CN102460339B - 电机控制器及相关方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电机控制器及相关方法。本发明特别适用于交流(AC)感应电机。以前的电机控制器没有考虑控制电路和控制电机对干线供电的组合效果，特别是它们对交流的功率因数的单独的和组合的效果。通过提供一种修正交流(AC)电机的输入电流的电机控制器，本发明解决了这种问题。该电机控制器包括：功率输入整流器；低压电源；用于调节驱动输出电压电路的可变输出电压电路；以及，被布置用于控制可变输出电压电路以及向驱动输出电压电路提供时控波形的控制电路。

Description

电机控制器及相关方法
背景技术
本发明涉及电机控制器及相关方法。更具体地，但不是排他地，本发明涉及一种电机控制器，特别地但是不排他地，涉及与交流(AC)感应电机一起使用的电机控制器。
通常在50赫兹(Hz)AC供电下运转的AC电机制造便宜且工作可靠。发现AC电机用于众多的工业应用中，包括：泵、压缩机、风机和驱动系统。能够根据电源的相数将AC电机的类型细分。例如，AC电机可以是单相或三相的。由于单相电机通常连接到家用的单相电源的方式，使得三相AC电机往往比单相电机更高效。通常，一个绕组直接连接到供电以及另一绕组经由电容器连接到供电。这是所谓的单相电容器运转电机。这样的电机广泛用于在几十瓦到几千瓦之间的额定功率。然而，对于超过该范围的功率，以及因其固有的较高的效率和平稳度，三相感应电机已经成为很多驱动系统的主力。
近年来，对于从它们对环境条件的影响的角度来改善低效的机器，减少不必要的能源浪费，并尽量减少所谓的“碳有关的排放”，已经有越来越多的立法压力。压力来自于游说的私营压力团体，也来源于日益严格的立法，尤其是针对电力电机的立法。
因此，电力电机和电机控制器的设计者已经集中精力于提高电机的效率及其可控性的方法上，以期在最优条件下操作它们以提取更多功率。由于其不是非常高效，特别挑出单相电容器运转的感应电机。为了解决这个问题，已经在电子换向电机(ECM)或无刷DC电机的设计方面做了很大努力。这些采用了永磁转子，其比从循环的电流获得磁场的转子略微更高效，且在这样的转子中产生随之而来的电阻损耗。然而，ECM更昂贵并且磁铁随着时间的推移会退化。
ECM的另一问题是它们需要包含到电机外壳中的控制器，以及该控制器能够经受热效应、振动和湿气渗入。
虽然ECM的效率非常高，但是它们可能产生问题，因为它们明显较高的电力效率与电力公司的较大的附加负载不符，除非增加额外的组件(通常是外置的)，否则它们表现出较差的功率因数和较高的尖峰电流峰值，以及在上电时产生较高的涌入电流。
还应指出的是，永久磁铁的生产和处置产生了需要专门处理和对待的潜在地破坏环境的污染物。这就引起了它们的生产和寿命到期回收的问题。
国际专利申请WO 03/084047(MoI Belting公司)公开了一种用于具有功率因数校正元件的无刷电机的控制器，该功率因数校正元件确保来自低频供电干线(50Hz或60Hz)的近正弦电流消耗，以及还作为用于向驱动传输稳定电压的固定电压调节器。虽然希望这样的附加元件，但是它们不能提供涌入电流保护，并且不能处理低负载水平时电机绕组上的高压开关瞬变。
特别感兴趣的领域之一是额定240伏而用大约50-180伏的输入电压驱动的AC电机。原因之一是这些电机非常常见，因为它们在非常多的家用和工业系统中使用，诸如：冷却器、通风机和空调，并且这些制造商都热衷于看到它们满足日益严格的环保需求。
然而，上述AC感应电机具有很多缺点。用于在一个绕组中获得电流相位超前的电容器的使用不是非常高效的，并且当三端双向可控硅开关元件/硅可控整流器(SCR)相位控制器或者自动变压器也被用于降低速度和/或转矩时，由于在非最优条件下操作(例如由于增加的转差)将引入额外的损耗。
事实上，损耗和低效是由于通常在机械负荷的要求、电机的工作方式以及可用功率的控制和调节之间存在的不平衡导致的。最终结果是大量的能量被浪费了。
因此，本发明主要涉及通过考虑感应电机的工作方式和机械负载的要求来提供控制和调节电力输入电流和电流的更合适的方法，来提高感应电机特别是AC感应电机的效率。
现有技术
EC电机的缺点是它们需要精确的传感器来控制它们。控制EC电机的一种技术是采用监视并感测转子位置的霍尔效应传感器。这结合反馈回路提供位置指示，位置能够与相角控制器一起使用来改变电机的速度和/或转矩。美国专利US 4 849 871(Wallingford)中描述了这种器件的一个实例。然而，这种系统的一个缺点是精密的感测器件需要安装在电机外壳中，而且在恶劣或振动环境中这并不总是可行的。
欧洲专利申请EP-A2-1 138 429(Illinois Tool Works)公开了一种适用于在60Hz输入功率下操作的焊接工艺的受控电源，该受控电源在固定的控制电压下被转换为稳压DC，然后在工件的应用中被转换为具有无关的第二频率的输出功率。EP-A2-1 138 429说明了在固定电压或可选地在升压下使用高频驱动功率。该器件可能遭受涌入电流浪涌并且没有功率因数校正。
在美国专利US 4 520 303(Ward)中描述了提高电机效率的另一方法。所述系统包括绕线式50Hz电机控制器。然而，电机需要以非标准方式绕线的辅助电机绕组，这增加了成本。
美国专利申请US-A-4 879 639(Tsukahara)描述了复杂地连接到固定的DC中间电路的再生电路，其包括连接到三个半波桥电路的电容器。
而在美国专利US 4 651 079(Wills)中描述的另一系统中，AC整流的直流“半正弦”波由脉宽调制生成并且被施加到电容器运转的AC感应电机，其电容器仍在电路中。虽然该系统是高效的，但是其不允许电容器的电抗的任何变化，从而在驱动部件的功率因数很容易引起不可预知的电流波形方面受到限制。此外，这导致非常差的功率因数和峰值系数以及较高的涌入电流，整体导致需要监视、控制和稳定以及附加的“前端”电流调节部件的系统。
所有上述布置是有效的改变AC电机的电压、电流和相位以提高效率的技术。
在另一美国专利US 5 136 216(Wills)中，采用了两个振荡器以产生提供实用的可控性和转矩的两相DC驱动。然而，由于过多和快速的电压瞬变导致输入波形对电力公司不利以及输出波形对电机不利。
在美国专利US 6 713 986(Energy Savers)中描述了相似的布置，其公开了使用180°变压器和一系列三端双向可控硅开关元件获得的半频电路。然而，事实上采用那么多的三端双向可控硅开关元件往往使该系统效率更低且维护成本昂贵。
这通常用于控制空调器件和热泵中的电动机以及所述的器件是一种速度控制器。该器件改变了输入电流以使电机能够转换到第二速度。这通过将一个输入波形(施加到第一绕组)关于第二波形(施加到第二绕组)相移90°来实现。
波形的修正即将一个波形关于另一波形进行相移以及因此进行电机的转换，通过采用光隔离器、三端双向可控硅开关元件、晶闸管、180°变压器以及为控制器供电的独立的低压电源的复杂电路来实现。除了昂贵的元件，速度控制器还需要专用电源(图3中所示的实施方式中如标号24所示)，专用电源本身不仅增加了采购成本，而且引入了相当大的功耗，从而在很大程度上不能实现节能优化电路。
并且，由于电路适用于在美国常见的分相供电，因此存在一定程度的冗余部件，其进一步增加了成本。
除了美国专利US 6 713 986中描述的速度控制器的上述缺点，显而易见的是速度控制器相对不灵活。虽然它在两个不同的电流(分相)下工作，但是它不易被修正以适应一定范围的速度，从而提供了一种相对昂贵且不灵活的解决方案。
上述专利和申请中公开的器件中很少(如果有的话)提供制造廉价、安装简单以及能够在各种电机中工作的简单的器件。
因此，为了解决上述问题，特别是解决美国专利US 6 713 986(Sprout)中描述的那些问题，以提供一种能够用于提高AC电机的“输入电功率与输出机械功率之比”的效率的控制器件和方法，产生了本发明；本发明很容易实现为小型的、鲁棒的、容易和廉价地制造的器件；本发明可以直接加装；以及，本发明适应于宽范围的功率和扭矩要求。
本发明的另一目的是提供一种电机控制器，其无需单独的电源以及适应于宽范围的电机类型和工作条件。
工业上对于单相电机的功率不够的很多应用，几乎普遍使用任意尺寸的传统的三相感应电机。在大量的研究之后确定，虽然传统的电机驱动技术上是合格的器件并且能够极其精确地控制电机，然而传统的电机驱动在实际需要驱动做的绝大多数任务中显著地超过了设计的电机驱动。
美国专利申请US 2007/0114962(Grbovic)公开了一种用于三相异步感应电机的控制器，其中升压模块被提供为作为开关模式电源操作的器件，升压模块将其接收作为输入电压的更高电压传输给其输出。开关电源由脉宽调制(PWM)驱动器信号控制，脉宽调制(PWM)驱动器信号以一种众所周知的方式通过调节开关的定时来调节开关模式电源的输出电压，其中所述开关通过电感器将输入电压接地。
设计这些传统的电机驱动的特有方式已经导致大多数驱动提供了解决很多不同的技术和操作问题的方案，所述问题诸如需要额外的部件、特殊的零件、需要专业技术的了解并且难以设置正确的参数。
国际专利申请WO-A-88/01450(Otis电梯公司)公开了一种用于控制三相感应电机以通过再生方式移动升降机或电梯的控制系统。AC干线为固定电压调节的电源提供输入，固定电压调节的电源为逆变器电路供电，所述逆变器电路为三相感应电机提供可变频的供电。然而，该专利申请对于电源功率因数偏离1.0的问题没有提供解决方案，也没有解决电机工作条件的优化。
这些问题包括由于输入电容器的充电导致的接通浪涌的发生。这往往导致不必要的断路器跳闸或者要求配备专门的断路器。接通浪涌还导致在连接到干线供电的其他器件中引起干扰。在干线供电阻抗较高的区域中干线供电本身可能不支持浪涌。
通过驱动制造商增加串联电阻，该问题已经得到了缓解，所述串联电阻在电容器完全充电后被断开。可选地，相位控制电路被用于以在干线波形的下降沿上的降低的电压有效地为电容器充电直至其完全充电。
另一问题是驱动的输入电流的较差的功率因数/峰值。这是由于输入电容器在输入波形的电压峰值被连续充电导致的。因此，在非常短的时间内(通常为100微秒至大约1毫秒)的每半个周期提供输入电流。电流尖峰的幅值可以高达平均电流的十倍。
对于这种电流失真存在相当大的误解。这些电机与驱动的组合类型的使用者由于以这种方式从供电网抽取电流而受到电力供应商的惩罚。传统的开关电容器功率因数校正系统不能有效地改善这种电流波形。这种情况只是通过更加昂贵和复杂的谐波功率因数校正系统得到了改善。
因此，驱动制造商或第三方供应商已经通过在干线供电与驱动之间使用集总电感器努力解决这种问题。通常，这作为他们提供的驱动的附加单元来销售。然而，另一方面，未调节的电流波形的尖峰特性偶尔产生断路器的问题。
另一问题是由于在半桥驱动中的晶体管的快速转换沿导致驱动输出电压的非常高的变化率(dV/dT)。
晶体管和与其相关联的整流二极管经受由于在每次开关转换期间电压和电流同时改变的有限时间导致的损耗。在开关晶体管中，同时在全干线电压下，整流二极管由于关闭电荷存储以及相应的反向恢复时间电流流动导致产生重大的损耗。
因此，电机遇到多种原因造成的问题。电机中的铁芯不适合高频操作。同样地，绕组的设计不适用于高频操作。另一因素是由于趋肤效应导致有效导线电阻增加。并且，由于每次转换时电压的高变化率(可能在每毫秒3000伏的量级)产生的高电应力导致导线绝缘性可能退化或失效。与通常的大约50Hz的干线频率相比，这是较高的，其将引起每毫秒0.15伏的电压转换。
并且，转换周期的期间可能引起电机轴承的嵌齿连接。转换波形的周期可能引起来自电机的磁致伸缩或声效应。因此，电机驱动制造商需要使用专用电机(相当高的成本)来应对这些dV/dt问题。
关于驱动输出波形的高dV/dt的另一问题是高电磁兼容(EMC)辐射问题。制造商和第三方供应商或安装者通过小心地将驱动和电机接地以最小化接地环路以及通过在驱动与电机之间使用专用的屏蔽电缆来荷载驱动电流克服了这些问题。这本身引起了另一问题，即在驱动的特性、电缆的特性和长度以及电机的特性之间能够发生相互作用。
因此存在转换沿中发生的这种相互作用从而导致在每个转换沿产生显著的电压共振的风险。结果是这种高电压导致驱动、电缆或电机中的电压击穿问题。
在一定程度上，在额外的成本和增加的损耗下，通过制造商或第三方在驱动与电机之间加装滤波电路以在驱动电压波形被施加到电机之前降低驱动电压波形的dV/dt的幅度来减少该问题。
规定电机与驱动组合并不是一项简单的任务。目前提供的驱动往往包括多个单个部件，以及其与干线供电和电机的组合相互作用复杂且难以预测。因此，驱动不是在没有对潜在问题深入理解的情况下可以购买的典型产品。例如，部分由于驱动的固有复杂性以及部分由于它们能够执行非常复杂的功能，导致驱动的编程比较复杂。对于绝大多数应用，当然对于提出的驱动的目标市场，这些复杂功能大部分是不必要的，常常只是增加了驱动的成本。
因此，传统驱动的消费者的成本是误导的。终端用户往往只看到驱动的成本，并没有看到其他的功率因数/波峰最小化的相关成本以及与驱动输出电压波形的高dV/dt有关的额外成本；以及为缓解这种情况采取的措施，诸如输出滤波器、专用电缆和能够处理非常高的dV/dt的电机。因此，在节省能量的前提下出售这样的驱动的事实并不是完全准确的。
因此，本发明的一个目的是提供一种适用于较广范围的电机的电机控制器；其能够被迅速且便宜地重新加装；无需复杂的校准或编程；耐用且便宜。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种修正交流(AC)电机的输入电流的电机控制器，其中所述电机具有至少一个绕组，电机控制器包括：功率输入整流器；低压电源，用于为控制电路提供功率；可变输出电压电路，用于为驱动输出电压电路提供可变DC电压以向至少一个绕组提供功率；控制电路，被布置为控制所述可变输出电压电路以及为所述驱动输出电压电路提供定时波形。
理想情况下，电机控制器包括用于修正可变输出电压电路的输入，以使干线供电呈现接近1的功率因数的装置。
有利地，电机控制器具有被布置的多相输出电路，以便在使用中，将转换速率受限的准方波驱动电压施加到电机。
优选地，布置多相输出电路，使用中，通过该多相输出电路，波来自包括正弦波、方波和锯齿波的组。
理想情况下，低压电源从为电机提供电力的电源获得电流。
优选地，使用可变电压电路通过在导电过程中将来自干线供电的电流连续调节到最优值的方式校正功率因数。
要理解的是电机可以具有两个、三个或更多绕组。
根据本发明的第二方面，提供了一种修正交流(AC)电机的输入电流的电机控制器，所述电机具有至少一个绕组，电机控制器包括：功率输入整流器；低压电源；可变电压电路，用于调节驱动输出电压的最大(或最小)值；用于驱动电机的输出电路，以及被布置为控制可变电压电路并为输出电路提供定时波形的控制电路。
施加到电机的波形的斜率通常在2伏/毫秒的量级，因此电机控制器为电机提供了非常平坦的电压和电流波形，而同时使电力公司的负载呈现接近1的功率因数。并且，没有接通或涌入电流瞬变。
根据另一方面，提供了一种控制电机的方法，包括以下步骤：改变输入电压和/或电流；根据电机的要求选择瞬时电压并且将瞬时电压施加到电机的期望绕组。
在用于单相电机的电机控制器中，当电压值为零时，预设且可变的持续时间(T)通常在施加到电机的波形的周期的大约25％至50％之间。
因此，可以看到电机控制器将单相电机的效率提高了30％至300％。
要理解的是，通过修正输入波形的形状以及通过在不同时刻将电压波形和电流波形施加到线圈的不同绕组，显著提高了电机的功率效率。
此外，电机控制器具有作为小型且稳定的单个、低成本的集成电路的固态器件生产的功能。这部分由于存在从其获得全部功率(来驱动控制器)的单个电压“驱动”干线的事实。实际上，由于电路块适于消耗较少的电流从而降低了控制器的功耗，因此这种特征消除了隔离电路的不同操作块的需要。
在特定的优选实施方式中，电机控制器还能够将第一电流(l1)和第一电压(V1)之间的预设的相位超前/滞后引入电机的第一绕组以及将第二电流(l2)和第二电压(V2)之间的预设的相位超前/滞后引入电机的第二绕组，以进一步提高功率效率。
要理解的是，术语效率是消费者支付的由干线本身提供的总能量与电机完成的工作量之比。这允许电机、驱动、配线和功率因数校正设备中的总损耗，从而不同电机驱动系统提供的技术解决方案之间能够进行合适的比较。
根据本发明的另一方面，提供了一种控制电机的方法，包括以下步骤：修正交流(AC)电机的输入电流，所述电机具有第一绕组和第二绕组，电机在使用中，所述步骤包括：获得低压电源；整流所述电源；提供降低的DC电压同时电源表现可接受的功率因数，提供控制和定时信号以及提供多相输出级以提供在预设的时间期间(T)其值为零的修正的驱动电压和电流。
电机控制器适于被串联到输入电源，从而一旦连接上就允许加装和简单的调节。
可以采用微处理器以通过监视电机的速度和/或转矩来优化性能，以及通过反馈机制的方式，可以进一步提高性能。
相似地，电阻性负载可以被置于与电机串联，以及通过监视通过电阻性负载的电流波动，可以获得谐波信息，谐波信息能够被用于计算当修正的驱动电流的值为零时的持续时间(T)以及为了将功率因数维持在最优而确定要施加的波形的形状，从而尽可能高效地运行电机。这为用户在电机的整个范围上从0转每分钟(RPM)到最大旋转速度提供了非常精确和可靠的电机速度控制。
电机控制器能够用单相、两相、三相或更多相电源操作，因此比很多现有类型的电机控制器功能更多。单相至三相电机操作的配置能够通过多相输出电路的简单修改以及控制电路的重新定时来实现。
理想情况下，电机控制器还包括诸如微处理器的固态器件形式的逻辑控制器。理想情况下，微处理器以互补金属氧化物半导体(CMOS)器件的形式实现，这意味着其制造便宜、操作稳定且可靠。
优选地，电机控制器通过例如执行熟知为峰值展平功能的器件的方式整形输入波形以进行修正。该技术有效地扩展了正弦曲线峰值并展平了整个波，结果是能量以更加连续的方式施加在给定的时间间隔上。
理想情况下，用于改变相角(Φ)的装置使每个绕组的电流和/或电压能够以选择理想的相位超前/滞后以使电机能够在最优条件下操作的这样的方式被选择。在温度变化或产生热“漂移”的其他影响的情况下，因此，以这样的方式使用相角(Φ)改变装置以轻松且简单地调整相角是可能的。
可选地，或除了上述器件之外，一种谐波分析技术可以应用到输入电流。这种技术监视相角(Φ)、峰值幅度(A)、速度和转矩，以使功率(瓦)表示为：伏特×安培/速度(IV/ω)能够以最优方式变化。
某些电气设备-诸如泵和压缩机-需要较大的电流以达到感应效果以及产生用于起动的较大的电磁场。然而，这种设备往往经受由于电流热效应(I2R)导致的高热损耗。本发明通过降低由于较低的驱动干线电压施加的峰值输入电流以及通过降低所产生的反电动势(EMF)来降低感应效果，从而克服了这种问题。
在本发明的特定的优选实施方式中，元件被表面安装在理想情况下是封闭式且紧凑的电路板上，从而尽可能地占用最小的体积以及理想地适于加装到已有的电路。
典型地，小型单相电机的封装器件的尺寸小于4厘米长、3厘米宽和2厘米厚。这提供了其中可以封闭或者安装元件的2.4×10-6m3的体积。
在电机控制器的一种可选实施方式中，除了相位(Φ)和峰值幅度(A)之外，可以提供一种用于改变整流波的频率(占空比)的装置。
理想情况下，从干线AC电压(230/240伏特)获得输入电压。还可以是不同值的干线AC电压或者直流(DC)电压。
可以通过诸如监控和数据采集系统(SCADA)的遥测技术的方式实现诸如(频率、相位和峰值幅度)等输入变量以及输出变量(速度和转矩)的远程监控。
其中可以包含上述电机控制器的设备包括：工业与民用设施，诸如：泵、真空系统和驱动系统。家用设备包括：冰箱、空调及空调机组、风机、洗衣机、旋转干燥机、滚筒干燥机、食品搅拌机和处理机、研磨机、擦鞋机、换气扇。
包含电动机的其他驱动器件是自动电机驱动或例如用于车辆的动力系器件。因此，对于这样的大型驱动系统，通过使用控制器，可以进一步地节能，以及提高这样的车辆的性能和可控性。
例如，可以用电机控制器实现变相器以允许单相转换为三相(反之亦然)。
可以通过改变施加到电机的波形的相位定时来实现电机的反转。
在再生模式下操作电机是可能的。然而，从电机返回的能量(如果有非常大的量)，需要以传统驱动采用的常规方式从驱动移除。
如下所述的驱动的电路还可以包含到电机的框架内或附接到电机本体的外部以形成完整的电机/驱动组件。
现在将只通过实例并参照附图来描述本发明的优选的实施方式，其中：
附图说明
图1是示出了连接到空调系统的电机速度控制器的框图；
图2是示出了电机速度控制器的一个实例的关键的功能部件的框图；在图3至10中详细示出了每个功能部件；
图3是功率输入整流器的电路图；
图4是低压电源的电路图；
图5是可变输出电压功率因数校正器(VV/PFC)的电路图；
图6是电压控制器的电路图；
图7是适用于单相电机的电机控制器逻辑的电路图；
图8是适用于三相电机的电机控制器逻辑的电路图；
图9是适用于单相电机的多相驱动电路的电路图；
图10是适用于三相电机的多相驱动电路的电路图；
图11是具有不同类型的速度控制器的各种电机的功耗曲线；
图12是简单的齐纳稳压器的电路图；
图13是正弦波输出驱动的电路图；
图14是传统的三相驱动的电路图；
图15示出了波形与相位的关系；
图16是示出了“三态”输出的电路图；
图17是示出了用于周期延长的过脉冲的波形图；
图18是分裂电容器干线的电路图；
图19是包含串联电容器的单相电机的布线的电路图；
图20是示出了可变电压正弦波输出拓扑结构的电路图；
图21是示出了增加斜率限制电容器的效果的波形图；
图22是可变电压功率因数校正器电路的可选的驱动布置的电路图；以及
图23是用于向多相“上部”开关器件940、960、980、1040、1060和1080提供栅极驱动的可选的实施方式的电路图。
具体实施方式
参照图1，示出了连接到干线电源20和电动机30的电机速度控制器10，其与电器(例如空调或冰箱)是分开的或者安装在电器的内部。作为空调的替代物，要理解的是电机速度控制器10可以连接到冰箱、泵、生产机器、鼓风机或其中包含电机的任意其他电器或器件。
在使用中，当以期望的速度操作电机时，速度控制器10允许实现大约0.9-0.95的功率因数。
图2示出了速度控制器10的一个实施方式的实例的框图，其中示出了关键的功能级的相互关系。以下参照图2简要描述每个功能级的原理。应分别参照图3至10，以理解每个功能级的详细操作。
速度控制器10包括以下模块：整流电源，图3中详细示出；低压电源，图4中详细示出；可变电压/功率因数校正级，图5中详细示出；电压控制器，图6中详细示出；相位控制器(图7中更详细地示出了单相控制器，图8中更详细地示出了三相控制器)；以及，多相驱动级(图9中更详细地示出了单相驱动，图10中更详细地示出了三相驱动)。
整体上参照图2，其示出交流电输入被图3中的整流电路整流以提供全波整流供电电流的电路的实例。全波整流供电电压在图5中的串联开关570的控制下被降低，所述串联开关同时调节输入到驱动的电流(I 551)，以使输入电流(I 551)的功率因数非常接近于1。
当串联开关570被掷(图5)与电路515结合时，整流的干线输入电压输入(V 553)提供为多相驱动供电的可调节的干线电压(VRV)，如图9或图10中的实例所示，且所述可调节的干线电压从多相驱动900或1000到电机30。对于预设和可变的时间间隔，驱动电压(VDRIVE)的值为零。将干线功率以驱动所需的电压存储在电容器554中的优点是干线功率的高频削减到电机所需的电压电平在驱动本身的控制环境中完成，专门设计了磁部件556用于该目的。
多相驱动900或1000以期望的电机频率且在最低的可行的电压范围以上转换，从而产生非常低的转换损耗。多相驱动提供了具有最高峰值幅度为VRV的修正的驱动电压，通过这种方式，具有最小的电流瞬变和电压瞬变且具有相对较小的波动率的合适的电压和电流波形被提供到电机30(其中通过转换速率电容器912、922、932、982、984、1012、1022、1032的值来设置波动率)，而驱动10同时表现为接近1的功率因数的电源负载。
可变电压功率因数控制电路与多相驱动结合使用的另一优点是其允许由于外部干扰可能在干线上出现的电压瞬变与多相输出开关器件940、948、960、968、980、988、1040、1048、1060、1068、1080、1088相隔离。这可以实现是由于晶体管570实际上与这些开关器件和干线串联。
电容器554的电压对于单相驱动而言最高仅为300伏，从而允许多相输出开关器件的最高电压额定在最低350伏。传统的电机驱动需要这些器件的额定电压为600伏或更高，因为它们实际上直接连接在干线两端。当VRV接近300伏时，在全速和全电压下，10的多相输出中的开关器件的低电压要求与它们只经历接近其额定电压的电压，意味着这些器件上的电压应力被最小化。
并且，较低的最高电压或击穿电压要求意味着器件比传统驱动中的等效的较高的额定电压部件具有更低的正向压降，使得电机控制器10对于相似的电源规格具有更高的效率和更低成本的部件。
开关器件570是直接跨干线连接的唯一器件，并且即使该器件由于线圈556的阻抗而没有这么多风险，实际上电容器554可以被充电到一定程度，从而最小化器件570两端的电压应力。
可变电压功率因数电路与多相输出电路的这种串联连接意味着吸收干线瞬变的变阻器(可以包含在电路300中，与电容器350并联)的使用将更高效，这是由于例如700伏的钳位电压(250AC伏工作部分)将在两个电路之间共享。
图4中所示的低压电源提供了操作速度控制器10中的部件的功率。图6中所示的电路既调节输出电压(VRV)又优化可变电压功率因数校正电路的功率因数，如图5中所示。
图7和8中的时序和逻辑电路从701或810获得波形时序。多相驱动(图9和10中所示)需要波形时序以使电机30工作在理想速度，具有电压和频率的最优组合，从而在电能到机械能的转换中实现高效。
图3是功率输入整流器的电路图。图3示出了使用DC整流器370修正输入电流以及为可变电压功率因数校正器电路500提供全波整流电源的整流电源300，如图5所示。整流电源电路300同时为低压电源电路400提供低功率输入，如图4中所示。通常为大约100纳法(nF)的平滑电容器350和电阻器360被布置在带电输入端子301和302两端以平滑干线输入电压。实际上，输入端子301和302可以是干线供电电缆、插头或接线盒。
所示的整流电源电路300适用于单相供电。电路300包括一排四个二极管310、312、314和316，所述四个二极管被布置成桥式配置并且用作半波整流器，用于在输出330提供全波整流供电。二极管318和320结合共享的整流器314和316用于提供每半个周期降低为零的波形，通过这样做来隔离来自可变电压功率因数校正电路500的可能出现在330上的任何剩余电荷。因此，这种特性在较宽的电压范围上优化了低压电源400的效率。这种特性的一个优点是，在一些情况下，特别是当干线电源不可靠或波动时，控制电路10能够获得通常只有5-10毫安的足够电流，以便在即使干线供电电压低至40伏时可以起作用。
整流电源电路300有两个输出。因此，一排四个二极管310、312、314和316以及二极管318和320并联在输出330和辅助的整流电源340上提供全波整流供电，输出330为可变电压/功率因数校正电路500(图5中详细示出)提供电流，所述辅助的整流电源340用于为低压电源400提供电流，其在图4中示出并且以下将详细描述。
图4是低压电源的电路图。根据本地干线供电的集成度和可靠性，低压电源400接收可变电压的整流电流。该电压通常在30至240伏之间变化。低压电源400确保在其输出端子420上提供恒定的12伏输出电压，在图4中详细示出。
在使用中，低压电源电路400为电机控制器10的多个部件供电以使它们能够执行任务。这可以通过直接连接到参考在图6、7和8中所示的上述电路描述的部件来完成。并且，还可以经由多相输出级900、1000上的所谓的浮动开关940、960、980、1040、1060和1080从低压电源400供电，所述浮动开关通常被称为“升压”驱动，如图9和10中所示。电流还经由另一路径945、965、985、1045、1065和1085从多相输出级浮动开关流出以向可变电压/功率因数校正电路(图5中所示)提供+12伏的可变电压。
电路400运行为从全波整流干线直接获得其功率的非隔离的有效线性电源。虽然线性操作可能被认为有些浪费功率-由于压降部件454中的功率损耗导致-但是驱动10的电路仍被这样设计使得其来自低压供电的电流的总消耗在大约12伏时为5-10毫安的量级。虽然这种非常小的功率要求可以使用更昂贵的开关模式电路来满足，但是由于用于低功率输出的这种电路的开关损耗与电路400中采用的线性方法具有几乎相同的量级。
线性电源最简单的布置(图12)是使用吊弦(dropper)电阻器1201和齐纳二极管1202。这种布置遭受吊弦电阻器中过度浪费电力以及限制输入电压工作范围的两种主要缺陷。这是由于必须选择吊弦电阻器的值以使在最低供电电压(此时驱动被设计为工作)的电流输出大于驱动电路的最高电流消耗，只有两毫安或三毫安剩余，从而确保齐纳二极管在其工作稳定区。从而，在正常工作电压下，吊弦电阻器中的电流增大以及在吊弦电阻器和齐纳二极管中的这种额外电流被浪费为功率。
电路400的操作在很大程度上克服了通常与现有技术的系统中使用的线性电源的类型有关的这些问题。晶体管454工作在其线性模式，并且实际上是一种取代上述的吊弦电阻器1201的可变电阻器。能够流入晶体管454的最高电流由钳位电路设置，钳位电路由晶体管452和电阻器431组成。如果电阻器431两端的电压大于晶体管452的VBE，则晶体管454的栅极电压降低，从而限制了晶体管454的漏电流。电阻器440和441为接通晶体管454提供了足够的电压，以及齐纳二极管460提供了晶体管454的栅极端子免受过压的保护。
流过串联晶体管454的电流(Ipsu)为低压供电存储和平滑电容器470充电。电容器470两端的电压被可编程精度基准450监视，以及结合分压电阻器434、435和436将电容器470的电压设置为标称12伏。如果电阻器434两端的电压低于基准450的阈值，则基准450只消耗流过电阻器437的非常小(通常50微安)的电流，以及晶体管451关闭，从而电流(Ipsu)流过晶体管454对电容器470充电。当电容器470的电压为12伏时，电阻器434两端的电压等于或大于1.24伏的可编程精度基准450的基准电压，然后流过电阻器437的电流大幅上升到几十毫安。可编程精度基准450中的电流的这种急速上升完全限制或切断了电流(IPSU)。这可以通过消耗流过电阻器437和438及阻抗转换晶体管451的网路的电流来实现，阻抗转换晶体管451有效地降低了晶体管454的栅极驱动电流，从而限制了流入电容器452的电流(lPSU)并且将电压稳定在12伏。
电路400的功能是确保仅从干线提供足够的电流以在连接到输出端子420的电路恰好所需的电流下传输标称12伏的供电。由于晶体管454的阻抗自身自动调节恰好为通过期望水平的电流的合适的电阻，因此干线供电的电压不重要。因此，要理解的是所述的布置解决了基本的(图12)电阻器电压吊弦/齐纳二极管型电源的上述两个主要问题。
电路400还包括显著提高串联吊弦型电源的效率的特性。由于在每个半周期的大部分，干线电压通常远高于12伏，因此理想情况下期望尝试并集中在半周期开始时对电容器470充电以及在每个半周期结束时(当晶体管454两端的电压下降时)电压尽可能地低。
因此，电路400需要起作用以确保只从上升或下降电压波形的前沿和后沿获得能量，并且通过分压电阻器434、435和436来实现，以及这种分压(经由电阻器433)在半周期的所有点上由实际的干线电压进行调制。这样做的效果是使精度基准集成电路450感测出电容器470的电压在每个半周期的中间和随后的高电压部分已经达到或超过适当的电压(标称12伏)；在干线波形周期的上升和下降部分(其中晶体管454两端的压降相对较低)低于期望的电压(电容器470的标称12伏)。充电电容器470的的效果只在干线半周期的最开始和结束时变得更加明显较高，干线电压反过来用于提高这种机制的效率。
低压电源技术与总体驱动电机控制器10的非常低功耗设计的组合确保了从干线供电消耗非常小的电流，从而低压电源电路从干线供电消耗非常小的功率(通常0.5至1瓦)。
当控制器10处于待机模式时，这种功率消耗几乎降低为零瓦，以及当驱动10工作时，功率消耗正比于输出功率。这与需要几瓦至几十瓦来驱动所述驱动内的辅助设备的先前系统相反。因此，这些现有技术的设备不仅是大功耗设备，而且更笨重，因此不能简单地重新安装或大概地放置在硅上。
如果还需要隔离的功率，则充电电容器470的可选方式是采用开关模式电源(未示出)或者独立的电源单元或PSU(未示出)。这些替代形式都有用于提供隔离的电力的额外的绕组。而另一方式是可以使用已参照图4描述的电源实现隔离的电源供应，例如，如果采用独立的振荡器和隔离的变压器以及供电400上的隔离的供电负荷只是一或二毫安。
图4中所示的电路的总体效果是保证干线供电分流的电流与从供电400消耗的电流精确匹配，从而保证只从供电提取绝对最小的基本能量，并且由于只从干线输入的前沿和后沿消耗功率，对于线性吊弦设计的电路效率极高，以及任何固有损耗(以及因此热效应)保持绝对最低。
这种电源电路的另一新型特征是干线波形中的功耗点与其驱动的功耗点吻合的方式。控制器10的该级400往往从波形的前沿和后沿消耗功率，而可变电压/功率因数校正电路(图5中所示)往往从波形的中心部分消耗功率，从而平衡并改善了控制器10的总体功率因数特性。
图5是可变输出电压/功率因数校正器(VV/PFC)的电路图。可变输出电压/功率因数校正器用作非常高效的功率因数校正器，通常其使用易于获得和可靠的部件实现超过0.9的功率因数。
由于串联通道晶体管570和变压器556与电容器522和二极管524一起用作能够接收和存储过量能量并根据需求将能量释放到海量存储电容器554的动态储存器515，使可变输出电压功率因数校正器不经受接通/上电电流浪涌。
因此，将理解的是在干线供电与海量存储电容器554之间的动态储存器515的拓扑结构与其串联位置有助于减弱接通时或在降低干线电压(掉电)的瞬变情况下发生的任意尖峰或电流浪涌。并且，通过能够为电机30提供低压和低频电源来产生用于启动的高转矩而同时仅提供较小的浪涌到干线还有助于理解上电较费力的负载的概念(例如当热电偶开关(未示出)重复起动冰箱中的电机时发生在冰箱的电机中)。
这种可变电压功率因数校正概念的独特特征是使电机和驱动的组合表现一些非常规特征的机会。
使用具有降低的电压的绕组的电机将给出改进的功率因数。当电机被指定、重绕或如果电机具有可替代的绕组时，电机能够被选择以使电机绕组的全功率电压能够被降低同时仍保持给定的轴功率输出。相应地，因此在较低的VRV(以及绕组电流)实现来自电机的给定的轴功率输出。较低的VRV意味着每个干线半周期中可用于从干线消耗的电流的比例增加，从而提高了功率因数。
在可用功率具有降低的电压和/或高阻抗的领域中，建议的电机控制器将实现多种功能。如果电机在连续的低电压条件下运行，则能够设计功率因数电路以优化电流消耗以在最低的电力线损耗下提取最高功率。结合降低电机的输出频率来以降低的速度维持有用的转矩来实现，从而即使在降低的速度下仍允许电机操作的过程继续。低压电源400在40伏的线电压下充分运行，以及整个电机控制器10在该电平下充分发挥作用，并且能够在大约20％的全速度提供较大的转矩。
低压/高阻抗情况下的主要问题是由于所需要的高启动电流(非常低的转子速度产生高输入电流)以及启动时缺少转矩(较高的转差率)导致不可能启动感应电机。这种电机控制器10及其独特的配置特别适合于解决该问题。电压VRV能够被设置在零以上的任意电压，以及在这些条件下驱动频率可以极低从而为启动产生极高的电机转矩，同时可变电压功率因数校正电路500的阻抗转换效果对干线表现出具有极好的功率因数的低负载。900和1000的驱动波形的相对缓慢的上升和下降时间dV/dt允许用具有对于旧电机典型的正常的隔离电平的电机来操作。
传统的驱动涌入电流对于降低的电压和/或高阻抗的操作也是一个问题。传统驱动的接通时的涌入电流可产生较严重的问题，使连接到干线或者保险丝和断路器的其他设备跳闸。在这些设备周围加装超大尺寸的保险丝和断路器或导线以使传统的电机驱动工作的必要性明显产生了安全隐患。可变电压功率因数校正电路500没有这种浪涌特性，从而消除了这种问题。
单相和三相电机操作在降低电压和/或高阻抗的线性操作方面往往存在较大困难。在这些情况普遍的领域操作三相电机有非常大的需求。传统的解决方案是使用一到三相变相器，其将连续运行的三相电机与反向变压器和移相电容器相结合。使用一到三相变相器作为使其起动的一种旋转存储器来起动并运行其他三相电机。
由于涌入电流、电流峰值系数和功率因数问题、低电压下降容限、无线电频率干扰(RFI)问题以及在所有负载和速度设置的全干线电压下的高频转换输出导致一般传统的三相驱动对于这些类型的应用具有非常有限的用途，所述问题快速地损坏绕组隔离并且与使用的电机钢材的质量不一致。可替代的是对于这些应用使用单相电机，但是缺乏起动转矩以及比三相电机更低的效率使其也是一种不可接受的解决方案。
电机控制器10消除了这些问题。每个单相或三相电机可以配有电机控制器10。其成本将远远低于一到三相变相器方法，并且整体上相当高效。如果多个电机同时在相同速度和负载下运行，则它们还能够在一个控制器下工作。
在具有额外的能量存储的困难条件下能够实现改进的操作。虽然可以提高电容器554的电容量来改进驱动的“穿越”能力，但是优选的电容器的电压与电机的速度直接相关，因此如果需要相当快地改变电机速度，则这将限制能够使用的电容器的最大值。可选地，如果需要的话，例如，在紧急使用的情况下或在不稳定电源可用的情况下，驱动能够在DC(直流)电源下运行并且易于优化到在一对12伏的汽车电池电压之上运行。因此，使用电机控制器10的基本设计简单地产生UPS(不间断电源)操作的形式。
可变电压/功率因数校正电路500提供了从0至大约300伏(单相供电)的可变输出电压，这可以通过在光耦合器530的控制下使用配置为边缘触发器的两个时钟/定时器/比较器526和528来实现。时钟/定时器/比较器526和528以及光耦合器530一起被称为脉宽调制器(PWM)540。PWM 540操作以期望的dV/dt转换上升或下降电流，以便期望量的电荷(能量)被精确地转换或由晶体管570消耗。通过从零到期望的水平提高脉宽调制器(PWM)540的占空比可以逐步增加电容器554上的电压和存储的电荷。
电路515被配置用于从干线供电550流出的连续电流(低波动)，以及这可以通过使用一个线圈组件556上的两个绕组和电容器552来实现。这种拓扑结构还将晶体管570两端的开关电压跳变限制到输入AC电压的峰值，而不管电路的输出590的电压。
电容器552的进一步的优点是任意高频波动电流包含于动态储存器515的部件内。此外，整流二极管524不经受任何接通尖峰或浪涌电流。
脉宽调制器电路500被连接到海量存储电容器554的带电端子，从而最小化图6的控制电路与该电路之间的电平位移的EMC和dV/dt瞬变。
开关器件570、整流二极管524的电流或多相输出级消耗的输出电流通过所有流过形成在590的零伏端子的电流测量电阻器558的公共点的其各自的电流都是易于获得的，以用于监视和控制的目的。
电容器560和562被布置为平滑540的低电压供电以及电容器564设置电路的脉冲重复频率。
要理解的是PWM电路540的低压电源要求由图9和10中的多相电路的自举动作提供。并且，多相电路对于要提供的供电而言不必是可操作的。不管可变电压功率因数校正电路提供的电压以及多相驱动运行在什么频率，低压电源都是可用的。电容器560具有能够存储足够能量以维持电路540在最低频率的驱动操作的值。
为了优化该电路在任意输入电压和输出电压消耗的电流的功率因数，在每个干线半周期内连续改变电流幅度。
使用中，如果电流在每个半周期上保持在基本恒定的水平，则功率因数可以易于达到或超过0.9。这是针对用于说明驱动10的操作的简单模拟和硬件设计的情况。然而，如果电流水平被干线输入550半周期的幅度在半周期上的任意给定点调制，则也能实现即使接近1.0的更高的功率因数。理想情况下，这通过使用控制电路中的微处理器/微控制器以实现简单模拟和硬件设计的功能，同时经由光耦合器530或例如图21中所示的相似链路连续地修正PWM 540的占空比来实现。
在部分负载或降低速度的正常电机操作条件下，可以改变电流I 551以使电路500在接近干线电压峰值时消耗更少的电流，从而总体上辅助驱动10所连接的干线供电上的功率因数校正。
如果需要额外的输出电压(超过输入的干线电压)，则能够通过添加额外的切换级来修正电路500以升压输入电压同时仍维持高功率因数或者甚至提高功率因数。
可选地，一种简单的低成本而有效的方式是在电机驱动的输入上使用自动变压器(未示出)，通常使输入AC电压提高10％至15％。作为自动变压器，总效率可以非常高，全功率下损耗通常为0.5％至1％，损耗与如上所述的基于半导体的升压电路相似或比其更低。1千瓦的驱动通常需要100瓦的自动变压器来提供额外的10％电压。如果自动变压器本身的损耗是7瓦，这表示99.3％的总效率。
通过有效地提高可变电压/功率因数校正电路在其上操作的可用正弦波的比例，在该位置使用自动变压器还对任意给定点的驱动功率系数具有有益的效果。这有助于驱动功率因数尽可能地变为接近1.0，从而减少对外部功率因数校正的需要，其具有随之而来的成本和功耗。
图6是电压控制器的电路图，其示出了调节图5中的可变电压功率因数校正器电路的控制器600。可以分立的模拟和/或数字部件或者通过使用微处理器/微控制器或其组合来实现控制电路。在图6中所示的实施方式中，示出了分立的模拟和数字部件以识别所使用的步骤。
控制器600的操作的本质是设置并控制电流I 551用于从干线消耗的电流的最优功率因数同时保证流入电容器554中的电流精确平衡多相驱动900或1000在电压VRV下消耗的电流。
在其最简单的形式中，要控制的感应电机30需要彼此直接关联的波形电压和频率。例如，50Hz时需要240伏波形，25Hz时需要120伏波形，12.5Hz时需要60伏波形等等。这种关系是由电机的物理特性控制的。
再次参照图6，为了达到最优速度，双组可变电阻器或分压计610被连接到输入“A”、“B”和“C”，并且是可变的以设置施加到电机(未示出)的波形的电压。该控制电路的输出电压680用于设置功率因数校正电路(图5)的电压。另一组610用于设置提供给电机并由驱动电路7(对于单相电机)或驱动电路8(对于三相电机)生成的波形的频率。选择分压计的值以使驱动电压和频率相互跟踪。
电路600调节输入到功率因数校正电路中的驱动波形的脉宽调制(PWM)，从而用作反馈回路以限定590上的输出电压和550上消耗的电流。
级联的运算放大器615和620的输出提供改变PWM 540的传号空号比的信号，以结合脉宽调制器电路500提供压控直流电源。因此，由于分压计610改变，对流过运算放大器615的电流具有自稳定效果以及对从输入波提取的能量的量进行直接控制。
由于控制电路易于访问输入电压、输入电流和时间，因此包含电路600能够进行直接的功率因数校正和测量。理想情况下该处通过微处理器来完成。
图7是适用于单相电机的电机控制器逻辑的电路图。电机控制器逻辑从低电源400获得输入功率。可以使用分立的模拟和数字部件的设计或者通过使用微处理器/微控制器或其组合来实现该电路。在图7中所示的实施方式中，示出了分立的模拟和数字部件以识别所使用的步骤。
在图7所示的电路中，有振荡器701和三个时钟触发器702-704。触发器由两组四个逻辑与非门750-753和760-763解码，以使当需要时在期望的时刻将正确的波形切换到各个绕组。
由于绕组不是对称连接的以及相角相差90度，因此单相电路中的电机30不是由对称的电压和电流驱动的。
788中的触发器以这样的方式布置，以生成具有所需的90°相移的期望波形，同时振荡器701提供所需的频率。
电路780解码触发器760、761、762和763的输出，以使输出开关器件以有较大的延迟(通常为200毫秒)的方式被接通和关闭，其中电机30的一个输出的开关器件都同时关闭。这首先确保了多相输出开关器件940、948、960、968、980、988、1040、1048、1060、1068、1080、1088中不可能存在“同时导通”电流，以及其次允许电机30中的任何感应电流将输出从在电平VRV的一个供电干线可变电压转换到内部另一0伏供电干线。如果需要，电容器782提供了局部电源去耦。
图8是适用于三相电机的电机控制器逻辑的电路图。电机控制器逻辑从低电源400获得输入功率。可以使用分立的模拟和数字部件的设计或者通过使用微处理器/微控制器或其组合来实现控制电路。在图8所示的实施方式中，示出了分立的模拟和数字部件以识别所使用的步骤。
图8示出了连接到触发器812用于确保时钟信号具有相等的传号空号比的振荡器810。移位寄存器870被布置为连接到6个端子。分别有三个触发器814、816和818以及这些触发器由三组三个逻辑与非门831-839解码，以便根据需要或需要时将正确的波形切换到各个绕组。
由于绕组是对称连接的以及相角相差120度，因此三相电路中的电机30是由对称的电压和电流驱动的。
触发器814、816和818以这样的方式布置用于生成所需的相差120度的期望波形，振荡器810提供所需的正确频率。
与非门831-839解码触发器814、816和818的输出，以使输出开关器件以具有通常为200毫秒的较大延迟的方式被接通和关闭，其中电机30的一个输出1010的开关器件例如1040和1048都同时关闭。这首先确保了多相输出开关器件中不可能存在“同时导通”电流，以及其次允许电机30中的感应电流将输出从一个供电干线转换到另一供电干线，例如从可变电压到内部的0伏。如果需要，电容器820提供了局部电源去耦。
图9是适用于单相电机的多相驱动电路的电路图。由连接在电机30的每个绕组两端的电容器912、922和932实现施加到电机30的绕组的电压的缓慢的上升和下降时间，以及使用电机30本身中存储的反电动势(EMF)将电压从多相输出电路的一个电压干线转换到另一电压干线，例如从可变电压到内部0伏。
更详细地查看输出中的一个，通过关闭导通晶体管948，等待输出910的电压达到干线可变电压的电压；然后接通晶体管940以将输出910维持在该干线电压直至需要下一转换，此时以相反的方向/顺序重复该过程，来实现输出910的换向。
在该实例中，为电压分配固定的时间以在晶体管940接通之前换向电容器912。一种可选的方法是测量输出910上的电压，当其达到干线可变电压时则晶体管940接通。例如，通过使用具有模拟输入的微处理器来测量电压，这是易于实现的。
该操作方法的优点是输出开关器件在关闭和接通时没有开关损耗，以及绕组的跳变dV/dt为大约每毫秒2伏，因此存在最小的EMC问题。因此，采用屏蔽电缆不再是必要的，以及电机绕组的电“应力”(通常引起绝缘体老化)只比当直接连接到干线时的电“应力”水平略有提高。
单相形式是多相驱动的更复杂的变形，以下将更详细地进行描述。单相多相驱动900在每个输出910、920和930上采用不相同的电容器912、922和932以获得与三相电机驱动1000中实现的相似的输出换向次数。如果来自电机30的感应电流在开关时非常小，则单相驱动900可能需要使用连接到输出930的电路中的电容器982和984提供的有效转换速率功能。这是由于单相电机的绕组中流动的电流的非对称特征。
这样做的最终效果是存储在电机30中的反电动势在每个端子上的表现不同。端子910表现为类似三相电机(如下所述)；第二端子920具有第一端子的大约60％的反电动势值；以及第三端子930具有非常低的反电动势。从而，电容器920的值大约为电容器912的值的60％，以及第三端子930的输出电路是不同的，以及电容器932非常小或者不被加装。
电路900具有有效转换速率以将输出从一个干线990转换到另一干线992，而不是使用接在绕组两端的电容器932(未示出)。
开关器件980(顶部)以及开关器件988(底部)两者在接通时具有有效转换速率限制。这由用于开关器件980的电容器982以及用于开关器件988的电容器984来实现。虽然这种工作转换速率限制机制可能比输出电容器机制更浪费能量，但实际上在转换点流过的电流非常低，从而只产生非常低的开关损耗。
开关器件980和988的驱动以通过分别限制转换速率电容器982和984的效果仍非常快速地关闭开关器件980或988的方式进行布置。器件980的开关器件986和器件988的二极管987有助于此。
多相电路本质上是三个半桥驱动940和948、960和968以及980和988。考虑这些中的一个，晶体管940和948的图腾柱布置对于三相中的每一相具有到端子的中心抽头910。晶体管是双极型场效应晶体管(FET)或集成场效应晶体管(IGFET)，并且在低频操作下被优化。转换速率电容器912将输出线910接地992。
由来自图7中的780的逻辑信号操作底部开关器件948。顶部开关器件940也由来自图7中的780的合适的逻辑信号操作，以及信号通过电平位移部件946，理想情况下为了可靠性进行DC耦合并且不进行边缘触发。
每当开关器件948接通时，由流过低压电源电路的二极管944的电流提供浮动的低压电源电容器943。电容器943具有双重功能，原因在于它还提供电路500所需的电流部分。当通过正向偏置导通的二极管945接通顶部开关器件940时，该功率从电容器943传输到在可变电压功率因数校正器中的电容器560。
电容器943具有这样的值使其能够存储足够能量来维持对开关器件940的驱动并使其在驱动的最低频操作下稳固保持在“接通”状态，以及提供操作VV/PFC电路中的电路540所需的功率的至少三分之一。
当合适的顶部引线开关器件接通时，多相输出的每个顶部引线为VV/PFC电路贡献功率。
在具体情况下，其中没有向电机提供电压时，可变电压/功率因数校正电路输出电压将为零，以及低电压供电将直接通过二极管944和二极管945流向可变电压/功率因数校正电路中的电容器560。
由可变电压/功率因数校正电路的输出值设置多相输出的电压幅度(如以上参照图5进行描述的)。由于单相电机的非对称特性，多相驱动的三条引线中的每一条具有在脉冲位置和脉冲宽度方面不同的波形。这具有改变电机线圈电流幅度和彼此的相位关系的效果。图7中的逻辑电路700只提供等幅和90度的相位关系。更复杂的分立部件系统可以实现这一点，或者可以利用执行逻辑电路700的功能的微控制器在软件中非常简单地完成。
图10是适用于三相电机的多相驱动电路的电路图。由跨每个绕组连接的电容器1012、1022、1032实现缓慢的上升和下降时间以及使用电机本身中存储的反电动势(EMF)将电压从多相输出电路的一个电压干线换向到另一电压干线。
对于单相驱动，例如通过关闭导通的晶体管1048，等待输出1010的电压达到另一干线可变电压的电压以及然后接通输出支路的晶体管1040以将输出1010维持在该干线电压VRV直至需要下一跳变(当以相反方向/顺序重复该过程时)，来实现输出的换向。
在该实例中，为电压分配固定的时间以在晶体管1040接通之前换向电容器1012。一种可选的方法是测量输出1010上的电压，以及当其达到干线可变电压时则晶体管1040接通。例如，使用具有模拟输入的微处理器来测量电压，这是易于完成的。
操作该方法的另一优点是输出开关器件在关闭和接通时无开关损耗以及绕组的跳变dV/dt大约为2伏每毫秒，因此存在最小EMC问题。因此，没有必要采用屏蔽电缆，以及电机绕组的电应力只比当直接连接到干线时的应力电平略微增加。
三相形式是多相驱动的简单变形，以下将更详细地进行描述。三相形式在所有输出1010、1020、1030上使用相同的电容器1012、1022、1032以获得三相电机中的输出的换向。这是由于三相电机的绕组中流动的电流的对称特征。
其最终效果是存储在电机中的反电动势在每个端子上其本身表现相同。相同的条件应用于端子1010、1020和1030。从而电容器值1022、1012和1032是相同的。
多相电路本质上是三个半桥驱动。考虑这些中的一个，晶体管1040和1048的图腾柱布置对于三相中的每一相具有到端子的中心分接头1010。晶体管是双极型场效应晶体管(FET)或集成场效应晶体管(IGFET)，并且在低频操作下被优化。转换速率电容器1012将输出线1010接地1092。
底部开关器件1048由来自图8中的电路800的逻辑门831-839的一个组中的逻辑信号操作。顶部开关器件1040也由来自图8中的800的合适的逻辑信号操作以及信号通过电平位移部件1046，以及对于电平位移器的很多设计而言，理想情况下为了可靠性进行DC耦合并且不进行边缘触发。
每当开关器件1048接通时，由流过低压电源电路的二极管1044的电流提供浮动低压电源电容器1043。
电容器1043具有双重功能，原因在于其还提供电路500所需的电流部分。当通过二极管1045正向偏置导通而接通顶部开关器件1040时，该功率从电容器1043传输到可变电压/功率因数校正器中的电容器560。
电容器1043具有这样的值使其能够存储足够的能量来维持对开关器件1040的驱动，并使其在驱动的最低频操作下稳固保持在“接通”状态，以及提供操作可变电压/功率因数校正器电路中的电路540所需的功率的至少三分之一。
当合适的顶部引线开关器件接通时，多相输出的每个顶部引线向可变电压/功率因数校正器电路贡献功率。
在特定情况下，其中没有向电机提供电压时，可变电压/功率因数校正器输出电压将为零，以及低电压供电将直接通过二极管1044和二极管1045流向可变电压/功率因数校正器电路中的电容器560。
由可变电压/功率因数校正电路的输出值设置多相输出的电压幅度(以上参照图5进行描述)。由于三相电机的对称特性，多相驱动的三个引线中的每一条将具有在脉冲位置和脉冲宽度方面相似的波形。图8中的逻辑电路只提供等幅和120度相位关系。三相电机在每个绕组之间可能存在较小的差异，以及为了追求最高电效率，可能需要修改三个驱动波形的时序。这具有改变电机线圈电流幅度和彼此的相位关系的效果。更复杂的分立部件系统可以做到这一点，或者可以利用执行逻辑电路800的功能的微控制器在软件中非常简单地完成。
由可变电压/功率因数校正电路的输出值设置多相输出的电压幅度(以上参照图5进行描述)。由于三相电机的对称特性，多相驱动的三个引线中的每一个是相同的。
多相输出工作的原理是为电机30提供具有正确的频率的修正的方波，以及每个绕组的电压在电机的工作频率上且具有120度的相差，同时提供存储的电荷流向存储器1012、1022、1032或554的合适的路径，而不是将其作为热量耗散。
图11示出了具有由多种不同方法控制的单相电机的典型风扇消耗的功率曲线，所述方法包括建议的单相驱动、由建议的三相驱动控制的三相电机以及电子换向电机。
显而易见的是通过采用两个不同的但相互关联的波形，使用建议的单项驱动能够显著提高单相电机的运行效率。对于甚至更大的效率提高，一种选择是将不同的波形应用到每个电机绕组，以及由于使用独立的波整形，能够适应任何细微的变化，因此这可进一步增强运行。效率的提高需要平衡成本以及这所需的驱动电路的复杂性的增加。这可以是根据图18的分裂轨操作或者根据图20的正弦波操作。
例如，除了上述修正驱动电流之外，通过使用速度控制器和下列方法中的一种或多种来降低电机损耗：
1.优化波形频率；
2.将施加到每个绕组的电压改变多达±10％；
3.调节每个绕组之间的相位关系；
4.整形输入波的形式；
5.降低来自辅助部件的损耗；
6.连续测量全部变量1至4(包括)以在最优条件下操作，以及监视并调节变量以最小化控制系统的能量消耗。
理想情况下，逻辑驱动器采用软件以执行这些功能中的一个或多个，以及同时，具有电机的系统在操作中，可以替代图6、7和8组合的电路和功能的逻辑驱动器能够被配置为执行其他计算以寻找变量的可选的值，在这些值能量消耗可能低于任意给定操作的能量消耗。
简要参照图9和10，其示出了单相驱动器和三相驱动器，其中相同的部件用相同的参考标号表示，显而易见的是图7和8的逻辑驱动器以相似的方式操作，以及能够用合适的软件来配置以驱动单相或者三相速度控制器。
并且，驱动10中的软件可以被用于识别并控制从一组运行状态转换到另一组运行状态，借此根据一种优选的策略进行操作并且还以最低能量损耗执行转换。
根据是使用单相还是多相电源，动态存储器可以用于存储驱动器10的操作的变量值。
效率提高和驱动配置。有三种主要的驱动配置。
第一，感应电机在施加到每个电机绕组的正确电压、频率和相位的纯正弦波(图13)上最高效地运行。为此，驱动的输出必须是相对纯的正弦波以及产生这种正弦波的机构引起一定量的效率损失。
第二，公共领域中的传统电机驱动(图14)将可变的传号-空号比的高频(2至20kHz)方波施加到每个绕组，其平均值为每个绕组期望的电压、频率和相位以及这能够产生要实现的近正弦波电流。由于驱动输出高频方波，因此驱动损耗比上述的正弦波输出驱动更低，但是电机本身有由于高频边沿以及电机设计、绕组和钢对高频操作的基本不适用性导致的效率损耗。
第三，所述的驱动提供了正确的电压、频率和相位的修正方波到每个绕组。虽然绕组电流包含期望的基次正弦波电流，但是还包含可能导致低效操作的其他谐波。实验工作表明以上三种驱动技术中的干线功率输入与轴功率输出之间的整体损耗是可比较的。
然而，建议的驱动是整体上较低成本的解决方案，以及可改变准方波的时序以提高电机和驱动组合的整体效率。这可以通过调节施加到电机的绕组的每个方波的相对定相来完成。可以独立于相位来调节每个绕组的相对电压或者独立于电压来调节相位或者根据需要调节相位与电压的任意组合(图15)。标称电机电压由VV/PFC电路设置。通过确保顶部和底部开关器件在期望的时间期间一起保持关闭实现“三态”每个绕组的各个驱动部分中的(图16)任意一个也是可能的。这将有效地在波形的任意点打开电路绕组，这具有根据时序和电流流动从该绕组提取能量或阻止从该绕组提取的能量的效果。向控制绕组的相对端的驱动部分增加额外的跳变(图17)以缩短或延长一个绕组相对于另一个绕组的波形的时间周期也是可能的。
这些技术中的一个或组合提供了特定电机中的效率提高。
用于整个驱动系统的效率提高和/或成本改善的其他方法包括：
第一，通过在VV/PFC电路输出电容器(图18)上采用半电压电容式接头作为到绕组一端的固定连接或者作为到输出电路的半干线供电。
第二，通过采用绕组串联电容器(图19)，类似于通常的电容运转的单相感应电机连接但是提供具有可变频率和电压的准方波驱动，如所述的。
第三，通过使用通常在15至30kHz的PWM以及集成的输出滤波器提供来自的驱动的相对纯的正弦波输出(图20)，通过输出级进行正弦整形以及通过VV/PFC电路进行输出的主电压控制。如果需要，输出级能够被用于较小的电压微调。
第四，通过将转换速率限制电容器(图21)的值调节为超过限制绕组dV/dt所需要的值，其目的是将准方波形调整为更像正弦曲线的形状，从而降低波形的谐波与基频之比。
图22是提供栅极驱动到晶体管570的可选方法。由于570的源极端子2210作为电容器554的正极端子，以及电容器554的电压随时间的最大变化率在伏/每毫秒的量级，以及栅极驱动本身标称在最低20kHz，因此选择电容器2220的值为典型的10-33nF是可能的，其将栅极驱动功率、电压和波形传输到570的栅极端子2200，同时随着电容器554两端的电压改变不会过度影响栅极操作。该电容器2220需要最少400伏的额定电压。
例如，如果需要，电容器2220的另一端可以经由电平位移器/缓冲器2240被直接连接到微处理器2230。如果使用电平位移器/缓冲器2240，则电平位移器/缓冲器2240将微处理器2230的5伏输出转换为适合于驱动晶体管570的12伏。具有12伏输出的微处理器或者可选的电路无需加装电平位移器/缓冲器2240。
微处理器2230还提供多相驱动900/1000的时序，如上所述。
到晶体管570的微处理器输出是标称20kHz的PWM调制的数字波形以根据需要设置电容器554的VRV同时确保I 551具有可能的最高功率因数。
为了安全，齐纳二极管2222钳位到栅极的电压驱动并且还重新设置电容器2220在PWM波形的每次负跳变时充电。电阻器2224确保晶体管570在没有PWM驱动的情况下关闭。
该电容性驱动方法的变型还能够被用于替代电平位移器件946、966、986、1046、1066、1086。
图23图示了用于向多相顶部开关器件940、960、980、1040、1060和1080提供栅极驱动的可选的方法。图23是多相驱动900和1000的一个通道的整体原理图，并且适用于准方波操作和高效的正弦波操作两者。
速度控制器10运行的唯一方式是允许安全处理“非法”状态，在所述状态，顶部器件2340和底部器件2348在上电时都同时接通。这是由于VRV初始为零伏，因此没有“同时导通”电流通过器件2340和2348。使用中，上电后，微处理器2358设置底部器件2348关闭，以及通过经由电阻器2350输出一串脉冲还将初始化顶部器件2340为关闭。然后，VRV被设置为所需要的期望电平，同时正确的信号被施加到2340和2348的输入。
传统的电平位移器电路使用较大的电流，通常为每通道10毫安。电源400上的这种额外的电流负荷使得在使用中其一定是最小化损耗的较昂贵且复杂的开关型电源。图23中的驱动技术加了通常每通道0.2毫安的负荷。将电容器2353的值提高到正确的电路操作所需的值以上，从而实际上将功率(电荷)返回到低压电源400的电容器470中。这将降低低压电源400必须输出以操作速度控制器10中的全部电路的功率总量。
图23中的电路的操作发生在三个不同的阶段。考虑到顶部器件2340已经接通的点，反相器/缓冲器2357的输出为高。反相器/缓冲器2357的输入为低。电容器2353两端的电压等于VRV以及微控制器2358经由2350的输出也为低。现在希望接通顶部器件2340以及第一阶段是实现电阻器2350上的低至高跳变。经由电容器2353(用作电平位移器)将该低至高跳变传输到反相器/缓冲器2357的输入。2357的输出关闭顶部器件2340。这使得开关干线2359从VRV变到零。该动作是第二阶段。
在第二阶段中，现在电容器2353执行其他两个功能。一个功能是在该电压跳变过程中保持顶部器件2340关闭以及另一功能是为电容器2343提供功率。流过二极管2352和2354的电容器2353中的位移电流保持顶部器件2340关闭。电阻器2350和2355限制并保护微控制器2358和反相器/缓冲器2357的输出免受电压跳变过程中发生的瞬变电压和电流的影响。电容器2353的位移电流存储在电容器2343中，准备操作反相器/缓冲器2357再次接通顶部器件2340。当开关干线2359为零伏时，现在电路处于其第三阶段。
现在接通底部器件2348从而将开关干线2359保持在零伏。现在电容器2353返回其作为准备将高至低跳变传输到反相器/缓冲器2357的输入以逆向操作电路的机构的初始功能。
接通顶部器件是如上所述的过程的逆向操作。电容器2353的位移电流流过二极管2356和2351。该位移电流将电流返回到电容器470中。
图23中所述的电路可以被用作准方波驱动以及正弦波驱动两者。对于方波操作，感应器2311用链路替换以及电容器2312具有获得2310的正确的转换速率的值。器件2340和2348的转换操作的频率是电机驱动频率。
对于2310的正弦波输出，电感2311被加装以及电容器2312的值被选择为转换频率波动幅度、传导干扰与电机dV/dt之间的折中。现在用可变PWM在通常20kHz的频率调制器件2340和2348以在输出2310上获得期望的正弦曲线波形。
当底部器件2348接通时，加装二极管2344用于为电容器2343充电。当顶部器件2340接通时，加装二极管2345用于为可变电压功率因数校正器500的低压电源充电。可以将电容器2353的值增大到超过在某点进行优化操作所需的值，在该点，足够的能量被传输到电容器2343以允许省略二极管2344或者提供所需的最小量的电流。
电容式驱动和使用可变电压VRV的这种方法的独特特征是，当顶部器件2340关闭时，可使存储在电容器2343中的来自电容器2353的位移电流和可用能量匹配电容器2343所需的能量用于再次接通顶部器件2340。这是由于接通顶部器件2340所需要的能量很大程度上归于开关器件2340中的正比于器件2340上的电压跳变的Miller电容。
对于最低成本和最少部件数的解决方案，用印制电路板上的区域之间的电容耦合替代电容器2353以及依靠微控制器2358的衬底二极管和反相器/缓冲器2357，及在器件2340和2348的切换过程中提供用于电容器2353的位移电流的路径是可能的。
仅通过实例的方式描述了本发明，将理解的是在不脱离本发明的范围下可以对上述实施方式进行改变。关于以上描述，应意识到最优的部件值、尺寸、材料、形状、形式、操作的功能和方式、装配以及使用等的变化对于本领域的技术人员是显而易见的，以及电路图和示图中示出的那些以及说明书中描述的所有等效关系旨在由本发明囊括。
因此，上述被认为只是本发明的理论的示例性说明。进一步地，由于对于本领域的那些技术人员而言，多种修改和变更是易于发生的，因此不希望将本发明限制到所示出和描述的精确构造和操作。

Claims (34)

1.一种电机控制器，其修正交流(AC)电机的输入电流，其中所述电机具有至少一个绕组，所述电机控制器包括：功率输入整流器；低压电源，用于为控制电路提供功率；可变输出电压电路，用于为驱动输出电压电路提供可变DC电压以向所述至少一个绕组提供功率；及控制电路，其被布置为控制所述可变输出电压电路以及为所述驱动输出电压电路提供定时波形。
2.根据权利要求1所述的电机控制器，其中所述可变输出电压电路同时提供功率因数校正输入电流波形。
3.根据权利要求1或2所述的电机控制器，其中所述驱动输出电压电路被布置为与提供给所述至少一个绕组的可变电压同步的、以可调重复率切换电压。
4.根据权利要求1或2所述的电机控制器，包括用于修正所述可变输出电压电路的输入以使干线供电呈现接近1的功率因数的装置。
5.根据权利要求1或2所述的电机控制器，其中所述驱动输出电压电路被布置，使用中，通过所述驱动输出电压电路，输出电容器被布置为将转换速率受限的波电压施加到所述电机。
6.根据权利要求1或2所述的电机控制器，其中所述驱动输出电压电路被布置，由此在使用中，所述输入电流的波来自包括正弦波、方波、锯齿波、以及所述正弦波、所述方波和所述锯齿波的变形和组合的组。
7.一种电机控制器，其修正交流(AC)电机的输入电流，所述电机具有至少一个绕组，所述电机控制器包括：功率输入整流器；低压电源，用于为控制电路提供电压；可变输出电压电路，用于调节提供给所述至少一个绕组的驱动输出电压的最大值或最小值；驱动输出电压电路，用于驱动所述电机；控制电路，被布置为控制所述可变输出电压电路，以及用于控制所述驱动输出电压电路以向所述驱动输出电压电路提供时变波形的装置。
8.一种电机控制器，其修正交流(AC)电机的输入电流，所述电机具有至少一个绕组，使用中所述电机适于与所述输入电流串联以及从其获得修正的驱动电流波形，所述控制器包括：低压电源；整流电路；可变电压和功率因数校正电路；多相输出电路；控制电路，其被布置为控制所述可变电压和功率因数校正电路，以及所述多相输出电路被布置以提供可变的修正的驱动输出电压。
9.根据权利要求8所述的电机控制器，其中所述修正的驱动输出电压被布置以将施加到所述电机的电压切换到包含零的最大值或最小值一段预设和可变的持续时间。
10.根据权利要求7所述的电机控制器，其中所述驱动输出电压电路被布置为与提供给所述至少一个绕组的可变电压同步的、以可调重复率切换电压。
11.根据权利要求1、7或8所述的电机控制器，具有单相控制器，所述单相控制器被布置以将输入电流切换到零一段预设和可变的持续时间。
12.根据权利要求8所述的电机控制器，其中有至少两个绕组，超前相位电流被施加到所述电机的第一绕组；以及另一不同的相位电流被施加到所述电机的第二绕组。
13.根据权利要求8、9、10或12所述的电机控制器，其中反馈回路包括反馈控制器，所述反馈控制器响应于电机负载的变化，提供对输入到所述可变电压和功率因数校正电路的驱动波形的反馈信号。
14.根据权利要求13所述的电机控制器，其中所述反馈回路包括脉宽调制器(PWM)。
15.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，其中在使用中，电容性负载被连接在所述绕组中的至少一个的两端。
16.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，包括与所述电机串联的电阻性负载。
17.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，包括用于提供谐波信息的装置，所述谐波信息能够用于提供对功率因数的指示。
18.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，包括用于使用两相和三相电源进行操作的输入。
19.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，包括逻辑控制器，所述逻辑控制器是固态器件的形式并且包括微处理器。
20.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，其是封闭式的，并且比所述电机的尺寸更小。
21.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，包含于由以下项构成的组的设备中：泵、压缩机、冰箱、空调、电风扇、自动扶梯、传送机、机器、洗衣机、旋转干燥机、滚筒干燥机、食品搅拌机、食品加工机、磨床、擦鞋机和换气扇。
22.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，包含于车辆中并且用于控制所述车辆的速度。
23.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，小于4厘米长、3厘米宽和2厘米厚。
24.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，具有小于3.0×10-6m3的体积。
25.根据权利要求24所述的电机控制器，具有小于2.0×10-6m3的体积。
26.根据权利要求24所述的电机控制器，具有小于1.0×10-6m3的体积。
27.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，其被包含到作为监控和数据采集系统(SCADA)的一部分运行的遥测控制网路。
28.根据权利要求8、9、10、12或14所述的电机控制器，其具有能够接收更新的控制软件的存储器。
29.一种控制电机的方法，包括以下步骤：改变输入电压和/或电流；根据所述电机的要求选择瞬时电压并且将所述瞬时电压施加到所述电机的期望绕组。
30.根据权利要求29所述的控制电机的方法，其中功率因数校正电流被施加到至少一个绕组。
31.一种电机控制器，其修正交流(AC)电机的输入电流，其中所述电机具有至少一个绕组，所述电机控制器包括：功率输入整流器；输出电压电路，用于提供驱动输出；控制电路，被布置为控制所述驱动输出的电压以向所述输出电压电路提供定时波形；所述控制电路包括用于修正输入的装置，所述输入可操作以调节所述定时波形以使干线供电呈现接近1的功率因数。
32.根据权利要求31所述的电机控制器，其中所述输出电压电路可操作以提供作为可变驱动输出电压的驱动输出电压。
33.根据权利要求31或32所述的电机控制器，包括用于向控制电路提供电压的低压电源。
34.一种控制电机的方法，包括以下步骤：修正交流(AC)电机的输入电流，所述电机具有第一绕组和第二绕组，所述步骤包括：获得低压电源；整流所述电源；提供降低的DC电压同时所述电源表现可接受的功率因数，提供控制和定时信号以及提供多相输出级以提供在预设的时间期间(T)其值为零的修正的驱动电压和电流。
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Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009029884A1 (de) * 2009-06-23 2010-12-30 Robert Bosch Gmbh Notverstelleinrichtung für Blattverstellsysteme von Windenergieanlagen
BE1019299A3 (nl) * 2010-04-20 2012-05-08 Atlas Copco Airpower Nv Wekwijze voor het aansturen van een compressor.
EP3573208A1 (en) * 2010-10-04 2019-11-27 City University of Hong Kong A power control circuit and method for stabilizing a power supply
EP2535728B1 (en) * 2011-06-15 2019-08-07 Lucas Automotive GmbH Electrical control unit for a vehicle actuation system
KR101366557B1 (ko) * 2012-09-19 2014-02-26 주식회사 만도 전기 자전거 구동 장치
JP5880420B2 (ja) * 2012-12-20 2016-03-09 株式会社豊田自動織機 インバータ装置
TWI503818B (zh) * 2013-01-21 2015-10-11 Richtek Technology Corp 具共用腳位之馬達控制器與相關控制方法
CN104216495A (zh) * 2013-05-31 2014-12-17 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 风扇供电电路
JP5658812B1 (ja) * 2013-11-19 2015-01-28 シャープ株式会社 モータ制御装置及び冷凍・空調装置
US10164629B2 (en) * 2013-12-18 2018-12-25 Omron Automotive Electronics, Inc. Method and apparatus for controlling current slew rate of a switching current through an external resistive load
KR101684839B1 (ko) * 2014-01-09 2016-12-08 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력 변환 장치
US9735725B2 (en) 2014-01-21 2017-08-15 Regal Beloit America, Inc. Methods and systems for transient voltage protection
KR101551066B1 (ko) * 2014-03-03 2015-09-07 현대자동차주식회사 차량용 모터 구동 장치
US20150270747A1 (en) * 2014-03-24 2015-09-24 The Texas A&M University System System and method for controlling multiphase electric motors
US10205413B2 (en) * 2014-08-08 2019-02-12 Johnson Electric International AG Magnetic sensor integrated circuit, motor assembly and application device
CN107306517B (zh) * 2014-08-08 2020-09-15 德昌电机(深圳)有限公司 风机、泵、电机组件及用于电机驱动的集成电路
US10637374B2 (en) * 2014-08-08 2020-04-28 Johnson Electric International AG Magnetic sensor integrated circuit, motor component and application apparatus
US9553539B2 (en) 2014-08-28 2017-01-24 Deere & Company Methods of generating output variable voltage for electric drive devices and systems thereof
US9331566B1 (en) * 2015-02-18 2016-05-03 Adaptive Frequency Holdings, LLC Adaptive AC power exchanger
CN104917440B (zh) * 2015-06-29 2018-04-13 郑长青 串激式电机的控制电路
US10473097B2 (en) 2015-09-02 2019-11-12 Tigerflow Systems, Llc System and method for speed control of variable speed pumping systems
MX2018007707A (es) * 2015-12-22 2018-11-09 Thermatool Corp Sistema de suministro de energia de alta frecuencia con salida muy regulada para calentar una pieza de trabajo.
ITUA20162878A1 (it) * 2016-04-26 2017-10-26 Phase Motion Control S P A Dispositivo di alimentazione e azionamento per un motore elettrico a magneti permanenti
CN106647687A (zh) * 2016-09-07 2017-05-10 西北工业大学 一种无刷永磁电机驱动控制器模拟加载测试方法
US9673743B1 (en) 2016-09-08 2017-06-06 Limiter Power Management System (PTY) LTD. Efficient motor control
CN106837630B (zh) * 2017-04-06 2019-02-01 何建洪 一种恒电压电动燃油泵
GB2567128A (en) * 2017-07-25 2019-04-10 Quepal Ltd A torque ripple reduction device
GB2567129A (en) * 2017-07-25 2019-04-10 Quepal Ltd A power factor correction system
HU231199B1 (hu) * 2017-11-16 2021-09-28 Electromega Kft Eljárás aszinkron motor alacsony teljesítményfelvétel mellett történő nagy indítónyomatékú meghajtására
CN109924909B (zh) * 2017-12-19 2020-11-03 美的集团股份有限公司 食物搅拌机及其驱动电机的控制方法和装置
CN109655691B (zh) * 2018-12-25 2021-01-22 中国电子产品可靠性与环境试验研究所（（工业和信息化部电子第五研究所）（中国赛宝实验室）） 板级电路中功率器件退化监测方法、装置和系统
CN111464107B (zh) * 2019-01-22 2022-02-08 上海汽车集团股份有限公司 电机、电机数据解析方法、装置及系统
JP2021112093A (ja) * 2020-01-15 2021-08-02 富士通株式会社 電源回路及び電子装置
CN111371368B (zh) * 2020-03-19 2021-11-19 荣信汇科电气股份有限公司 一种级联型四象限变频器抗电源电压跌落的方法
US11569726B2 (en) * 2020-05-15 2023-01-31 Texas Instruments Incorporated Hybrid gate driver
DE102020123346A1 (de) 2020-09-08 2022-03-10 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Leistungselektronische Einrichtung mit einem Spannungsteiler und Kraftfahrzeug
CN112542972B (zh) * 2020-12-10 2024-04-12 重庆市新众誉科技有限公司 用于纠偏控制器的矢量控制高压同步电机驱动系统
CN112713758B (zh) * 2020-12-26 2022-01-28 珠海格力电器股份有限公司 一种可共地并同时监测上下管驱动波形的电路、方法
CN116541320B (zh) * 2023-05-22 2024-01-23 深圳市海思科自动化技术有限公司 一种智能io模块总线通讯方法、io模块、终端及介质

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0697569A1 (en) * 1994-07-26 1996-02-21 Fujitsu General Limited Control apparatus for controlling motor of air conditioner
JP2001268938A (ja) * 2000-03-15 2001-09-28 Hitachi Ltd パワーモジュール及びこれを用いたルームエアコン
CN2586294Y (zh) * 2002-11-20 2003-11-12 西安海门工贸有限责任公司 直流电机控制器
WO2004070928A1 (en) * 2003-01-27 2004-08-19 Precor Incorporated Digital power supply controller for power factor correction
US20050184708A1 (en) * 2004-02-24 2005-08-25 William Pippin Power factor correction circuit
WO2007004429A1 (en) * 2005-07-06 2007-01-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Brushless dc motor and electric device using the same
EP1814213A1 (en) * 2006-01-30 2007-08-01 Infineon Technologies AG Control circuit for a switching power supply, method for controlling a switching power supply and computer program
CN201035439Y (zh) * 2007-05-18 2008-03-12 北京思能达电力技术有限公司 风力发电场无功电压自动控制系统
CN201134785Y (zh) * 2007-12-29 2008-10-15 马建红 Pwm电机控制器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4575668A (en) * 1984-07-09 1986-03-11 Liebert Corporation Controller for providing PWM drive to an A.C. motor
US4937509A (en) * 1988-10-14 1990-06-26 Acraloc Corporation Electronic braking circuit for rotating AC electrical motors
US5045988A (en) * 1990-07-31 1991-09-03 Eaton Corporation Isolated adjustable frequency AC inverter control
US4994950A (en) * 1990-07-31 1991-02-19 Eaton Corporation Waveform generator for inverter control
US5568368A (en) * 1993-05-03 1996-10-22 General Electric Company Square-wave converters with soft voltage transitions for ac power distribution systems
JP3496532B2 (ja) * 1998-08-18 2004-02-16 日立工機株式会社 遠心機用モータの制御装置
US7202619B1 (en) * 2005-02-24 2007-04-10 Gary Randolph Fisher Variable frequency drive for AC synchronous motors with application to pumps

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0697569A1 (en) * 1994-07-26 1996-02-21 Fujitsu General Limited Control apparatus for controlling motor of air conditioner
JP2001268938A (ja) * 2000-03-15 2001-09-28 Hitachi Ltd パワーモジュール及びこれを用いたルームエアコン
CN2586294Y (zh) * 2002-11-20 2003-11-12 西安海门工贸有限责任公司 直流电机控制器
WO2004070928A1 (en) * 2003-01-27 2004-08-19 Precor Incorporated Digital power supply controller for power factor correction
US20050184708A1 (en) * 2004-02-24 2005-08-25 William Pippin Power factor correction circuit
WO2007004429A1 (en) * 2005-07-06 2007-01-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Brushless dc motor and electric device using the same
EP1814213A1 (en) * 2006-01-30 2007-08-01 Infineon Technologies AG Control circuit for a switching power supply, method for controlling a switching power supply and computer program
CN201035439Y (zh) * 2007-05-18 2008-03-12 北京思能达电力技术有限公司 风力发电场无功电压自动控制系统
CN201134785Y (zh) * 2007-12-29 2008-10-15 马建红 Pwm电机控制器

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