコンデンサ Cの一端に電源線 L3を接続し、電源線 L2, L3をスイツ

S

チング電源 16に接続する。スイッチング電源 16は電源線 L2, L3から供給される電力に基づいて、制御回路 14に電圧 Eを供給する。スイッチング電源 16の出力は 10 W程度と小さいので、コンデンサ Cとして 20 F程度の値を採用しても、スイッチング

S

電源 16が要求する程度の平滑機能は得られる。

[0066] 電源線 L2, L3を介してコンデンサ Cの両端力も電荷を引き出すので、その両端の s

電圧が減少する。よって制御回路 14によるインバータ制御が開始される前にコンデンサ Cが充電されてー且ダイオード Dが非導通になった後でも、制御回路 14の電

S S

力消費に応じて、適当な導通幅でダイオード Dが導通する。このダイオード Dの導

S S

通によって抵抗 Rに電流が流れる力その実効値は数十 mA程度で小さぐ損失は 5 OmW程度であるので、数百 W以上（モータ電流 1A以上）のモータを駆動するコンデンサレスインバータ制御にお、て、特に電流制御や効率面で問題となることはな、。

[0067] 従来の単相コンデンサレスインバータ制御では、整流電圧 V の脈動が大きいため

dc

、これに基づいて制御回路 14に供給する直流電力を得ることは困難であった。よつて従来の単相コンデンサレスインバータ制御において採用される制御回路のスィッチング電源を構成するためには別途に整流回路を必要として、た。しかし本実施の形態によれば実施の形態 1の効果を得つつも、制御回路 14を動作させるための直流定電圧電源を別途に得る必要がなヽ。

[0068] 第 3の実施の形態.

図 5は本発明の第 3の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。第 1の実施の形態に力かる駆動装置と比較して、平滑回路 15の構成が異なっている。即ち、第 3の実施の形態における平滑回路 15は、図 15に示された平滑回路 12に対して、スィッチ S2と抵抗 Rとの直列接続を追加した構成となっている。当該直列接続はリし

ァクトル Kに並列に接続されて!、る。

[0069] スィッチ S2をオンすることによってリアタトル Kに抵抗 Rが並列に接続され、スィッチし

S2をオフすることによってこの並列接続が切断される。

[0070] リアタトル Kに抵抗 Rが並列に接続された場合、リアタトル Kと平滑コンデンサ Cとにし

よって発生する共振に対して、抵抗 Rがダンピングの機能を果たすため、共振は抑し

制される。これにより、平滑コンデンサ Cへの急激な充電を避け、整流電圧 V の波高

dc 値が抑制される。図 6は、平滑回路 15の構成において抵抗 Rの抵抗値を 20 Ωとしスし

イッチ S2をオンし、それ以外の条件を、図 16で示されたシミュレーションと同様の条件にした場合のシミュレーション結果を示すグラフである。整流電圧 V の波高値は 4

dc

25Vに抑制された。

[0071] 図 7はスィッチ S2をオフにした場合の、即ち図 15に示された平滑回路 12を用いた場合のシミュレーション結果を示すグラフであり、消費電力を lkWとしている。このように消費電力が大きい場合には、平滑コンデンサ Cからインバータ 13へと消費される電荷量が多ぐ従って整流電圧 V の変動が大きくなり、直流共振による整流電圧 V

dc dc の変動は相対的に小さくなる。そして整流電圧 V の波高値は 400Vにも満たない。換言すれば、負荷が大きい状態においては抵抗 Rに要求される機能の必要性が低し

くなることに鑑みて、抵抗とリアタトルとの並列接続を切断する。これにより、抵抗 Rにしおける不要な電力消費を回避することができる。

[0072] よって消費電力が小さい状態ではスィッチ S2を短絡し、消費電力が大きくなればスイッチ S2を開放することが望ましい。図 5では、力かるスィッチ S 2の開閉力制御回路 14によって出力される開閉指令 CNS2によって制御される態様が例示されている。制御回路 14では電流 i , i , iや回転位置角 Θ 、回転角速度 ω をモニタしている u V w m m

ので、消費電力の大小を判断することができ、従って容易に開閉指令 CNS2を生成することができる。

[0073] 例えばモータ 24を空気調和機の圧縮機の回転駆動に採用する場合、このようなスイッチ S2の切り替えは重要な運転制御である。回転数が低い起動時においてー且はスィッチ S2を短絡しておき、その後、回転数を上げて空気調和機によって制御すべき温度を迅速に目標値へと近づける際にはスィッチ S2を開放する。更にその後、温度が適切な値の近傍に調整された後、回転数を下げた運転を行う。この場合には再びスィッチ S 2を短絡する。

[0074] 第 4の実施の形態.

図 8は本発明の第 4の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。第 1の実施の形態に力かる駆動装置と比較して、平滑回路 15の構成が異なっている。即ち、第 4の実施の形態における平滑回路 15は、図 15に示された平滑回路 12に対して、スイッチング素子たるトランジスタ Qとベース抵抗 Rとの直列接続を追加した構成と

B

なっている。当該直列接続は平滑コンデンサ Cに並列に接続されている。

[0075] 制御回路 14は整流電圧 V に基づいて、トランジスタ Qのベースにバイアス電圧 C dc

NQを供給する。整流電圧 V が第 1所定値を越えるとトランジスタ Qがオンし、整流電 dc

圧 V が第 2所定値 (これは第 1所定値よりも小さい)を下回るとトランジスタ Qがオフす dc

る。このように整流電圧 V が第 1所定値を越えると平滑コンデンサ Cに対して抵抗 R dc B が並列接続されるので、平滑コンデンサ Cへの充電速度を下げ、整流電圧 V の波 dc 高値を抑制することができる。

[0076] 図 9は平滑回路 15の構成において第 1所定値及び第 2所定値をそれぞれ 420V、 400Vに設定し、抵抗 Rの抵抗値を 15 Ωとし、それ以外の条件を、図 16で示された

Β

シミュレーションと同様の条件にした場合のシミュレーション結果を示すグラフである。

[0077] 図 10はバイアス電圧 CNQと整流電圧 V との関係を、横軸において両者に共通な

dc

時間軸を採って示すグラフである。整流電圧 V 力 20Vまで上昇すればバイアス電

dc

圧 CNQが 10Vとなってトランジスタ Qがオンし、整流電圧 V 力 OOVまで下降すれ

dc

ばバイアス電圧 CNQが OVとなってトランジスタ Qがオフする。従って整流電圧 V の

dc 波高値は 420Vに抑制された。

[0078] 第 5の実施の形態.

図 11は本発明の第 5の実施の形態に力かる駆動装置を示す回路図である。第 1の実施の形態に力かる駆動装置と比較して、平滑回路 15の構成が異なっている。即ち、第 5の実施の形態における平滑回路 15は、図 15に示された平滑回路 12に対して、スイッチング素子たるツエナーダイオード ZDを追カ卩した構成となっている。ツエナーダイオード ZDは平滑コンデンサ Cに並列に接続されて!、る。

[0079] ツエナーダイオード ZDには整流電圧 V が印加されるので、整流電圧 V がツエナ

dc dc

一電圧を越えるとツエナーダイオード ZDが導通する。従って平滑コンデンサじへの充電速度を下げ、整流電圧 V

dcの波高値を抑制することができる。

[0080] 図 12は平滑回路 15の構成においてツエナー電圧を 420Vに設定し、それ以外の条件を、図 16で示されたシミュレーションと同様の条件にした場合のシミュレーション結果を示すグラフである。整流電圧 V の波高値は 400Vに抑制された。

dc

[0081] 本実施の形態では、第 4の実施の形態に比べて簡易な構成で波高値を抑制する素子を得ることができる。

[0082] この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例力この発明の範囲力外れることなく想定され得るものと解される。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電圧 (V )の全波整流を行うダイオード群（11)と、

平滑コンデンサ (C)を有し、前記ダイオード群の出力を受けて前記平滑コンデンサ (C)の両端から、前記交流電圧の周波数の二倍の周波数の脈動を有する整流電圧 (V )を出力する平滑回路（15)と、

dc

前記整流電圧を受け、前記脈動に応じて前記多相の交流電流 (i , i , i )を出力するインバータ（13)と

を備え、

前記平滑回路は、

前記平滑コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアタトル (K)と、前記整流電圧の波高値を抑制する、波高値抑制素子 (D、 R、 C、 R、 SI ;R、 S

S S S C L

2 ;R、 Q ;ZD)と

B

を有する、多相電流供給回路。

[2] 前記波高値抑制素子は、

前記平滑コンデンサの両端の間に直列に接続されたダイオード (D )及びコンデン

S

サ (C )と、

S

前記コンデンサに並列に接続された電力消費部 (R

C； 16)と

を有し、

前記ダイオードのアノード力力ソードに向力う方向力前記平滑コンデンサ (C)の高電位側から低電位側に向力う方向と一致する、請求項 1記載の多相電流供給回路

[3] 前記電力消費部は抵抗 (R )である、請求項 2記載の多相電流供給回路。

C

[4] 前記電力消費部は、他の回路に対する電源（16)である、請求項 2記載の多相電流供給回路。

[5] 前記波高値抑制素子は、前記ダイオード (D )及びコンデンサ（C )に対して直列に

S S

接続される抵抗 (R )を更に有する、請求項 2乃至請求項 4のいずれか一つに記載の

S

多相電流供給回路。

[6] 前記波高値抑制素子は、前記抵抗 (R )に並列に接続されるスィッチ（S1)を更に有する、請求項 5記載の多相電流供給回路。

[7] 前記波高値抑制素子は前記リア外ル (K)と並列に接続され、

前記波高値抑制素子は抵抗 (R )

しを有する、

請求項 1記載の多相電流供給回路。

[8] 前記波高値抑制素子は、前記抵抗 (R )と直列に接続されたスィッチ (S2)を更にし

有する、請求項 7記載の多相電流供給回路。

[9] 前記波高値抑制素子は前記平滑コンデンサ (C)と並列に接続され、

前記整流電圧 (V )が第 1所定値を越えると導通し、前記第 1所定値以下の第 2所 dc

定値を下回ると非導通する、請求項 1記載の多相電流供給回路。

[10] 前記波高値抑制素子は、相互に直列接続された抵抗 (R )及びスィッチ (Q)を有し

B 前記整流電圧 (V )が前記第 1所定値を越えると前記スィッチがオンし、 dc

前記整流電圧 (V )が前記第 2所定値を下回ると前記スィッチがオフする、請求項 dc

9記載の多相電流供給回路。

[11] 前記波高値抑制素子はツナーダイオード (ZD)を有する、請求項 9記載の多相電流供給回路。

[12] 請求項 5に記載の多相電流供給回路と、

前記多相の交流電流 (i , i , i )を受けて駆動する駆動部と

を備える、駆動装置。

[13] 請求項 1乃至請求項 4、請求項 6乃至請求項 11のいずれか一つに記載の多相電流供給回路と、

前記多相の交流電流 (i , i , i )を受けて駆動する駆動部と

を備える、駆動装置。