WO2022149206A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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voltage
inverter
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啓介 植村
知宏 沓木
遥 松尾
浩一 有澤
貴昭 ▲高▼原
健治 ▲高▼橋
公洋 松崎
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle applicable device for converting AC power into desired power.
  • the power converter consists of a converter unit that rectifies the power supply voltage, which is the voltage of the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the rectified voltage output by the converter unit, and an AC voltage that feeds the DC voltage output through the smoothing capacitor to the load. It is equipped with an inverter unit that converts to. That is, the power conversion device has a smoothing capacitor for smoothing the output voltage of the converter unit between the converter unit and the inverter unit.
  • smoothing capacitors are life-long components.
  • the capacitor current which is the current flowing through the smoothing capacitor, is one of the factors that determine the life of the smoothing capacitor. Therefore, if the capacitor current can be reduced, the smoothing capacitor can have a longer life.
  • it is necessary to increase the capacitance of the smoothing capacitor. As the capacitance increases, increasing the cost of the smoothing capacitor becomes an issue.
  • Patent Document 1 sets a converter circuit that converts AC power to DC power, a smoothing capacitor connected in parallel on the DC side of the converter circuit, and a capacitor current that flows through the smoothing capacitor.
  • a power converter that controls the value is described.
  • the capacity of the smoothing capacitor can be reduced by detecting the capacitor current flowing through the smoothing capacitor and controlling the detected capacitor current to a set value.
  • the method of Patent Document 1 is a method of making the capacitor current follow the set value, that is, the command value.
  • the target value is fixed at 0.
  • an integral (I) controller is required to make the controller follow and converge to a fixed target value.
  • the capacitor current cannot be reduced to 0 due to the load during operation or the environment during operation, the output of the I controller increases and saturates, so that the control accuracy may deteriorate.
  • the timing of obtaining the detected values of the converter current and the inverter current has not been examined.
  • the detection of the converter current and the detection of the inverter current are generally performed asynchronously.
  • the converter current detection and the inverter current detection are performed asynchronously, even if the capacitor current is controlled to 0 by the control system, a time lag will occur in the actual operation on the circuit, so the capacitor current can be seen instantaneously. It is hard to say that can be controlled to 0. Even from this point of view, the control accuracy may deteriorate.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of reducing the capacity of a smoothing capacitor while avoiding deterioration of control accuracy.
  • the power conversion device includes a converter unit, a smoothing capacitor, an inverter unit, and one arithmetic unit.
  • the converter unit has at least one first semiconductor switching element and rectifies the power supply voltage applied from the AC power supply.
  • the smoothing capacitor smoothes the rectified voltage output by the converter unit to a DC voltage including ripple.
  • the inverter unit converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor into the AC voltage to the motor.
  • One arithmetic unit controls so that the first physical quantity representing the operating state of the converter unit and the second physical quantity representing the operating state of the inverter unit are equal to each other.
  • the power conversion device According to the power conversion device according to the present disclosure, it is possible to reduce the capacity of the smoothing capacitor while avoiding deterioration of control accuracy.
  • the figure which shows the operation waveform example when the inverter part of FIG. 1 is controlled by the inverter current control system of FIG. The figure which provides the description of the arrangement variation of the current detection part in Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the power conversion device 1 is connected to the AC power supply 100 and the compressor 120.
  • the compressor 120 is an example of a load having periodic load torque fluctuations.
  • the compressor 120 has a motor 110.
  • the power conversion device 1 converts the power supply voltage applied from the AC power supply 100 into an AC voltage having a desired amplitude and phase and applies it to the motor 110.
  • the power conversion device 1 includes a converter unit 2, an inverter unit 3, a smoothing capacitor 4, a control unit 12, voltage detection units 9 and 11, and a zero-cross detection unit 10.
  • the motor drive device 50 is composed of the power conversion device 1 and the motor 110 included in the compressor 120.
  • the voltage detection unit 9 detects the power supply voltage Vs applied to the converter unit 2 from the AC power supply 100.
  • the zero-cross detection unit 10 generates a zero-cross signal Zc corresponding to the power supply voltage Vs of the AC power supply 100.
  • the zero cross signal Zc is, for example, a signal that outputs a “High” level when the power supply voltage Vs is positive, and is a signal that outputs a “Low” level when the power supply voltage Vs is negative. Note that these levels may be reversed.
  • the detected value of the power supply voltage Vs and the zero cross signal Zc are input to the control unit 12.
  • the converter unit 2 includes a rectifying unit 20 and a boosting unit 22.
  • the rectifying unit 20 includes four rectifying elements 20a that are bridge-connected.
  • the rectifying unit 20 rectifies the power supply voltage Vs applied from the AC power supply 100.
  • the booster unit 22 is connected to the output end of the rectifying unit 20.
  • the boosting unit 22 boosts the rectified voltage output from the rectifying unit 20, and applies the boosted boosted voltage to the smoothing capacitor 4.
  • FIG. 1 is an example in which the AC power supply 100 is a single-phase power supply. When the AC power supply 100 is a three-phase power supply, six rectifying elements 20a are used.
  • the arrangement and connection of the rectifying element 20a when the AC power supply 100 is a three-phase power supply are known, and the description thereof is omitted here.
  • the booster unit 22 has a reactor 22a, a rectifying element 22b, and a semiconductor switching element 22c.
  • the semiconductor switching element 22c is controlled to be turned on or off by the drive signal Gconv output from the control unit 12.
  • the semiconductor switching element 22c is controlled to be ON, the rectified voltage is short-circuited via the reactor 22a. This operation is called “power short circuit operation”.
  • the semiconductor switching element 22c is controlled off, the rectified voltage is applied to the smoothing capacitor 4 via the reactor 22a and the rectifying element 22b. This operation is a normal rectification operation. At this time, if energy is stored in the reactor 22a, the rectified voltage and the voltage generated in the reactor 22a are added and applied to the smoothing capacitor 4.
  • the booster unit 22 boosts the rectified voltage by alternately repeating the power short circuit operation and the rectified operation. This operation is called "boost operation".
  • boost operation By the boosting operation, the voltage across the smoothing capacitor 4 is boosted to a voltage higher than the power supply voltage Vs. Further, the boosting operation improves the power factor of the power supply current, which is the current flowing between the AC power supply 100 and the converter unit 2. That is, in the first embodiment, the boost control for boosting the boosting unit 22 is performed for boosting the rectified voltage and improving the power factor of the power supply current. By this control, the waveform of the power supply current can be made close to a sine wave.
  • the smoothing capacitor 4 is connected to the output end of the converter unit 2.
  • the smoothing capacitor 4 smoothes the rectified voltage output by the converter unit 2 to a DC voltage including ripple.
  • Examples of the smoothing capacitor 4 include an electric field capacitor and a film capacitor.
  • the voltage generated in the smoothing capacitor 4 is not a full-wave rectified waveform shape of the AC power supply 100, but a waveform shape in which a voltage ripple corresponding to the frequency of the AC power supply 100 is superimposed on the DC component, but it does not pulsate significantly.
  • the frequency of this voltage ripple is mainly composed of twice the frequency of the power supply voltage Vs when the AC power supply 100 is a single-phase power supply, and is mainly composed of a six-fold component when the AC power supply 100 is a three-phase power supply. ..
  • the amplitude of this voltage ripple is determined by the capacitance of the smoothing capacitor 4.
  • the voltage of the smoothing capacitor 4 is a voltage that pulsates in a range where the maximum value of the voltage ripple is less than twice the minimum value.
  • a voltage detection unit 11 is provided at both ends of the smoothing capacitor 4.
  • the voltage detection unit 11 detects the capacitor voltage Vdc, which is the voltage of the smoothing capacitor 4.
  • the detected value of the capacitor voltage Vdc is input to the control unit 12.
  • the inverter unit 3 is connected to both ends of the smoothing capacitor 4.
  • the inverter unit 3 has semiconductor switching elements Up, Un, Vp, Vn, Wp, and Wn connected to a three-phase bridge, and constitutes a bridge circuit. Freewheeling diodes connected in antiparallel are provided at both ends of each semiconductor switching element.
  • the semiconductor switching elements Up to Wn are controlled to be turned on or off by the drive signals Gup to Gwn output from the control unit 12.
  • the inverter unit 3 turns on and off the semiconductor switching elements Up to Wn, and converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor 4 into an AC voltage to the motor 110.
  • the semiconductor switching element 22c provided in the converter unit 2 is referred to as a "first semiconductor switching element”, and the semiconductor switching elements Up to Wn provided in the inverter unit 3 are referred to as "second semiconductor switching elements”. May be described.
  • the current detection unit 7 detects the converter current Iconv, which is the current flowing through the converter unit 2.
  • the converter current Iconv is also a current flowing between the rectifying unit 20 and the boosting unit 22.
  • the current detection unit 8 detects the inverter current Iinv, which is the current flowing through the inverter unit 3.
  • the inverter current Iinv is also a current flowing between the inverter unit 3 and the smoothing capacitor 4.
  • the converter current Iconv and the inverter current Iconv are input to the control unit 12.
  • the compressor 120 is a load having a motor 110.
  • An example of a load is an air conditioner.
  • the motor 110 is a motor for driving a compressor, the motor 110 rotates according to the amplitude and phase of the AC voltage applied from the inverter unit 3 to perform a compression operation.
  • the control unit 12 has a calculation unit 12a which is a calculation means.
  • An example of the arithmetic unit 12a is a microcomputer, but other than this, an arithmetic unit called a CPU (Central Processing Unit), a microprocessor, a DSP (Digital Signal Processor), or the like may be used.
  • the calculator 12a controls the operations of the converter unit 2 and the inverter unit 3.
  • the operations of the drive signals Gconv and Gup to Gwn output from the control unit 12 are generated by one arithmetic unit 12a. That is, the control calculation for controlling the operation of the converter unit 2 and the inverter unit 3 is performed by the same and common arithmetic unit 12a provided in the control unit 12.
  • the power conversion device 1 drives the semiconductor switching elements 22c provided in the booster unit 22 or the semiconductor switching elements Up to Wn provided in the inverter unit 3 at appropriate timings, and is suitable for the motor 110. Controls to flow current. This control is performed based on the detection value of the converter current Iconv detected by the current detection unit 7 and the detection value of the inverter current Iconv detected by the current detection unit 8.
  • a general power conversion device has a converter control system that controls the bus voltage, which is the voltage of the DC bus to which the smoothing capacitor 4 is connected, to a desired value.
  • control is performed based on the detection value of the current detection unit 7.
  • a sensorless control power conversion device which is a general power conversion device and does not have a position sensor or a speed sensor has an inverter control system for controlling the speed of the motor 110.
  • the control is performed based on the detection value of the current detection unit 8. That is, the power conversion device 1 according to the first embodiment controls the converter unit 2 or the inverter unit 3 by using the detection values of the existing current detection units 7 and 8.
  • the converter current Iconv is an example of a physical quantity representing the operating state of the converter unit 2
  • the inverter current Iconv is an example of a physical quantity representing the operating state of the inverter unit 3.
  • first physical quantity the physical quantity representing the operating state of the converter unit 2
  • second physical quantity the physical quantity representing the operating state of the inverter unit 3
  • other physical quantities may be used instead of these physical quantities.
  • first physical quantity is the electric power transferred between the converter unit 2 and the smoothing capacitor 4.
  • Another example of the second physical quantity is the electric power transferred between the smoothing capacitor 4 and the inverter unit 3.
  • Ic Iconv-Iinv ... (1)
  • the polarity of the capacitor current Ic is defined as positive in the direction of flowing into the positive electrode of the smoothing capacitor 4, that is, the direction of the charging current.
  • the polarity of the converter current Iconv defines the direction in which the current flows from the converter unit 2 to the smoothing capacitor 4 as positive.
  • the polarity of the inverter current Iinv defines the direction in which the current flows from the smoothing capacitor 4 to the inverter section 3 as positive.
  • the capacitor current Ic may be reduced.
  • the converter current Iconv and the inverter current Iconv may be equal to each other.
  • a control method for equalizing the converter current Iconv and the inverter current Iconv will be described.
  • the boost control is performed in order to boost the rectified voltage and improve the power factor of the power supply current.
  • it is the converter current Iconv, the bus voltage, the phase of the power supply voltage Vs, and the like that determine the on / off timing of the semiconductor switching element 22c of the converter unit 2. Therefore, a control system as shown in FIG. 2 can be considered. That is, FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the converter current control system 60 according to the first embodiment.
  • Vdc the bus voltage
  • the bus voltage is equal to the capacitor voltage Vdc.
  • the converter current control system 60 is configured as a control system in which the bus voltage control is a major loop and the power supply current control is a minor loop.
  • the current command value Is * is generated based on the difference between the bus voltage command value Vdc * and the bus voltage Vdc.
  • the bus voltage control block 61 can be configured using, for example, a Proportional Integral (PI) controller.
  • the power supply current command value Isin * is generated by multiplying the current command value Is * by
  • phase ⁇ s represents the phase of the power supply voltage Vs.
  • the phase ⁇ s can be obtained by a phase calculation based on the zero cross signal Zc acquired from the zero cross detection unit 10.
  • a phase synchronization (Phase Lock Loop: PLL) process can be used for the phase operation.
  • FIG. 3 is a diagram showing a first configuration example of the pulsation compensation block 62 in the converter current control system 60 of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing a second configuration example of the pulsation compensation block 62 in the converter current control system 60 of the first embodiment.
  • FIG. 3 is an example in which control with the converter current Iconv as the control target and the inverter current Iconv as the target value is configured by the PI controller.
  • FIG. 4 is an example in which the control with the converter current Iconv as the control target and the inverter current Iconv as the target value is configured by the P controller. Needless to say, these controllers are merely examples for matching the converter current Iconv with the inverter current Iconv, and are not limited to these examples.
  • the compensation amount Iconv_rip of the converter current Iconv is added to the power supply current command value Isin * , and the converter current Iconv is subtracted from the added value to be input to the power supply current control block 63.
  • the power supply current control block 63 can also be configured by the PI controller.
  • the duty command D * is generated and input to the PWM control block 64.
  • a drive signal Gconv is generated.
  • the compensation amount Iconv_rip of the converter current Iconv such that the converter current Iconv and the inverter current Iconv match is calculated. Then, on or off of the semiconductor switching element 22c is controlled by a pulse width modulation (PWM) signal so that a desired converter current Iconv to which the compensation amount Iconv_rip is added is realized.
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the inverter current control system 80 according to the first embodiment.
  • the inverter current control system 80 generates three-phase voltage command values vu * , vv * , and vw * , which are command values of the motor applied voltage for rotating the motor 110 at a desired rotation speed. Therefore, the dq-axis current id and iq of the rotation coordinate system are calculated. Then, the drive signals Gup to Gwn for the semiconductor switching elements Up to Wn are generated by PWM control so that the desired dq axis currents id and iq are realized.
  • Iu, Iv, Iw is a current value in a stationary three-phase coordinate system.
  • Uvw / dq means the process of converting the value of the stationary three-phase coordinate system into the value of the dq rotating coordinate system, and
  • dq / uvw means converting the value of the dq rotating coordinate system into the value of the stationary three-phase coordinate system. Means the processing to be done.
  • Id * , iq * , vd * , vq * are the d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, and the q-axis voltage command value in the dq rotating coordinate system, respectively.
  • ⁇ * , ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ are the command value of the rotation speed, the estimated value of the rotation speed, and the estimated position of the rotor of the motor 110, respectively.
  • FIG. 6 is a diagram showing a first configuration example of the pulsation compensation block 82 in the inverter current control system 80 of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a second configuration example of the pulsation compensation block 82 in the inverter current control system 80 of the first embodiment.
  • FIG. 6 is an example in which the control with the inverter current Iinv as the control target and the converter current Iconv as the target value is configured by the PI controller.
  • FIG. 7 is an example in which the control with the inverter current Iinv as the control target and the converter current Iconv as the target value is configured by the P controller. Needless to say, these controllers are merely examples for matching the inverter current Iinv with the converter current Iconv, and are not limited to these examples.
  • the compensation amount Iinv_rip of the inverter current Iinv is added to the q-axis current command value Iq * , and the q-axis current iq is subtracted from the added value to be input to the current control block 84.
  • the current control block 84 can also be configured with a PI controller.
  • the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are generated, and are converted into the three-phase voltage command values vu * , vv * , vw * by the coordinate conversion block 85 to be converted into the PWM control block. It is input to 86.
  • drive signals Gup to Gwn are generated based on the capacitor voltage Vdc.
  • the compensation amount Iinv_rip of the inverter current Iinv such that the inverter current Iinv and the converter current Iconv match is calculated. Then, on or off of the semiconductor switching elements Up to Wn is controlled by the PWM signal so that the desired inverter current Iinv in which the compensation amount Iinv_rip is added is realized.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of an operation waveform when the converter unit 2 of FIG. 1 is controlled by the converter current control system 60 of FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 8 indicates time, and one division on the horizontal axis is on the order of several milliseconds.
  • the vertical axis shows the amplitude of each waveform. Specifically, the carrier and the duty command D * are shown in the upper part, the drive signal Gconv is shown in the middle part, and the converter current Iconv is shown in the lower part.
  • the semiconductor switching element 22c is turned on when the amplitude of the duty command D * is larger than the amplitude of the carrier, and the semiconductor switching element 22c is turned on when the amplitude of the duty command D * is smaller than the amplitude of the carrier. Turn off.
  • the semiconductor switching element 22c is turned on, the converter current Iconv increases, and when the semiconductor switching element 22c is turned off, the converter current Iconv decreases. Therefore, the converter current Iconv has a waveform including ripples.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of an operation waveform when the inverter unit 3 of FIG. 1 is controlled by the inverter current control system 80 of FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 9 indicates time, and one division on the horizontal axis is on the order of several tens of microseconds.
  • the vertical axis shows the amplitude of each waveform. Specifically, in the upper part, the carrier is shown by a thick solid line, the U-phase voltage command value is shown by a solid line, the V-phase voltage command value is shown by a one-dot chain line, and the W-phase voltage command value is shown by a two-dot chain line. Has been done.
  • the U-phase drive signal Gup is shown in the middle and upper stages
  • the V-phase drive signal Gvp is shown in the middle stage
  • the W-phase drive signal Gwp is shown in the middle and lower stages.
  • the inverter current Iinv is shown in the lower part.
  • the place described as "iu” means that the U-phase current iu flowing in the U-phase of the motor 110 is detected as the inverter current Iinv. Further, in the place described as "-iw", the W phase current iw flowing in the W phase of the motor 110 is detected as the inverter current Iinv, and the polarity of the current is opposite to that of the U phase current iu. Means.
  • the detectable motor current phase of the inverter current Iinv changes according to the driving state of the semiconductor switching elements Up to Wn. Therefore, when detecting the inverter current Iinv, it is necessary to set the timing of the current detection according to the switching state of the inverter unit 3.
  • the arithmetic unit that controls the converter unit 2 and the arithmetic unit that controls the inverter unit 3 are realized by different arithmetic units.
  • the arithmetic unit that controls the converter unit 2 does not know the timing for driving the semiconductor switching elements Up to Wn of the inverter unit 3.
  • the control intervals between the two are significantly different. Therefore, it is difficult to match the sampling timings of both.
  • the arithmetic unit that controls the converter unit 2 and the arithmetic unit that controls the inverter unit 3 are realized by one arithmetic unit instead of different arithmetic units as in this paper, the above-mentioned problem is solved. be able to. Further, when realized by one arithmetic unit, this one arithmetic unit can easily grasp the timing of driving the semiconductor switching elements Up to Wn of the inverter unit 3 when controlling the converter unit 2. As a result, the converter current Iconv and the inverter current Iconv can be acquired at appropriate timings, so that it is possible to improve the accuracy of control that reduces the capacitor current Ic.
  • the compressor has been described as an example of the load, but the present invention is not limited to this.
  • the control method described above can be applied to rotation control of a motor that drives a mechanism such as a compressor that generates periodic torque pulsations.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the arrangement variation of the current detection units 7 and 8 in the first embodiment.
  • the current detection unit 7 in FIG. 1 is an example of being arranged at the position A1 in the circuit diagram shown in FIG. 10, but instead of this, it may be arranged at any of the positions A2 to A4.
  • the current detection unit 8 in FIG. 1 is an example of being arranged at the position B1 of the circuit diagram shown in FIG. 10, but instead of this, it may be arranged at at least two of the positions B2 to B4.
  • the arithmetic unit 12a in the first embodiment needs to detect the converter current Iconv and the inverter current Iconv in accordance with the timing of conduction or non-conduction of the semiconductor switching element 22c provided in the converter unit 2.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of the power conversion device 1A according to the modified example of the first embodiment.
  • the converter unit 2 is replaced with the converter unit 2A.
  • the booster unit 22 is replaced with the booster unit 22A and the reactor 5.
  • the reactor 5 is arranged between the AC power supply 100 and the rectifying unit 20.
  • the converter unit 2A is a component unit having both a rectifying function and a boosting function, similar to the converter unit 2 shown in FIG.
  • the booster unit 22A has four rectifying elements 20b and a semiconductor switching element 24.
  • the booster unit 22A is connected in parallel with the rectifying unit 20.
  • Other configurations are the same as or equivalent to the power conversion device 1 shown in FIG. 1, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals.
  • the converter current Iconv can be detected by providing a detector at any of the positions D1 to D5. Further, regarding the inverter current Iinv, the inverter current inv can be detected by providing a detector at at least two of the positions B1 or B2 to B4.
  • the arithmetic unit 12a in the first embodiment needs to detect the converter current Iconv and the inverter current Iconv according to the timing of conduction or non-conduction of the semiconductor switching element 24 provided in the converter unit 2A.
  • the detector is placed at an appropriate position according to the application.
  • the converter current Iconv and the inverter current Iconv can be acquired at appropriate timings without being limited to the position of the detector. This has the effect of suppressing the occurrence of additional costs in the circuit.
  • the first physical quantity representing the operating state of the converter unit and the second physical quantity representing the operating state of the inverter unit are equal. It is provided with one arithmetic unit that is controlled so as to be.
  • One arithmetic unit can grasp the timing of driving the semiconductor switching element of the inverter unit when controlling the converter unit. As a result, the detected value of the converter current and the detected value of the inverter current can be acquired at an appropriate timing, so that the capacitor current can be reduced with high accuracy. Therefore, if the power conversion device according to the first embodiment is used, it is possible to reduce the capacity of the smoothing capacitor while avoiding deterioration of control accuracy.
  • the control method of the first embodiment does not set the capacitor current as the target value as in Patent Document 1, but obtains a first physical quantity corresponding to the converter current and a second physical quantity corresponding to the inverter current. It is a method to control. Further, in this control method, the target value is not a fixed value but constantly fluctuates, and as shown in FIGS. 4 and 7, integral control is not essential. Therefore, as compared with Patent Document 1 in which integral control is indispensable, the control configuration becomes easier, and the risk of deterioration of control accuracy and control failure is reduced. As a result, it is possible to avoid deterioration of control accuracy and occurrence of control failure. Further, in this control method, the capacitor current can be ideally set to 0, so that the life of the smoothing capacitor can be extended.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of the refrigeration cycle application device 900 according to the second embodiment.
  • the refrigeration cycle application device 900 according to the second embodiment includes the power conversion device 1 described in the first embodiment.
  • the refrigeration cycle application device 900 according to the first embodiment can be applied to products including a refrigeration cycle such as an air conditioner, a refrigerator, a freezer, and a heat pump water heater.
  • a refrigeration cycle such as an air conditioner, a refrigerator, a freezer, and a heat pump water heater.
  • the components having the same functions as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals as those of the first embodiment.
  • the compressor 120 having a built-in motor 110, the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, and the outdoor heat exchanger 910 form a refrigerant pipe 912 according to the first embodiment. It is attached via.
  • a compression mechanism 904 for compressing the refrigerant and a motor 110 for operating the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 120.
  • the refrigeration cycle applicable device 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902.
  • the compression mechanism 904 is driven by a motor 110 that is controlled at a variable speed.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910 and the four-way valve 902. Return to the compression mechanism 904.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906 and the four-way valve 902. Return to the compression mechanism 904.
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 depressurizes the refrigerant and expands it.
  • the refrigeration cycle application device 900 according to the second embodiment has been described as having the power conversion device 1 described in the first embodiment, the present invention is not limited to this.
  • the power conversion device 1A shown in FIG. 11 may be provided. Further, as long as the control method of the first embodiment can be applied, a power conversion device other than the power conversion devices 1 and 1A may be used.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example, and can be combined with another known technique, and a part of the configuration is omitted or changed without departing from the gist. It is also possible.

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Abstract

電力変換装置（１）は、コンバータ部（２）、平滑コンデンサ（４）、インバータ部（３）及び１つの演算器（１２ａ）を備える。コンバータ部（２）は、スイッチング素子（２２ｃ）を有し、交流電源（１００）から印加される電源電圧を整流する。平滑コンデンサ（４）は、コンバータ部（２）が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。インバータ部（３）は、平滑コンデンサ（４）によって平滑された直流電圧をモータ（１１０）への交流電圧に変換する。演算器（１２ａ）は、コンバータ部（２）の動作状態を表す第１の物理量と、インバータ部（３）の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　電力変換装置は、交流電源の電圧である電源電圧を整流するコンバータ部と、コンバータ部が出力する整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサを介して出力される直流電圧を負荷への交流電圧に変換するインバータ部と、を備える。即ち、電力変換装置は、コンバータ部とインバータ部との間に、コンバータ部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサを有している。
　この種の電力変換装置において、コンバータ部が出力する整流電圧が平滑コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧よりも小さくなる期間では、平滑コンデンサからインバータ部への電力供給が行われる。従って、平滑コンデンサには放電電流が流れる。また、整流電圧がコンデンサ電圧よりも大きくなる期間では、交流電源からインバータ部への電力供給が行われる。このとき、平滑コンデンサには充電電流が流れる。このようにして、電力変換装置は、インバータ部から負荷への電力供給を継続的に実施する。
　平滑コンデンサが寿命部品であることは、一般的に知られている。平滑コンデンサに流れる電流であるコンデンサ電流は、平滑コンデンサの寿命を決める要因の１つである。このため、コンデンサ電流を小さくできれば、平滑コンデンサをより高寿命とすることが可能である。ところが、コンデンサ電流を小さくするには、平滑コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。静電容量が大きくなると、平滑コンデンサの高コスト化が課題となる。
　このような技術的背景の下、下記特許文献１には、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、コンバータ回路の直流側に並列接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御する電力変換装置が記載されている。この電力変換装置では、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を検出し、検出したコンデンサ電流を設定値に制御することにより、平滑コンデンサを小容量化できるとしている。
特開２００６－６７７５４号公報
　しかしながら、特許文献１の手法は、コンデンサ電流を設定値、即ち指令値に追従させる手法である。コンデンサ電流を指令値に追従させる場合、目標値は０固定となる。この場合、制御器を固定値である目標値に追従させ、且つ収束させるには、積分（Ｉｎｔｅｇｒａｌ：Ｉ）制御器が必要になる。ところが、運転時の負荷又は運転時の環境から、コンデンサ電流を０にできない場合、Ｉ制御器の出力が増加して飽和するので、制御精度が劣化するおそれがある。
　また、特許文献１の手法では、コンバータ電流及びインバータ電流の検出値を得るタイミングについての検討は、為されていない。電力変換装置において、コンバータ電流の検出とインバータ電流の検出とは非同期で行われるのが一般的である。ところが、コンバータ電流の検出とインバータ電流の検出とを非同期で行うと、制御系でコンデンサ電流を０に制御しても、実際の回路上の動作ではタイムラグが生じるので、瞬時的に見るとコンデンサ電流を０に制御できているとは言い難い。この観点に鑑みて見ても、制御精度が劣化するおそれがある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、制御精度の劣化を回避しつつ、平滑コンデンサの小容量化を可能とする電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、コンバータ部、平滑コンデンサ、インバータ部及び１つの演算器を備える。コンバータ部は、少なくとも１つの第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流する。平滑コンデンサは、コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。インバータ部は、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧をモータへの交流電圧に変換する。１つの演算器は、コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する。
　本開示に係る電力変換装置によれば、制御精度の劣化を回避しつつ、平滑コンデンサを小容量化できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１におけるコンバータ電流制御系の構成例を示す図 実施の形態１のコンバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第１の構成例を示す図 実施の形態１のコンバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第２の構成例を示す図 実施の形態１におけるインバータ電流制御系の構成例を示す図 実施の形態１のインバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第１の構成例を示す図 実施の形態１のインバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第２の構成例を示す図 図１のコンバータ部が図２のコンバータ電流制御系によって制御されるときの動作波形例を示す図 図１のインバータ部が図５のインバータ電流制御系によって制御されるときの動作波形例を示す図 実施の形態１における電流検出部の配置バリエーションの説明に供する図 実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、交流電源１００及び圧縮機１２０に接続される。圧縮機１２０は、周期的な負荷トルクの変動を有する負荷の一例である。圧縮機１２０は、モータ１１０を有する。電力変換装置１は、交流電源１００から印加される電源電圧を所望の振幅及び位相を有する交流電圧に変換してモータ１１０に印加する。
　電力変換装置１は、コンバータ部２と、インバータ部３と、平滑コンデンサ４と、制御部１２と、電圧検出部９，１１と、ゼロクロス検出部１０とを備える。電力変換装置１と、圧縮機１２０が備えるモータ１１０とによって、モータ駆動装置５０が構成される。
　電圧検出部９は、交流電源１００からコンバータ部２に印加される電源電圧Ｖｓを検出する。ゼロクロス検出部１０は、交流電源１００の電源電圧Ｖｓに応じたゼロクロス信号Ｚｃを生成する。ゼロクロス信号Ｚｃは、例えば電源電圧Ｖｓが正極性のときは“Ｈｉｇｈ”レベルを出力する信号であり、電源電圧Ｖｓが負極性のときは“Ｌｏｗ”レベルを出力する信号である。なお、これらのレベルは逆でもよい。電源電圧Ｖｓの検出値及びゼロクロス信号Ｚｃは、制御部１２に入力される。
　コンバータ部２は、整流部２０と、昇圧部２２とを備える。整流部２０は、ブリッジ接続される４つの整流素子２０ａを備える。整流部２０は、交流電源１００から印加される電源電圧Ｖｓを整流する。昇圧部２２は、整流部２０の出力端に接続される。昇圧部２２は、整流部２０から出力される整流電圧を昇圧し、昇圧した昇圧電圧を平滑コンデンサ４に印加する。なお、図１は、交流電源１００が単相電源である場合の例である。交流電源１００が三相電源である場合、６つの整流素子２０ａが用いられる。交流電源１００が三相電源である場合の整流素子２０ａの配置及び接続は公知であり、ここでの説明は割愛する。
　昇圧部２２は、リアクトル２２ａ、整流素子２２ｂ及び半導体スイッチング素子２２ｃを有する。昇圧部２２では、制御部１２から出力される駆動信号Ｇｃｏｎｖによって、半導体スイッチング素子２２ｃがオン又はオフに制御される。半導体スイッチング素子２２ｃがオンに制御されると、整流電圧はリアクトル２２ａを介して短絡される。この動作は「電源短絡動作」と呼ばれる。半導体スイッチング素子２２ｃがオフに制御されると、整流電圧は、リアクトル２２ａ及び整流素子２２ｂを介して平滑コンデンサ４に印加される。この動作は通常の整流動作である。このとき、リアクトル２２ａにエネルギーが蓄積されていれば、整流電圧とリアクトル２２ａに発生する電圧とが加算されて平滑コンデンサ４に印加される。
　昇圧部２２は、電源短絡動作と整流動作とを交互に繰り返すことによって、整流電圧を昇圧する。この動作は「昇圧動作」と呼ばれる。昇圧動作によって、平滑コンデンサ４の両端電圧は、電源電圧Ｖｓよりも高い電圧に昇圧される。また、昇圧動作によって、交流電源１００とコンバータ部２との間に流れる電流である電源電流の力率が改善される。即ち、実施の形態１において、昇圧部２２を昇圧動作させる昇圧制御は、整流電圧の昇圧及び電源電流の力率改善のために行う。この制御により、電源電流の波形を正弦波に近づけることができる。
　平滑コンデンサ４は、コンバータ部２の出力端に接続される。平滑コンデンサ４は、コンバータ部２が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。平滑コンデンサ４としては、電界コンデンサ、フィルムコンデンサなどが例示される。
　平滑コンデンサ４に発生する電圧は、交流電源１００の全波整流波形形状ではなく、直流成分に交流電源１００の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となるが、大きくは脈動しない。この電圧リプルの周波数は、交流電源１００が単相電源の場合は、電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分が主成分となり、交流電源１００が三相電源の場合は６倍成分が主成分となる。交流電源１００から入力される電力及びインバータ部３から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅は平滑コンデンサ４の静電容量によって決まる。但し、前述したように、本開示に係る電力変換装置では、平滑コンデンサ４の高コスト化を抑制するため、静電容量が大きくなるのを回避する。これにより、平滑コンデンサ４には、ある程度の電圧リプルが発生する。例えば、平滑コンデンサ４の電圧は、電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動する電圧となる。
　平滑コンデンサ４の両端には、電圧検出部１１が設けられている。電圧検出部１１は、平滑コンデンサ４の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する。コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値は、制御部１２に入力される。
　インバータ部３は、平滑コンデンサ４の両端に接続される。インバータ部３は、三相ブリッジ接続される半導体スイッチング素子Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを有して、ブリッジ回路を構成する。各半導体スイッチング素子の両端には、逆並列接続される還流ダイオードが設けられている。インバータ部３では、制御部１２から出力される駆動信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎによって、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎがオン又はオフに制御される。インバータ部３は、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎをオンオフし、平滑コンデンサ４によって平滑された直流電圧をモータ１１０への交流電圧に変換する。
　なお、本稿では、コンバータ部２に具備される半導体スイッチング素子２２ｃを「第１の半導体スイッチング素子」と記載し、インバータ部３に具備される半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを「第２の半導体スイッチング素子」と記載する場合がある。
　電流検出部７は、コンバータ部２に流れる電流であるコンバータ電流Ｉｃｏｎｖを検出する。コンバータ電流Ｉｃｏｎｖは、整流部２０と昇圧部２２との間に流れる電流でもある。電流検出部８は、インバータ部３に流れる電流であるインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する。インバータ電流Ｉｉｎｖは、インバータ部３と平滑コンデンサ４との間に流れる電流でもある。コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖは、制御部１２に入力される。
　圧縮機１２０は、モータ１１０を有する負荷である。負荷の一例は、空気調和機である。モータ１１０が圧縮機駆動用のモータである場合、モータ１１０は、インバータ部３から印加される交流電圧の振幅及び位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。
　制御部１２は、演算手段である演算器１２ａを有する。演算器１２ａの一例は、マイクロコンピュータであるが、これ以外にも、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称される演算手段であってもよい。演算器１２ａは、コンバータ部２及びインバータ部３の動作を制御する。制御部１２から出力される駆動信号Ｇｃｏｎｖ，Ｇｕｐ～Ｇｗｎの演算は、１つの演算器１２ａによって生成される。即ち、コンバータ部２及びインバータ部３の動作を制御するための制御演算は、制御部１２に具備される同一且つ共通の演算器１２ａによって実施される。
　実施の形態１に係る電力変換装置１は、昇圧部２２に具備される半導体スイッチング素子２２ｃ又はインバータ部３に具備される半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを適切なタイミングで駆動し、モータ１１０に適切な電流を流すための制御を行う。この制御は、電流検出部７によって検出されるコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値と、電流検出部８によって検出されるインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値とに基づいて行われる。
　一般的な電力変換装置では、平滑コンデンサ４が接続される直流母線の電圧である母線電圧を所望の値に制御するコンバータ制御系を有している。この種のコンバータ制御系では、電流検出部７の検出値に基づく制御が行われる。また、一般的な電力変換装置であって、位置センサ又は速度センサを有さないセンサレス制御の電力変換装置では、モータ１１０の速度制御を行うためのインバータ制御系を有している。この種のインバータ制御系では、制御系の内部で推定した速度推定値を速度指令値に一致させる制御を行うため、電流検出部８の検出値に基づく制御が行われる。即ち、実施の形態１に係る電力変換装置１は、既存の電流検出部７，８の検出値を利用してコンバータ部２又はインバータ部３の制御を行う。
　コンバータ電流Ｉｃｏｎｖはコンバータ部２の動作状態を表す物理量の一例であり、インバータ電流Ｉｉｎｖはインバータ部３の動作状態を表す物理量の一例である。本稿では、これらの２つの物理量を区別するため、コンバータ部２の動作状態を表す物理量を「第１の物理量」と記載し、インバータ部３の動作状態を表す物理量を「第２の物理量」と記載する場合がある。なお、これらの物理量に代え、他の物理量を用いてもよい。第１の物理量の他の例としては、コンバータ部２と平滑コンデンサ４との間で授受される電力が挙げられる。第２の物理量の他の例としては、平滑コンデンサ４とインバータ部３との間で授受される電力が挙げられる。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１の要部の構成及び動作について説明する。以下、平滑コンデンサに流れる電流を「Ｉｃ」で表す。
　まず、昇圧部２２において、半導体スイッチング素子２２ｃが非導通の場合、コンデンサ電流Ｉｃ、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖの間には、以下の（１）式の関係が成り立つ。
　Ｉｃ＝Ｉｃｏｎｖ－Ｉｉｎｖ　　…（１）
　上記（１）式において、コンデンサ電流Ｉｃの極性は、平滑コンデンサ４の正極に流れ込む方向、即ち充電電流の方向を正と定義する。コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの極性は、コンバータ部２から平滑コンデンサ４に電流が流れ込む方向を正と定義する。インバータ電流Ｉｉｎｖの極性は、平滑コンデンサ４からインバータ部３に電流が流れ出す方向を正と定義する。
　平滑コンデンサ４を長寿命化するには、コンデンサ電流Ｉｃを小さくすればよい。これは、上記（１）式より明白なように、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとを等しくすればよい。以下、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとを等しくする制御手法について記載する。
　前述したとおり、実施の形態１では、整流電圧の昇圧及び電源電流の力率改善のために昇圧制御を行う。このとき、コンバータ部２の半導体スイッチング素子２２ｃのオン及びオフのタイミングを決めるのは、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ、母線電圧、電源電圧Ｖｓの位相等である。このため、図２に示すような制御系が考えられる。即ち、図２は、実施の形態１におけるコンバータ電流制御系６０の構成例を示す図である。
　図２に示すコンバータ電流制御系６０の動作について説明する。以下の説明では、“Ｖｄｃ”を母線電圧として説明する。なお、図１の構成では、母線電圧は、コンデンサ電圧Ｖｄｃに等しい。
　コンバータ電流制御系６０は、図２に示すように、母線電圧制御をメジャーループとし、電源電流制御をマイナーループとした制御系として構成されている。
　母線電圧制御ブロック６１では、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊と母線電圧Ｖｄｃとの差分に基づいて電流指令値Ｉｓ＊が生成される。母線電圧制御ブロック６１は、例えば比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器を用いて構成することができる。電源電流指令値Ｉｓｉｎ＊は、電流指令値Ｉｓ＊に正弦波信号ｓｉｎθｓの絶対値である｜ｓｉｎθｓ｜を乗算することで生成される。
　θｓは、電源電圧Ｖｓの位相を表している。位相θｓは、ゼロクロス検出部１０から取得したゼロクロス信号Ｚｃに基づく位相演算によって求めることができる。位相演算は、位相同期（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋ　Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）処理を用いることができる。
　ここで、図２に示される脈動補償ブロック６２に着目する。脈動補償ブロック６２では、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとが一致するようなコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐが演算される。脈動補償ブロック６２の構成例を図３及び図４に示す。図３は、実施の形態１のコンバータ電流制御系６０における脈動補償ブロック６２の第１の構成例を示す図である。図４は、実施の形態１のコンバータ電流制御系６０における脈動補償ブロック６２の第２の構成例を示す図である。
　図３は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを制御対象とし、インバータ電流Ｉｉｎｖを目標値とする制御をＰＩ制御器で構成した例である。また、図４は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを制御対象とし、インバータ電流Ｉｉｎｖを目標値とする制御をＰ制御器で構成した例である。なお、これらの制御器は、あくまで、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖをインバータ電流Ｉｉｎｖに一致させるための一例であり、これらの例に限定されないことは言うまでもない。
　図２に戻り、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐは、電源電流指令値Ｉｓｉｎ＊に加算され、その加算値からコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが減算されて電源電流制御ブロック６３の入力とされる。電源電流制御ブロック６３も、ＰＩ制御器で構成することができる。電源電流制御ブロック６３では、デューティ指令Ｄ＊が生成され、ＰＷＭ制御ブロック６４に入力される。ＰＷＭ制御ブロック６４では、駆動信号Ｇｃｏｎｖが生成される。
　上記のように、図２に示すコンバータ電流制御系６０では、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとが一致するようなコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐが演算される。そして、この補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐが加味された所望のコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが実現されるように半導体スイッチング素子２２ｃのオン又はオフがパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号によって制御される。
　これまでの説明は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを制御対象とする制御系の説明であった。次に、インバータ電流Ｉｉｎｖを制御対象とする制御系の構成及び動作について説明する。図５は、実施の形態１におけるインバータ電流制御系８０の構成例を示す図である。
　インバータ電流制御系８０では、図５に示すように、モータ１１０を所望の回転速度で回転させるためのモータ印加電圧の指令値である三相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成するため、回転座標系のｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑが算出される。そして、所望のｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑが実現されるように、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎに対する駆動信号Ｇｕｐ～ＧｗｎがＰＷＭ制御によって生成される。
　ここで、図５に使用されている記号について補足する。「Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ」は、静止三相座標系における電流値である。「ｕｖｗ／ｄｑ」は静止三相座標系の値をｄｑ回転座標系の値に変換する処理を意味し、「ｄｑ／ｕｖｗ」はｄｑ回転座標系の値を静止三相座標系の値に変換する処理を意味する。「ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｖｄ＊，ｖｑ＊」は、それぞれｄｑ回転座標系における、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値である。「ω＊，ω＾，θ＾」は、それぞれ回転速度の指令値、回転速度の推定値、モータ１１０の回転子の推定位置である。
　ここで、図５に示される脈動補償ブロック８２に着目する。脈動補償ブロック８２では、インバータ電流Ｉｉｎｖとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖとが一致するようなインバータ電流Ｉｉｎｖの補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐが演算される。脈動補償ブロック８２の構成例を図６及び図７に示す。図６は、実施の形態１のインバータ電流制御系８０における脈動補償ブロック８２の第１の構成例を示す図である。図７は、実施の形態１のインバータ電流制御系８０における脈動補償ブロック８２の第２の構成例を示す図である。
　図６は、インバータ電流Ｉｉｎｖを制御対象とし、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを目標値とする制御をＰＩ制御器で構成した例である。また、図７は、インバータ電流Ｉｉｎｖを制御対象とし、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを目標値とする制御をＰ制御器で構成した例である。なお、これらの制御器は、あくまで、インバータ電流Ｉｉｎｖをコンバータ電流Ｉｃｏｎｖに一致させるための一例であり、これらの例に限定されないことは言うまでもない。
　図５に戻り、インバータ電流Ｉｉｎｖの補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算され、その加算値からｑ軸電流ｉｑが減算されて電流制御ブロック８４の入力とされる。電流制御ブロック８４も、ＰＩ制御器で構成することができる。電流制御ブロック８４では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊が生成され、座標変換ブロック８５で三相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換されてＰＷＭ制御ブロック８６に入力される。ＰＷＭ制御ブロック８６では、コンデンサ電圧Ｖｄｃに基づいて駆動信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎが生成される。
　上記のように、図５に示すインバータ電流制御系８０では、インバータ電流Ｉｉｎｖとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖとが一致するようなインバータ電流Ｉｉｎｖの補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐが演算される。そして、この補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐが加味された所望のインバータ電流Ｉｉｎｖが実現されるように半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎのオン又はオフがＰＷＭ信号によって制御される。
　図８は、図１のコンバータ部２が図２のコンバータ電流制御系６０によって制御されるときの動作波形例を示す図である。図８の横軸は時間を示しており、横軸の１ディビジョンは、数ミリ秒のオーダである。また、縦軸には各波形の振幅が示されている。具体的に、上段部にはキャリア及びデューティ指令Ｄ＊が示され、中段部には駆動信号Ｇｃｏｎｖが示され、下段部にはコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが示されている。
　図８の波形例では、デューティ指令Ｄ＊の振幅がキャリアの振幅よりも大きいときに半導体スイッチング素子２２ｃがオンし、デューティ指令Ｄ＊の振幅がキャリアの振幅よりも小さいときに半導体スイッチング素子２２ｃがオフする。半導体スイッチング素子２２ｃがオンするとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖは上昇し、半導体スイッチング素子２２ｃがオフするとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが下降する。このため、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖは、リプルを含む波形となる。
　また、図９は、図１のインバータ部３が図５のインバータ電流制御系８０によって制御されるときの動作波形例を示す図である。図９の横軸は時間を示しており、横軸の１ディビジョンは、数十マイクロ秒のオーダである。また、縦軸には各波形の振幅が示されている。具体的に、上段部では、キャリアが太実線で示され、Ｕ相電圧指令値が実線で示され、Ｖ相電圧指令値が一点鎖線で示され、Ｗ相電圧指令値が二点鎖線で示されている。また、中上段部にはＵ相の駆動信号Ｇｕｐが示され、中段部にはＶ相の駆動信号Ｇｖｐが示され、中下段部にはＷ相の駆動信号Ｇｗｐが示されている。また、下段部には、インバータ電流Ｉｉｎｖが示されている。
　図９において、「ｉｕ」と記載されている箇所は、インバータ電流Ｉｉｎｖとして、モータ１１０のＵ相に流れるＵ相電流ｉｕが検出されることを意味している。また、「－ｉｗ」と記載されている箇所は、インバータ電流Ｉｉｎｖとして、モータ１１０のＷ相に流れるＷ相電流ｉｗが検出され、且つその電流の極性はＵ相電流ｉｕとは逆であることを意味している。この例のように、インバータ電流Ｉｉｎｖは、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎの駆動状態に応じて検出可能なモータ電流相が変化する。このため、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出する際には、インバータ部３のスイッチング状態に応じた電流検出のタイミングを設定する必要がある。
　従って、前述のようにインバータ電流Ｉｉｎｖ及びコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの各検出値を使用して平滑コンデンサ４のコンデンサ電流Ｉｃを低減する場合、各々の検出値のサンプリングタイミングを合わせる必要がある。一方、図９で示した通り、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出には制約がある。このため、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出値を得るサンプリングタイムの制約に応じて、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値を得るサンプリングタイミングを設定する必要がある。
　ここで、例えばコンバータ部２を制御する演算器と、インバータ部３を制御する演算器とを異なる演算器で実現した場合を考える。この場合、コンバータ部２を制御する演算器には、インバータ部３の半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを駆動するタイミングが分からない。また、図８及び図９に示されるように、両者の制御間隔は大きく異なる。このため、両者のサンプリングタイミングを合わせることは困難である。
　また、両者の演算器間で情報のやり取りを行うことも考えられる。しかしながら、動作クロックの違い、プロセッサ能力の差異、両者の温度特性の差異などを考慮する必要があり、回路構成が複雑化する。また、幾つかの検出器については、両者の演算器と検出器とを結ぶ配線が必要となり、配線が複雑化し、コスト増に繋がる。
　これに対し、本稿のように、コンバータ部２を制御する演算器と、インバータ部３を制御する演算器とを異なる演算器ではなく、１つの演算器で実現した場合、上述した問題を解決することができる。また、１つの演算器で実現した場合、この１つの演算器は、コンバータ部２を制御する際に、インバータ部３の半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを駆動するタイミングを容易に把握することができる。これにより、適切なタイミングでコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを取得することができるので、コンデンサ電流Ｉｃを低減する制御の高精度化を図ることが可能となる。
　なお、上記では、圧縮機を負荷の一例として説明したが、これに限定されない。上述した制御手法は、圧縮機を初めとする周期的なトルク脈動が発生する機構を駆動するモータの回転制御に適用可能である。
　また、図１では、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを検出する電流検出部７を整流部２０と昇圧部２２との間の低電位側の直流母線に配置し、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出部８を平滑コンデンサ４とインバータ部３との間の低電位側の直流母線に配置する例を示したが、これに限定されない。図１０は、実施の形態１における電流検出部７，８の配置バリエーションの説明に供する図である。図１における電流検出部７は、図１０に示す回路図の位置Ａ１に配置した例であるが、これに代え、位置Ａ２～Ａ４のうちの何れかに配置してもよい。また、図１における電流検出部８は、図１０に示す回路図の位置Ｂ１に配置した例であるが、これに代え、位置Ｂ２～Ｂ４のうちの少なくとも２つに配置することでもよい。
　但し、位置Ａ５においては、半導体スイッチング素子２２ｃがオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと半導体スイッチング素子２２ｃをオン又はオフするタイミングとを同期させる必要がある。従って、実施の形態１における演算器１２ａは、コンバータ部２に具備される半導体スイッチング素子２２ｃの導通又は非導通のタイミングに合わせてコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する必要がある。
　また、図１に示す電力変換装置１は、図１１のように変形して構成してもよい。図１１は、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置１Ａの構成例を示す図である。
　図１１に示す電力変換装置１Ａでは、コンバータ部２がコンバータ部２Ａに置き替えられている。コンバータ部２Ａでは、昇圧部２２が、昇圧部２２Ａと、リアクトル５とに置き替えられている。リアクトル５は、交流電源１００と整流部２０との間に配置されている。コンバータ部２Ａは、図１に示すコンバータ部２と同様に、整流機能及び昇圧機能を兼ね備えた構成部である。昇圧部２２Ａは、４つの整流素子２０ｂと、半導体スイッチング素子２４とを有している。昇圧部２２Ａは、整流部２０と並列に接続されている。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付している。
　図１１において、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖについては、位置Ｄ１～Ｄ５のうちの何れかに検出器を設けることで、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出が可能となる。また、インバータ電流Ｉｉｎｖについては、位置Ｂ１又は位置Ｂ２～Ｂ４のうちの少なくとも２つに検出器を設けることでインバータ電流ｉｎｖの検出が可能となる。
　但し、位置Ｄ４又はＤ５においては、半導体スイッチング素子２４がオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと半導体スイッチング素子２４をオン又はオフするタイミングとを同期させる必要がある。従って、実施の形態１における演算器１２ａは、コンバータ部２Ａに具備される半導体スイッチング素子２４の導通又は非導通のタイミングに合わせてコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する必要がある。
　一般的な電力変換装置では、用途に応じて適切な位置に検出器が配置される。実施の形態１の手法を用いれば、検出器の配置位置に限定されずに、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを適切なタイミングで取得することができる。これにより、回路への追加コストの発生を抑制できるという効果が得られる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、制御部は、コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する１つの演算器を備える。１つの演算器は、コンバータ部を制御する際に、インバータ部の半導体スイッチング素子を駆動するタイミングを把握することができる。これにより、適切なタイミングでコンバータ電流の検出値と、インバータ電流の検出値とを取得できるので、コンデンサ電流の低減を高精度に行うことができる。従って、実施の形態１に係る電力変換装置を用いれば、制御精度の劣化を回避しつつ、平滑コンデンサの小容量化を図ることが可能となる。
　また、実施の形態１の制御手法は、特許文献１のようにコンデンサ電流を目標値とするのではなく、コンバータ電流に相当する第１の物理量と、インバータ電流に相当する第２の物理量とを制御する手法である。また、本制御手法では、目標値は固定値でなく常に変動しており、図４及び図７に示されるように積分制御は必須ではない。このため、積分制御が必須である特許文献１に比べて制御構成が容易になり、制御精度の劣化及び制御破綻のおそれも少なくなる。これにより、制御精度の劣化及び制御破綻の生起を回避することができる。また、本制御手法は、理想的にはコンデンサ電流を０にできるので、平滑コンデンサの長寿命化を図ることが可能となる。
実施の形態２．
　図１２は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１２において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ１１０を内蔵した圧縮機１２０と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機１２０の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ１１０とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ１１０によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　なお、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備えるものとして説明したが、これに限定されない。図１１に示す電力変換装置１Ａを備えていてもよい。また、実施の形態１の制御手法を適用できるものであれば、電力変換装置１，１Ａ以外の電力変換装置でもよい。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１Ａ　電力変換装置、２，２Ａ　コンバータ部、３　インバータ部、４　平滑コンデンサ、５，２２ａ　リアクトル、７，８　電流検出部、９，１１　電圧検出部、１０　ゼロクロス検出部、１２　制御部、１２ａ　演算器、２０　整流部、２０ａ，２０ｂ，２２ｂ　整流素子、２２，２２Ａ　昇圧部、２２ｃ，２４，Ｕｐ～Ｗｎ　半導体スイッチング素子、５０　モータ駆動装置、６０　コンバータ電流制御系、６１　母線電圧制御ブロック、６２，８２　脈動補償ブロック、６３　電源電流制御ブロック、６４，８６　ＰＷＭ制御ブロック、８０　インバータ電流制御系、８４　電流制御ブロック、８５　座標変換ブロック、１００　交流電源、１１０　モータ、１２０　圧縮機、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims (7)

  1. 　少なくとも１つの第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
    　前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
    　前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
    　前記コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する１つの演算器と、
    　を備えた電力変換装置。
  2. 　前記演算器は、前記第２の物理量の検出値を得るサンプリングタイミングの制約に応じて、前記第１の物理量の検出値を得るサンプリングタイミングを設定する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記演算器は、前記第１の半導体スイッチング素子の導通又は非導通のタイミングに合わせて前記第１及び第２の物理量を検出する
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記演算器は、前記第１の物理量が前記第２の物理量と等しくなるように前記コンバータ部を制御する
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記演算器は、前記第２の物理量が前記第１の物理量と等しくなるように前記インバータ部を制御する
    　請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  7. 　請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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