JP2002272129A - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マイコンを用いた演算処理を行った場合でも
電圧制御精度の低下を防止する。 【解決手段】 ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄ
ｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２
において、数８の演算を行ってサンプル点（ｎ＋１）か
ら（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／
２）を予測し、ステップＳＰ３において、予測された平
均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）と各相電圧指令とに基づい
て数９の演算を行って各相パルス幅を算出してＰＷＭタ
イマに記憶する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はインバータ制御方
法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、ダイオ
ード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回
路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動する
ように回路を構成し、インバータの出力電圧または出力
電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータ
を制御するシステムに適用されるインバータ制御方法お
よびその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から知られているように、インバー
タ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電
源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換す
る回路である。

【０００３】そして、インバータ回路は、例えば、モー
タの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産
業機器に広く応用されている。

【０００４】また、一般には、交流電源を直流電源に変
換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路
が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容
量の平滑用コンデンサが使用されている。

【０００５】そして、この場合には、電源側の力率低下
や高調波の増大などの不都合が発生するため、このよう
な不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダ
イオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダ
クタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図８
参照）。

【０００６】また、最近では、電源力率や電源高調波に
対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトラ
ンジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイ
オードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されて
いる（図９参照）。

【０００７】このようなインバータ回路を採用した場合
には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトル
が必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが
大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不
都合がある。

【０００８】また、電源高調波特性の高性能化を達成す
るためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコスト
アップを招いてしまうという不都合がある。

【０００９】さらに、大容量の平滑用コンデンサとして
は一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コン
デンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ
回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電
解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ
回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるとい
う不都合がある。

【００１０】このような不都合を解消するために、整流
部の大容量な平滑用コンデンサを省略（以下、これを単
相コンデンサレスインバータと略称する）し、ｄ軸電流
を電源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によ
りモータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が
脈動し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込
めるようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流
通電幅を広げることによって、高入力力率化、および電
源高調波特性の高性能化を達成するようにしたインバー
タ制御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つ
ＰＭモータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年
電気学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略
称する）が提案されている。

【００１１】このインバータ制御方法によれば、整流部
に接続されたインバータの出力を所望の波形に制御する
ことにより、整流部の入力力率向上ならびに高調波レス
化を達成することができ、しかも、従来これらを達成す
るために必要とされていた大容量電解コンデンサ、リア
クトル、チョッパを不要にすることができる。

【００１２】また、前記論文１に基づいたインバータ制
御方法として、「ＰＭモータの高速弱め界磁制御を用い
たダイオード整流回路の高効率化」、芳賀、高橋、平成
１２年電気学会産業応用部門全国大会（以下、論文２と
略称する）、および「ＰＭモータの高速弱め界磁法によ
る単相ダイオード整流回路の高入力力率化」、芳賀、高
橋、平成１２年電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−
００−６４（以下、論文３と略称する）が提案されてい
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】論文１のインバータ制
御方法は原理的にダイオード整流回路のコンデンサの容
量を極めて小さくし、直流電圧ｖｄｃは電源周波数の２
倍の周波数で大きく脈動する。このため、インバータ電
圧を所定値に制御するためには、直流電圧を検出し、こ
れと制御演算の結果得られる指令電圧との比に基づいて
信号波を算出し、算出した信号波に基づいてＰＷＭ制御
を行う必要がある。このように直流電圧との比に基づい
て信号波を求める方法は、例えば、特開昭５９−１６９
３８３号公報などに記載されている。

【００１４】図１０は、論文２、論文３で示された制御
ブロックの構成を概略的に示す図である。

【００１５】モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、モータの回
転位置角θｍ、ｄ−ｑ軸電流指令Ｉｄ＊、ｉｑ＊を入力
とする電流制御演算部において所定の制御演算を行って
必要なインバータの出力相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖ
ｗ＊を出力する。そして、出力相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊を除算部に供給して直流電圧ｖｄｃに基づく
除算を行って信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを得、信号波ｅ
ｕ、ｅｖ、ｅｗと搬送波信号発生部からの信号（搬送
波）とを減算部に供給し、減算部の出力をコンパレータ
に供給することにより、”０”または”１”のＰＷＭ信
号として出力する。

【００１６】上記の一連の処理はアナログ演算器の組み
合わせによって実現することができる。

【００１７】また、ＰＷＭ信号の”１”に対応してイン
バータの上アームトランジスタ（直流部＋側にコレクタ
端子が接続されたトランジスタ）がオンするとする。電
圧形インバータの上アームトランジスタに対し、下アー
ムトランジスタは排他的にオン制御される。

【００１８】図１１は信号波、搬送波、および両者の比
較結果として出力されるＰＷＭ信号の関係をｕ相に着目
して示す図である。

【００１９】図１１を参照して、図中のパルス幅τｕ
（ＰＷＭ信号が”１”となる時間）と信号波レベルｅｕ
との関係を考えると、数１となる。ここでは、信号波の
周波数に比べ、搬送波の周波数が十分高く、搬送波周期
の間は、信号波レベルｅｕは一定であると仮定してい
る。

【００２０】

【数１】

【００２１】図１２（ａ）は、インバータ回路の１相分
を示す図であり、図１２（ｂ）はインバータ出力電圧を
示す図である。

【００２２】これらの図から分かるように、ＰＷＭ信
号”１”に応答してＶｄｃ、”０”に応答して０が出力
される。したがって、搬送波周期Ｔｃ間のインバータ出
力電圧の平均電圧は、数２と求めることができる。

【００２３】

【数２】

【００２４】ここで、ｕ相指令電圧ｖｕ＊と信号波ｅｕ
との間には数３の関係があるので、数３と数２から、数
４となる。

【００２５】

【数３】

【００２６】

【数４】

【００２７】以上から、図１０の構成を採用すれば、直
流電圧の変動の影響を受けることなく、所望の出力電圧
をインバータから供給することができることが分かる。

【００２８】しかし、図１０の制御ブロックの処理をマ
イコンで行い、インバータをＰＷＭ制御する場合には、
入出力部に、図１３に示すように所定の制御周期に応答
して動作するサンプラーが挿入され、演算処理を離散的
に行うことになる。この結果、電圧制御精度が低下して
しまうという不都合が発生する。

【００２９】アナログ回路により上記の演算処理を行え
ば、絶えず演算が実行され、直流電圧を含む各検出諸量
の変化はＰＷＭ波形にリアルタイムに反映され、上記の
不都合は生じない。しかし、アナログ演算回路は調整が
複雑な上に、演算項目の数に比例して回路規模が大きく
なるなどの不都合を生じるので、コストが重視され、大
量生産する家電機器などに採用することが困難である。

【００３０】この結果、マイコンを用いた制御が採用さ
れ、上述のように電圧制御精度の低下を招いてしまうの
である。

【００３１】さらに説明する。

【００３２】文献１のインバータ制御をマイコンにより
行う場合の電流制御処理を、図１４のフローチャートに
基づいて説明する。

【００３３】ステップＳＰ１において、ブラシレスＤＣ
モータの回転子の回転位置信号θｍ（ｎ）、直流電圧ｖ
ｄｃ（ｎ）、モータ電流ｉｕ（ｎ）、ｉｖ（ｎ）、ｉｗ
（ｎ）の検出量、およびｄ−ｑ軸指令電流ｉｄ（ｎ）
＊、ｉｑ（ｎ）＊を入力する。ここで、（ｎ）はサンプ
ラーでの入出力タイミングを表す添え字である。

【００３４】そして、ステップＳＰ２において、従来公
知の３相→ｄ−ｑ変換演算を行って現在の（サンプル点
ｎの）ｄ−ｑ軸電流ｉｄ（ｎ）、ｉｑ（ｎ）を算出す
る。次いで、ステップＳＰ３において、ｄ−ｑ軸各々の
指令電流と検出電流（算出値）との偏差εｄ（ｎ）、ε
ｑ（ｎ）を演算する。

【００３５】ステップＳＰ４において、得られた偏差ε
ｄ（ｎ）、εｑ（ｎ）をＰＩ（比例・積分）演算してｄ
−ｑ軸電圧指令ｖｄ（ｎ）、ｖｑ（ｎ）を算出し、ステ
ップＳＰ５において、従来公知のｄ−ｑ→３相変換演算
を行って各相電圧指令ｖｕ（ｎ）＊、ｖｖ（ｎ）＊、ｖ
ｗ（ｎ）＊を算出する。

【００３６】そして、ステップＳＰ６において、各相電
圧指令ｖｕ（ｎ）＊、ｖｖ（ｎ）＊、ｖｗ（ｎ）＊と直
流電圧ｖｄｃ（ｎ）とに基づいて数５の演算を行って各
相のパルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ
（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま
元の処理に戻る。

【００３７】なお、図示を省略しているが、数５のパル
ス幅演算結果が負になった場合にはパルス幅を０に、Ｔ
ｃを越えた場合にはパルス幅をＴｃに、それぞれ設定す
る処理が行われる。

【００３８】

【数５】

【００３９】ＰＷＭタイマは図１１と等価な処理を行っ
て所定のパルス信号を出力する。

【００４０】図１５はマイコン処理とインバータ出力電
圧との時間関係を説明する図である。

【００４１】図１５中のサンプル点ｎにおいて前記処理
（電流制御処理）が開始し（図中の参照）、演算所要
時間経過後（図中の参照）に演算が終了し、パルス幅
がＰＷＭタイマに記憶される。そして、このパルス幅
は、サンプル点（ｎ＋１）においてＰＷＭ信号に反映さ
れる｛ＰＷＭの搬送波周期（＝ＰＷＭタイマに記憶され
たパルス幅をＰＷＭタイマカウンタにロードして、カウ
ンタ動作を再開させる間隔）と電流制御処理の演算周期
を同じにし、演算開始タイミングと同期させている｝。

【００４２】このため、図１５中（Ａ）に示すように直
流電圧が変化すると、サンプル点ｎの直流電圧ｖｄｃ
（ｎ）の除算により算出したパルス幅τ（ｎ＋１）が出
力されるｎ＋１からｎ＋２までの期間の平均電圧ｖｄｃ
（ｎ＋３／２）（＝数６）と指令電圧との間には、直流
電圧変化に基づく誤差が発生し、その誤差率は数７で与
えられる。

【００４３】

【数６】

【００４４】

【数７】

【００４５】図１６は誤差電圧を数７によりシミュレー
ションした結果を示す図である。ここで、電源電圧は単
相２００Ｖ、５０Ｈｚ、演算周期ΔＴ、搬送波周期Ｔｃ
は共に２５０μｓとしている。

【００４６】従来の大容量コンデンサを有するインバー
タの制御（特開昭５９−１６９３８３号公報参照）で考
えられていた負荷や入力電源電圧の変動に伴う直流電圧
の変動は一般に２０％程度であるのに対し、単相コンデ
ンサレスインバータ（例えば、文献１参照）において
は、直流電圧が０〜電源電圧実効値の１．４１倍の範囲
で大きく脈動する。

【００４７】そして、直流電圧の変化が２０％程度の場
合の誤差は１０％以下であるのに対し、特に直流電圧の
低い（直流電圧がピーク値２８０Ｖの半分以下となる）
期間で誤差が大きくなる（約２０％〜１５０％）ことが
分かる。

【００４８】文献１の”図２”に示されるように、電源
力率を向上し、入力電流の波形歪を低減するには、直流
電圧を０Ｖ近傍まで下げるＩＰＭモータの弱め界磁制御
が必要である。すなわち、直流電圧が低い期間において
も所望の界磁電流に制御するための高精度な電圧制御が
必要になる。

【００４９】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、マイコンを用いた演算処理を行った場合
でも電圧制御精度の低下を防止することができるインバ
ータ制御方法およびその装置を提供することを目的とし
ている。

【００５０】

【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ制
御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、
ダイオード整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波
で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバー
タの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコ
ンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、負
荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点と
の直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、
負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と
予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行う方法で
ある。

【００５１】請求項２のインバータ制御方法は、ダイオ
ード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回
路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動する
ように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続される
コンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧また
は出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてイン
バータを制御するシステムにおいて、モータの制御演算
処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検
出値から次サンプルの直流電圧を予測し、モータ制御演
算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直
流電圧に基づいてパルス幅演算を行う方法である。

【００５２】請求項３のインバータ制御方法は、直流電
圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処
理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電
圧に基づいてパルス幅演算を行う方法である。

【００５３】請求項４のインバータ制御方法は、予測し
た直流電圧が存在し得る値である場合に直流電圧が単調
変化する領域であると判定する方法である。

【００５４】請求項５のインバータ制御装置は、ダイオ
ード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回
路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する
状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧また
は出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバ
ータを制御するものであって、負荷の制御演算処理の１
サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から
次サンプルの直流電圧を予測する予測手段と、負荷制御
演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した
直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパルス幅演算手
段とを含むものである。

【００５５】請求項６のインバータ制御装置は、ダイオ
ード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回
路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動する
ように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続される
コンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧また
は出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてイン
バータを制御するものであって、モータの制御演算処理
の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値
から次サンプルの直流電圧を予測する予測手段と、モー
タ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予
測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパルス幅
演算手段とを含むものである。

【００５６】請求項７のインバータ制御装置は、前記パ
ルス幅演算手段として、直流電圧が単調変化する領域に
おいてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバ
ータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演
算を行うものを採用するものである。

【００５７】請求項８のインバータ制御装置は、前記パ
ルス幅演算手段として、予測した直流電圧が存在し得る
値である場合に直流電圧が単調変化する領域であると判
定し、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モー
タ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予
測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採
用するものである。

【００５８】

【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、ダイ
オード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流
回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動す
る状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧ま
たは出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてイン
バータを制御するに当たって、負荷の制御演算処理の１
サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から
次サンプルの直流電圧を予測し、負荷制御演算処理によ
り得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基
づいてパルス幅演算を行うのであるから、演算処理を離
散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止す
ることができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず
指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の
入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮さ
せることができる。

【００５９】請求項２のインバータ制御方法であれば、
ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード
整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈
動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続
されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電
圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用い
てインバータを制御するに当たって、モータの制御演算
処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検
出値から次サンプルの直流電圧を予測し、モータ制御演
算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直
流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、演
算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低
下を防止することができ、この結果、インバータ出力電
圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、
整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最
大限発揮させることができる。

【００６０】請求項３のインバータ制御方法であれば、
直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御
演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した
直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、
直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測
してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未
然に防止することができるほか、請求項２と同様の作用
を達成することができる。

【００６１】請求項４のインバータ制御方法であれば、
予測した直流電圧が存在し得る値である場合に直流電圧
が単調変化する領域であると判定するのであるから、直
流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定する
ことができ、ひいては、請求項３と同様の作用を達成す
ることができる。

【００６２】請求項５のインバータ制御装置であれば、
ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード
整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈
動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電
圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いて
インバータを制御するに当たって、予測手段により、負
荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点と
の直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、
パルス幅演算手段により、負荷制御演算処理により得ら
れたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいて
パルス幅演算を行うことができる。

【００６３】したがって、演算処理を離散的に行うにも
拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、
この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりに
することができ、ひいては、整流回路の入力力率向上お
よび高調波レス化の性能を最大限発揮させることができ
る。

【００６４】請求項６のインバータ制御装置であれば、
ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード
整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈
動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続
されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電
圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用い
てインバータを制御するに当たって、予測手段により、
モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル
点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測
し、パルス幅演算手段により、モータ制御演算処理によ
り得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基
づいてパルス幅演算を行うことができる。

【００６５】したがって、演算処理を離散的に行うにも
拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、
この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりに
することができ、ひいては、整流回路の入力力率向上お
よび高調波レス化の性能を最大限発揮させることができ
る。

【００６６】請求項７のインバータ制御装置であれば、
前記パルス幅演算手段として、直流電圧が単調変化する
領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られた
インバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパル
ス幅演算を行うものを採用するのであるから、直流電圧
が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパル
ス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止
することができるほか、請求項６と同様の作用を達成す
ることができる。

【００６７】請求項８のインバータ制御装置であれば、
前記パルス幅演算手段として、予測した直流電圧が存在
し得る値である場合に直流電圧が単調変化する領域であ
ると判定し、直流電圧が単調変化する領域においての
み、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧
指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行う
ものを採用するのであるから、直流電圧が単調変化する
領域であることを簡単に判定することができ、ひいて
は、請求項７と同様の作用を達成することができる。

【００６８】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様
を詳細に説明する。

【００６９】図１はこの発明のインバータ制御方法の一
実施態様の要部を説明するフローチャートである。な
お、このフローチャートの処理は、図１４のフローチャ
ートのステップＳＰ６の処理に代えて行われる。

【００７０】ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄｃ
（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２に
おいて、数８の演算を行ってサンプル点（ｎ＋１）から
（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）
を予測し、ステップＳＰ３において、予測された平均電
圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）と各相電圧指令とに基づいて数
９の演算を行って各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマ
に記憶し、そのまま元の処理に戻る。

【００７１】

【数８】

【００７２】

【数９】

【００７３】この実施態様を採用すれば、直流電圧ｖｄ
ｃ（ｎ）に代えて平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）採用し
てパルス幅を算出するのであるから、直流電圧が電源周
波数の２倍の周波数で脈動するシステムにおいて、マイ
コンを用いてパルス幅演算を行う場合における電圧制御
精度を高めることができる。

【００７４】なお、図示は省略しているが、数９のパル
ス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場
合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定
する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０
となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行
われる。

【００７５】図２はこの発明のインバータ制御装置の一
実施態様の要部を示すブロック図である。

【００７６】このインバータ制御装置は、交流電源１を
入力とする単相ダイオード整流回路２と、単相ダイオー
ド整流回路２の出力端子間に接続されるコンデンサ３
と、単相ダイオード整流回路２の出力端子間に接続され
る３相インバータ４と、３相インバータ４の出力が供給
されるモータ５と、直流電圧を検出するとともに、検出
した直流電圧を少なくとも１サンプル期間だけ保持する
直流電圧検出保持部７と、検出した直流電圧ｖｄｃ
（ｎ）および１サンプル前に検出した直流電圧ｖｄｃ
（ｎ−１）に基づいて数８の演算を行ってサンプル点
（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ
（ｎ＋３／２）を予測する予測部８と、相電圧指令、予
測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）、搬送波周期Ｔ
ｃに基づき、数９の演算を行って各相のパルス幅を算出
する第１パルス幅演算部９と、算出された各相のパルス
幅を記憶するＰＷＭタイマ１０と、ＰＷＭタイマ１０か
ら出力されるタイマ信号に基づいてインバータ制御信号
を出力し、図示しないドライバ回路を通して３相インバ
ータ４の各相のトランジスタを制御すべく３相インバー
タ４に供給する波形制御部１１とを有している。

【００７７】そして、単相ダイオード整流回路２の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
コンデンサ３の容量を設定している。

【００７８】上記の構成のインバータ制御装置を採用し
た場合にも、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）に代えて平均電圧ｖ
ｄｃ（ｎ＋３／２）採用してパルス幅を算出するのであ
るから、直流電圧が電源周波数の２倍の周波数で脈動す
るシステムにおいて、マイコンを用いてパルス幅演算を
行う場合における電圧制御精度を高めることができる。

【００７９】図３はこの発明のインバータ制御方法の他
の実施態様の要部を説明するフローチャートである。

【００８０】ステップＳＰ１において、入力電圧位相θ
ｓ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、入力電圧
位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えているか否かを判定
し、入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えていると
判定された場合には、ステップＳＰ３において、入力電
圧位相θｓ（ｎ）から１８０°を減算して新たな入力電
圧位相θｓ（ｎ）を算出する。

【００８１】ステップＳＰ２において入力電圧位相θｓ
（ｎ）が１８０°を越えていないと判定された場合、ま
たはステップＳＰ３の処理が行われた場合には、ステッ
プＳＰ４において、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θ
ｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３である
か否か｛入力電圧位相θｓ（ｎ）が単調変化領域か否
か｝を判定する。具体的には、図４中ａで示すように入
力電圧が与えられ、ｂで示すような直流電圧が与えられ
た場合に、θ０を１〜２サンプル以上で可能な限り小さ
い値に設定し、θ１を、入力電圧が最大となる点の位相
よりも１〜２サンプル以上小さく、かつ可能な限り大き
い値に設定し、θ２を、入力電圧が最大となる点の位相
よりも１〜２サンプル以上大きく、かつ可能な限り小さ
い値に設定し、θ３を、入力電圧が減少して０になる点
の位相よりも１〜２サンプル以上小さく、かつ可能な限
り大きい値に設定する。

【００８２】ステップＳＰ４において入力電圧位相θｓ
（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ
（ｎ）＜θ３であると判定された場合には、ステップＳ
Ｐ５において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ
（ｎ）を入力し、ステップＳＰ６において、数８により
サンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均
電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ７に
おいて、数９により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ
（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに
記憶する。

【００８３】逆に、ステップＳＰ４において入力電圧位
相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１でなく、しかも
θ２＜θｓ（ｎ）＜θ３でないと判定された場合には、
ステップＳＰ８において、数５により各相パルス幅τｕ
（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出し
てＰＷＭタイマに記憶する。

【００８４】そして、ステップＳＰ７の処理、またはス
テップＳＰ８の処理が行われた場合には、そのまま元の
処理に戻る。

【００８５】なお、図示は省略しているが、数５並びに
数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃ
を越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくは
Ｔｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３
／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定す
る処理が行われる。

【００８６】この実施態様においては、入力電圧位相θ
ｓ（ｎ）が直流電圧の極大点、極小点を中心とする所定
範囲であるか否かを判定することができる。そして、入
力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合にお
いて、数８に基づく平均電圧の予測を行うと、電圧の変
化率極性が正から負もしくは負から正に変わることに起
因して、平均電圧の予測結果には誤差が発生する。

【００８７】したがって、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこ
れら所定範囲でない場合（単調変化領域である場合）
に、数８に基づいて平均電圧を精度良く予測し、数９に
基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。
逆に、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である
場合に、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相
パルス幅を算出することができる。

【００８８】図５はこの発明のインバータ制御装置の他
の実施態様の要部を示すブロック図である。

【００８９】このインバータ制御装置が図２のインバー
タ制御装置と異なる点は、入力電圧位相を検出するとと
もに、入力電圧位相が１８０°よりも大きい場合には１
８０°を減算した値を入力電圧位相とする入力電圧位相
検出部１２と、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ
（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であるか
否かを判定する判定部１３と、各相電圧指令、直流電
圧、搬送波周期に基づいて数５により各相パルス幅を算
出してＰＷＭタイマ１０に供給する第２パルス幅演算部
１４とをさらに含み、判定部１３の判定結果に基づいて
第１パルス幅演算部９、第２パルス幅演算部１４を選択
的に動作させるようにしている。具体的には、入力電圧
位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２
＜θｓ（ｎ）＜θ３であると判定された場合に第１パル
ス幅演算部９を動作させ、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ
０＜θｓ（ｎ）＜θ１、θ２＜θｓ（ｎ）＜θ３の何れ
でもないと判定された場合に第２パルス幅演算部１４を
動作させる。

【００９０】上記の構成のインバータ制御装置を採用し
た場合には、入力電圧位相θｓ（ｎ）が直流電圧の極大
点、極小点を中心とする所定範囲であるか否かを判定す
ることができる。

【００９１】したがって、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこ
れら所定範囲でない場合（単調変化領域である場合）
に、数８に基づいて平均電圧を精度良く予測し、数９に
基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。
逆に、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である
場合に、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相
パルス幅を算出することができる。

【００９２】図６はこの発明のインバータ制御方法のさ
らに他の実施態様の要部を説明するフローチャートであ
る。

【００９３】ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄｃ
（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）および入力電圧の波高値ｖｍ
を入力し、ステップＳＰ２において、数８によりサンプ
ル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖ
ｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ３におい
て、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上か否かを判
定し、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上であると
判定された場合には、ステップＳＰ４において、平均電
圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下か
否かを判定する。

【００９４】そして、ステップＳＰ４において平均電圧
ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下であ
ると判定された場合には、ステップＳＰ５において、数
９により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋
１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶す
る。

【００９５】逆に、ステップＳＰ３において平均電圧ｖ
ｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上でないと判定された場合、
またはステップＳＰ４において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３
／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下でないと判定された
場合には、ステップＳＰ６において、数５により各相パ
ルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋
１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。

【００９６】そして、ステップＳＰ５の処理、またはス
テップＳＰ６の処理が行われた場合には、そのまま元の
処理に戻る。

【００９７】なお、図示は省略しているが、数５並びに
数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃ
を越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくは
Ｔｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３
／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定す
る処理が行われる。

【００９８】この実施態様においては、予測した平均電
圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が採り得ない値になっている場
合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わったことを検
出することができるので、数５に基づいて従来方法と同
程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。逆
に、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が存在し得
る値である場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わ
っていないと判定できるので、数９に基づいて各相パル
ス幅を正確に算出することができる。

【００９９】図７はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様を示すブロック図である。

【０１００】このインバータ制御装置が図２のインバー
タ制御装置と異なる点は、入力電圧の波高値ｖｍを検出
する波高値検出部１５と、予測された平均電圧ｖｄｃ
（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）≧０かつｖｄｃ
（ｎ＋３／２）≦ｖｍであるか否か（存在し得る値であ
るか否か）を判定する判定部１６と、各相電圧指令、直
流電圧、搬送波周期に基づいて数５により各相パルス幅
を算出してＰＷＭタイマ１０に供給する第２パルス幅演
算部１７とをさらに含み、判定部１６の判定結果に基づ
いて第１パルス幅演算部９、第２パルス幅演算部１７を
選択的に動作させるようにしている。具体的には、予測
された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３
／２）≧０かつｖｄｃ（ｎ＋３／２）≦ｖｍであると判
定された場合に第１パルス幅演算部９を動作させ、予測
された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３
／２）＜０またはｖｄｃ（ｎ＋３／２）＞ｖｍである
（採り得ない値である）と判定された場合に第２パルス
幅演算部１７を動作させる。

【０１０１】上記の構成のインバータ制御装置を採用し
た場合には、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が
採り得ない値になっている場合に直流電圧ｖｄｃの変化
率の符号が変わったことを検出することができるので、
数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅
を算出することができる。逆に、予測した平均電圧ｖｄ
ｃ（ｎ＋３／２）が存在し得る値である場合に直流電圧
ｖｄｃの変化率の符号が変わっていないと判定できるの
で、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出すること
ができる。

【０１０２】

【発明の効果】請求項１の発明は、演算処理を離散的に
行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止すること
ができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値
どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力
率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させるこ
とができるという特有の効果を奏する。

【０１０３】請求項２の発明は、演算処理を離散的に行
うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することが
でき、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値ど
おりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率
向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させること
ができるという特有の効果を奏する。

【０１０４】請求項３の発明は、直流電圧が単調変化し
ない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行
うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することがで
きるほか、請求項２と同様の効果を奏する。

【０１０５】請求項４の発明は、直流電圧が単調変化す
る領域であることを簡単に判定することができ、ひいて
は、請求項３と同様の効果を奏する。

【０１０６】請求項５の発明は、演算処理を離散的に行
うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することが
でき、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値ど
おりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率
向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させること
ができるという特有の効果を奏する。

【０１０７】請求項６の発明は、演算処理を離散的に行
うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することが
でき、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値ど
おりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率
向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させること
ができるという特有の効果を奏する。

【０１０８】請求項７の発明は、直流電圧が単調変化し
ない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行
うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することがで
きるほか、請求項６と同様の効果を奏する。

【０１０９】請求項８の発明は、直流電圧が単調変化す
る領域であることを簡単に判定することができ、ひいて
は、請求項７と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のインバータ制御方法の一実施態様の
要部を説明するフローチャートである。

【図２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様を
示すブロック図である。

【図３】この発明のインバータ制御方法の他の実施態様
の要部を説明するフローチャートである。

【図４】入力電圧位相に対する直流電圧、入力電圧の変
化を示す図である。

【図５】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様
を示すブロック図である。

【図６】この発明のインバータ制御方法のさらに他の実
施態様の要部を説明するフローチャートである。

【図７】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様を示すブロック図である。

【図８】従来のパッシブフィルタ方式のインバータシス
テムの構成を示す図である。

【図９】従来のアクティブフィルタ方式のインバータシ
ステムの構成を示す図である。

【図１０】論文２、論文３で示された制御ブロックの構
成を概略的に示す図である。

【図１１】信号波、搬送波、および両者の比較結果とし
て出力されるＰＷＭ信号の関係をｕ相に着目して示す図
である。

【図１２】インバータ回路の１相分、およびインバータ
出力電圧を示す図である。

【図１３】図１０の制御ブロックの処理をマイコンで行
い、インバータをＰＷＭ制御する場合の構成を示す図で
ある。

【図１４】文献１のインバータ制御をマイコンにより行
う場合の電流制御処理を説明するフローチャートであ
る。

【図１５】マイコン処理とインバータ出力電圧との時間
関係を説明する図である。

【図１６】誤差電圧を数７によりシミュレーションした
結果を示す図である。

【符号の説明】

２ 単相ダイオード整流回路 ３ コンデンサ ４ ３相インバータ ５ モータ ７ 直流電圧検出保持部 ８ 予測部 ９ 第１パルス幅演算部 １３、１６ 判定部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山井 広之 滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２ 株式会社ダイキン空調技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H007 AA02 AA08 BB06 CA01 CB05 DA05 DB02 DB12 DC05 EA02

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ダイオード整流回路（２）とインバータ
   （４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧
   を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバ
   ータ（４）に供給し、インバータ（４）の出力電圧また
   は出力電流を負荷（５）に供給すべくマイコンを用いて
   インバータ（４）を制御するシステムにおいて、 負荷（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサン
   プル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を
   予測し、 負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と
   予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うことを
   特徴とするインバータ制御方法。
2. 【請求項２】 ダイオード整流回路（２）とインバータ
   （４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧
   が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイ
   オード整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデ
   ンサ（３）の容量を設定し、インバータ（４）の出力電
   圧または出力電流をモータ（５）に供給すべくマイコン
   を用いてインバータ（４）を制御するシステムにおい
   て、 モータ（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサ
   ンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧
   を予測し、 モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令
   と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うこと
   を特徴とするインバータ制御方法。
3. 【請求項３】 直流電圧が単調変化する領域においての
   み、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧
   指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行う
   請求項２に記載のインバータ制御方法。
4. 【請求項４】 予測した直流電圧が存在し得る値である
   場合に直流電圧が単調変化する領域であると判定する請
   求項３に記載のインバータ制御方法。
5. 【請求項５】 ダイオード整流回路（２）とインバータ
   （４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧
   を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバ
   ータ（４）に供給し、インバータ（４）の出力電圧また
   は出力電流を負荷（５）に供給すべくマイコンを用いて
   インバータ（４）を制御するシステムにおいて、 負荷（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサン
   プル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を
   予測する予測手段（７）（８）と、 負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と
   予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパルス
   幅演算手段（９）（１３）（１６）とを含むことを特徴
   とするインバータ制御装置。
6. 【請求項６】 ダイオード整流回路（２）とインバータ
   （４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧
   が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイ
   オード整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデ
   ンサ（３）の容量を設定し、インバータ（４）の出力電
   圧または出力電流をモータ（５）に供給すべくマイコン
   を用いてインバータ（４）を制御するシステムにおい
   て、 モータ（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサ
   ンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧
   を予測する予測手段（７）（８）と、 モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令
   と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパル
   ス幅演算手段（９）（１３）（１６）とを含むことを特
   徴とするインバータ制御装置。
7. 【請求項７】 前記パルス幅演算手段（９）（１３）
   は、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ
   制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測
   した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものである
   請求項６に記載のインバータ制御装置。
8. 【請求項８】 前記パルス幅演算手段（９）（１６）
   は、予測した直流電圧が存在し得る値である場合に直流
   電圧が単調変化する領域であると判定し、直流電圧が単
   調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理によ
   り得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基
   づいてパルス幅演算を行うものである請求項７に記載の
   インバータ制御装置。