JPH10191641A

JPH10191641A - 無停電電源装置

Info

Publication number: JPH10191641A
Application number: JP8345719A
Authority: JP
Inventors: Hideaki Kunisada; 秀明国貞; Hideyasu Umetsu; 秀恭梅津; Keizo Shimada; 恵三嶋田; Tamahiko Kanouda; 玲彦叶田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-12-25
Filing date: 1996-12-25
Publication date: 1998-07-21

Abstract

(57)【要約】【課題】３相交流入力と３相交流出力とが同期している
時は、共通相ハーフブリッジ変換器の運転を停止し、無
停電電源装置の運転効率を高める。【解決手段】中性相の電位変動または電流変動を検出し
て、中性相にリアクトル３を介して接続される共通相ハ
ーフブリッジ回路のスイッチ素子５，６のオン・オフを
制御する手段を備える無停電電源装置において、交流出
力６２，６３および交流入力４６，４７を検出して、中
性相に接続されていない順変換用ハーフブリッジ回路群
のスイッチ素子５，６，９，１０のオン・オフを制御す
る手段を備え、交流出力が交流入力と同期している時
は、交流入力の力率を、交流出力の力率に合わせるよう
に、中性相に接続されていない順変換用ハーフブリッジ
回路群のスイッチ素子をオン・オフ制御すると共に、共
通相ハーフブリッジ回路のスイッチ素子７，８をオフに
制御することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無停電電源装置に
関わり、特に、入力と出力が共に交流で、順変換器と逆
変換器を備え、逆変換器を交流入力に同期して運転する
無停電電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流入力を直流に変換し、さらに
それを交流に変換する電力変換装置において、交流入力
の１相と、直流の中性相と、交流出力の１相とを共通に
した電力変換装置としては、例えば、特開平５−１５１
７１号公報が知られている。この装置は、直流の中性相
に接続される交流の１相の電流は、直流回路のコンデン
サへ流れ込むように構成されている。しかし、この装置
は直流回路のコンデンサを大容量にする必要があるた
め、これを共通相ハーフブリッジ変換器を設けることに
よって直流回路のコンデンサを小形化するように改善さ
れているが、運転効率が低くなる問題がある。

【０００３】さらに、電力変換装置の従来技術を図７〜
図１４を用いて説明する。

【０００４】図７において、１は３相交流電源、２，４
はそれぞれ３相交流電源１の第１相および第３相に接続
されるリアクトル、５，６は、第１相のリアクトル２を
介して両者の接続点に接続され、正相と負相間に直列接
続されるトランジスタ、９，１０は、第３相のリアクト
ル４を介して両者の接続点に接続され、正相と負相間に
直列接続されるトランジスタ、１１，１２はトランジス
タ５，６のそれぞれに逆接続されるダイオ−ド、１５，
１６はトランジスタ９，１０のそれぞれに逆接続される
ダイオ−ド、１７，１８は、正相と負相間に直列接続さ
れ、接続点が中性相を構成しかつ３相交流電源１の第２
相に接続されるコンデンサ、１９は正相、中性相、負相
の各相の直流が入力され、図示されていない外部負荷に
接続されるインバータ等からなる負荷装置である。

【０００５】図に示すように、この電力変換装置は、２
個のハ−フブリッジ型変換器（ハ−フブリッジ型の単相
順変換器とも呼称される）を備え、３相交流を直流３線
出力へ変換する順変換器として構成されている。

【０００６】この電力変換装置は、トランジスタ５，
６，９，１０のオン・オフ制御することにより、理想的
には交流入力電流波形を正弦波にし、交流入力電流を入
力電圧と同期させ、かつ両者の位相が一致することによ
り入力力率１とし、さらに、出力電圧が一定になるよう
に動作させることができる。しかし、この状態を作るた
めには２つのハ−フブリッジ型順変換器が完全な平衡３
相交流電圧を発生させる必要がある。

【０００７】また、３相交流電源１から３相平衡の正弦
波電流を供給した場合には、供給電力は時間的に一定の
電力になる。従って、図８に示すように、直列コンデン
サ１７，１８の両端電圧ｖdcは、リップルの無い完全な
直流になる。しかし、この装置は、図に示すように、コ
ンデンサ１７，１８のそれぞれの両端電圧ｖC1，ｖC2に
は、コンデンサ１７，１８の静電容量が無限大でないか
ぎり交流電源と同じ周波数のリップル電圧が発生する。

【０００８】具体的に、このリップル電圧を計算すると
次のようになる。

【０００９】３相交流電源１の第２相からピ−ク値Ｉの
正弦波電流が流れ込むとすると、電源周期Ｔの半サイク
ルＴ／２の間に流れ込む電荷Ｑｘは、周期Ｔ、振幅Ｉの
正弦波の正の半サイクルを積分すると、下式によって求
められる。

【００１０】Ｑｘ＝Ｔ・Ｉ／π このＱｘは、コンデンサ１７とコンデンサ１８に蓄えら
れる電荷の差であり、従って、コンデンサ１７とコンデ
ンサ１８の静電容量は同じＣであるとすれば、Ｃ・ｖC1−Ｃ・ｖC2＝Ｑｘここで、コンデンサ１７とコンデンサ１８の両端電圧の
差をΔＶとすればＣ・ΔＶ＝Ｑｘ例えば、交流２００Ｖ、５０Ｈｚ、１０ｋＶＡでコンデ
ンサ１７とコンデンサ１８の容量として１０ｍＦのコン
デンサを用いた場合、Ｔ＝２０ｍｓ、Ｉ＝４０．８Ａ、
であるから、上記式からΔＶ＝２６．０Ｖppとなる。

【００１１】このように直流の中性点が変動すると、ト
ランジスタ５，６，９，１０に３相交流電源から完全な
正弦波電圧が入力し、ＰＷＭ変調したオン・オフ信号を
与えても、負荷装置１９の交流側電圧には、位相のずれ
や波形の歪が発生し、入力電流位相がずれたり、入力電
流波形に歪が発生するという問題が起きる。さらにΔＶ
が大きくなってしまうと、必要とする直流電圧が得られ
ない期間が生じ、順変換器の交流側電圧はピ−クが得ら
れず、制御がきかない期間が生じる。その結果、ますま
す入力電流波形の歪は増大することになる。

【００１２】直流コンデンサ１７，１８の容量を大きく
することによって、中性点電圧を安定させることもでき
るが、大容量のコンデンサを取り付けると、コストアッ
プ、寸法アップ等の問題が生じる。

【００１３】次に、上記の問題点を解決した電力変換装
置を図９〜図１１を用いて説明する。

【００１４】図９は図７に示した装置を改良した電力変
換装置を示す図であり、図において、３は３相交流電源
１の第２相に接続されるリアクトル、７，８は、第２相
のリアクトル３を介して両者の接続点に接続され、正相
と負相間に直列接続されるトランジスタ、１３，１４は
トランジスタ７，８のそれぞれに逆接続されるダイオ−
ド、２０はコンデンサ１７の両端電圧ｖC1を検出する絶
縁アンプ（絶縁電圧検出器）、２１はコンデンサ１８の
両端電圧ｖC2を検出する絶縁アンプ（絶縁電圧検出
器）、２２は検出した電圧ｖC1，ｖC2を減算する減算
器、２３は減算器２２からの出力値を調整する制御補償
器、２４は三角波発生器、２５は制御補償器２３の出力
と三角波発生器２４の出力を比較してＰＷＭ変調信号を
出力する比較器、２６はＰＷＭ変調信号を入力しトラン
ジスタ７，８をオン・オフ制御するトランジスタ駆動回
路である。なお、図７に示される部分と同一部分につい
ては同一符号を付して説明を省略する。

【００１５】図に示すように、この電力変換装置は、３
相交流電源１の第２相（共通相）とリアクトル３を介し
て接続される共通相ハーフブリッジ型変換器が付加され
ており、全体として、３相交流電源１を３線直流に変換
する電力変換装置の主回路がフルブリッジ回路で構成さ
れている図１０は図９に示すトランジスタ７，８を駆動
した時の状態を示すもので、図において、ｖL3はリアク
トル３の両端の電圧（電圧の向きは図９に示す向きとす
る）、ｉL3は、リアクトル３を流れ電流（電流の向きは
図９に示す向きとする）、Ｔはトランジスタ７，８のス
イッチング周期、ｔON1はトランジスタ７のオン期間、
ｔON2はトランジスタ８のオン期間である。

【００１６】次に、この電力変換装置の動作を図９およ
び図１０を用いて説明する。

【００１７】（ａ）ｖC1＞ｖC2の場合この場合は、減算器２２の出力が正になるので比較器２
５の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が大きくなる。即ち、図１０（ａ）に示すように、ｔ
ON2よりｔON1の方が大きくなる。その結果、１周期Ｔに
おけるリアクトル電圧ｖL3の積分値は正になり、リアク
トル３に流れる電流ｉL3は正方向に増加する。この電流
の向きはコンデンサ１７の電荷を放電し、コンデンサ１
８に電荷を充電する。そのため、コンデンサ電圧ｖC１
は減少し、コンデンサ電圧ｖC2は増加するように動作す
る。

【００１８】（ｂ）ｖC1＜ｖC2の場合この場合は、減算器２２の出力が負になるので比較器２
５の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が小さくなる。即ち、図１０（ａ）に示すように、ｔ
ON1よりｔON2の方が大きくなる。その結果、１周期Ｔに
おけるリアクトル電圧ｖL3の積分値は負になり、リアク
トル３に流れる電流ｉL3は負方向に増加する。この電流
の向きはコンデンサ１７の電荷を充電し、コンデンサ１
８の電荷を放電する。そのため、コンデンサ電圧ｖC１
は増加し、コンデンサ電圧ｖC2は減少するよに動作す
る。

【００１９】このように、この共通相ハーフブリッジ型
変換器では、コンデンサ電圧ｖC1とコンデンサ電圧ｖC2
に差があると、それを解消する方向に回路が動作するの
で、最終的にはコンデンサ電圧ｖC1とコンデンサ電圧ｖ
C2が等しくなるところで安定する。この時、３相交流電
源１の第２相からの入力電流と直流３線の負荷装置１９
の中性相への出力電流の差分は、結果的にコンデンサ１
７、１８へは流れず、リアクトル３へ流れる。

【００２０】図１１も図７に示した装置を改良した電力
変換装置の一例を示す図であり、図において、２７はコ
ンデンサ１７，１８の接続点とリアクトル３間に流れる
電流を検出する変流器である。その他の構成は図９に示
すものとほぼ同一である。

【００２１】この電力変換装置は、図９に示すものがコ
ンデンサ電圧ｖC1およびコンデンサ電圧ｖC2を検出する
ものであるのに対して、コンデンサ１７，１８の差分電
流を検出してコンデンサ１７，１８の両端電圧のリップ
ルを無くすものであり、コンデンサ１７，１８の中間点
から流れ出す電流ｉCが零になるように動作する。即
ち、３相交流電源１の第２相からの入力電流と負荷装置
１９の中性相への出力電流の差分は、結果的にコンデン
サ１７，１８へは流れず、リアクトル３に流れる。その
結果、コンデンサ１７，１８の両端電圧のリップルを無
くすことができる。

【００２２】次に、図９または図１１に示した共通相ハ
ーフブリッジ型変換器を無停電電源装置に適用した例を
図１２〜１４を用いて説明する。

【００２３】図１２は共通相ハーフブリッジ型変換器を
備える無停電電源装置を示す図であり、２８，２９は、
正相と負相間にトランジスタ５，６と同じ向きに直列接
続され、両者の接続点がリアクトル３６に接続されるト
ランジスタ、３０，３１は正相と負相間にトランジスタ
５，６と同じ向きに直列接続され、両者の接続点がリア
クトル３７に接続されるトランジスタ、３２，３３はそ
れぞれトランジスタ２８，２９に逆接続されるダイオ−
ド、３４，３５はそれぞれトランジスタ３０，３１に逆
接続されるダイオ−ド、３６，３７は出力側がそれぞれ
３相交流負荷の第１相および第３相に接続されるリアク
トル、３８，３９はそれぞれ３相交流負荷の第１相と第
２相間および第２相と第３相間に接続されるコンデン
サ、４０，４１は３相交流電源１の第１相と３相交流負
荷の第１相間に逆並列に接続されたサイリスタ、４２，
４３は３相交流電源１の第３相と３相交流負荷の第３相
間に逆並列に接続されたサイリスタ、４４は第１相およ
び第３相はそれぞれリアクトル３６，３７を介して接続
され、第２相はコンデンサ１７，１８の中性相に接続さ
れる３相交流負荷、４５は直列コンデンサ１７，１８の
両端電圧を検出する絶縁アンプ（絶縁電圧検出器）、４
６，４７はそれぞれ３相交流電源１のリアクトル２，４
を流れる電流を検出する変流器、４８は３相交流電源の
各相の電圧を検出する３相変圧器、４９は絶縁アンプ４
５から検出された検出電圧を基準電圧発生源の基準電圧
によって演算する演算増幅器、５０は基準電圧発生源、
５１は３相交流電源１の各相に同期した２つの正弦波を
出力する３相基準正弦波発生器、５２，５３は乗算器、
５４，５５はそれそれ乗算器５２，５３の出力と変流器
４６，４７からの出力とを演算する演算増幅器、５６は
３角波発生器、５７，５８はそれぞれ演算増幅器５４，
５５の出力と三角波発生器５６の出力とを比較し、ＰＷ
Ｍ信号を出力する比較器、５９，６０はそれぞれ、比較
器５７，５８から出力されたＰＷＭ信号に従いトランジ
スタ５，６および９，１０をオン・オフ制御するトラン
ジスタ駆動回路、６１は直流の中性相と負相の間にコン
デンサ１８と共に並列に接続される直流電力貯蔵器とし
ての蓄電池である。

【００２４】なお、図１２においても、図９または図１
１に示すコンデンサ電圧ｖC1とコンデンサ電圧ｖC2を安
定化する手段を備えているが、図においてはその一部
（絶縁アンプ２０，２１、減算器２２、制御補償器２
３、三角波発生器２４、比較器２５、トランジスタ駆動
回路２６）が省略されている。また、図９に示す部分と
同一部分については同一符号を付して説明を省略する。

【００２５】図に示すように、この無停電電源装置は、
フルブリッジ回路構成の３相交流入力形の順変換器とハ
ーフブリッジ２回路構成の３相交流出力形の逆変換器と
を接続した３相交流入力・３相交流出力の電力変換装置
から構成されており、直流の中性相と負相間にコンデン
サ１８と並列に蓄電池６１を接続したものである。

【００２６】また、３相交流電源１の第１相と３相交流
負荷４４の第１相間を逆並列に接続したサイリスタ４
０，４１、および３相交流電源１の第３相と３相交流負
荷４４の第３相を逆並列に接続したサイリスタ４２，４
３を介して接続し、３相交流電源１から順変換器、逆変
換器を介さずに、直接３相交流負荷４４に電力供給する
バックアップ回路を備えている。

【００２７】また、この装置は、直列コンデンサ１７，
１８両端の電圧を検出して、３相交流電源１の各相電圧
および各相電流に同期してトランジスタ５，６，９，１
０を駆動し、直列コンデンサ１７，１８の両端電圧を安
定化する手段を備えている。

【００２８】次に、この無停電電源装置の動作を図１２
〜図１３を用いて説明する。

【００２９】図１２において、３相交流電源１の電圧を
３相変圧器４８で検出する。その検出出力は３相基準正
弦波発生器５１へ送られ、３相基準正弦波発生器５１は
３相交流電源１の各相に同期した２つの正弦波を出力す
る。一方、順変換器出力の２直列コンデンサ１７，１８
の両端電圧を絶縁アンプ４５で検出する。この検出値は
演算増幅器４９へ送られ、その直流電圧の検出値を基準
電圧発生源５０の出力によって演算増幅器４９で演算
し、その出力を３相基準正弦波発生器５１から出力され
る２つの正弦波にそれぞれ乗算器５２，５３を用いて掛
け合わせる。乗算器５２の出力と主回路のリアクトル２
の電流を検出する変流器４６の検出値とを演算増幅器５
４で演算する。また、乗算器５３の出力と主回路のリア
クトル４の電流を検出する変流器４７の検出値とを演算
増幅器５５で演算する。演算増幅器５４，５５の出力と
三角波発生器５６の出力とをそれぞれ比較器５７，５８
で比較し、ＰＷＭ信号を得る。比較器５７の出力はトラ
ンジスタ駆動回路５９へ送られる。トランジスタ駆動回
路５９は、ＰＷＭ信号に従い、トランジスタ５，６を交
互にオン・オフ制御する。また、比較器５８の出力もト
ランジスタ駆動回路６０へ送られ、上記と同様に、トラ
ンジスタ駆動回路６０は、トランジスタ９，１０を交互
にオン・オフ制御する。

【００３０】このように、トランジスタ５，６，９，１
０をオン・オフ制御することによって、３相交流電源１
に対して、入力電流を正弦波、入力力率１を保ちながら
直流電圧を出力することができ、また、トランジスタ２
８，２９，３０，３１をオン・オフ制御することによっ
て前記直流電圧を入力して、３相交流負荷４４へ３相の
正弦波交流電圧を供給することができる。さらに、トラ
ンジスタ７，８をオン・オフ制御して３相交流電源１の
第２相からの入力電流と３相交流負荷４４の第２相へ供
給する電流との差分をリアクトル３から供給する。

【００３１】次に、図１３に示すベクトル図を用いて、
３相交流電源１の各相電圧、各相電流と３相交流負荷４
４の関係を説明する。

【００３２】図において、Ｅui，Ｅvi，Ｅwiは３相交流
電源１の各相電圧、ｉui，ｉvi，ｉwiは３相交流電源１
から入力する各相電流、ｉuo，ｉvo，ｉwoは３相交流負
荷４４へ流入する各相電流である。なお、この無停電電
源装置の逆変換器は通常は３相交流電源１に同期して運
転されるので、ベクトルは同期していることを前提と
し、また、３相交流負荷４４は一般的には力率は０．９
遅れ程度が多く、遅れを０．９遅れ（位相差２５．８
°）とした。

【００３３】順変換器は入力力率が１．０で運転される
ため、３相交流電源１の各相電圧Ｅui，Ｅvi，Ｅwiは各
相電流ｉui，ｉvi，ｉwiと同相であり、逆変換器出力電
流ｉuo，ｉvo，ｉwoは順変換器入力電流ｉui，ｉvi，ｉ
wiに対し、２５．８°遅れている。トランシジタ７，８
の制御回路はリアクトル３に流れる電流をｉL3＝ｉvo−
ｉviになるように制御して、コンデンサ１７，１８の中
性点から流れ出る電流を無くし、コンデンサ１７，１８
の両端電圧を安定化している。

【００３４】

【発明が解決しょうとする課題】しかし、図１２に示す
無停電電源装置では、３相交流入力電源１の周波数が規
定値を外れ、逆変換器が同期できないことがある。即
ち、図１４のベクトル図に示すように、逆変換器の出力
電流ｉvoが順変換器の入力電流ｉviと逆位相となること
があり、その場合、リアクトル３の電流ｉL3が出力電流
ｉvoの２倍となる。従って、トランジスタ７，８やリア
クトル３はこの２倍の電流を流す容量が必要であり、ま
たトランジスタ５，６，９，１０やリアクトル２，４も
２倍の電流容量が必要となる。即ち、この無停電電源装
置はコンデンサ１７，１８を小形化できる反面、共通相
ハ−フブリッジ変換器は２倍の電流容量が必要となり、
この変換損失が大きく効率を低下させる欠点がある。

【００３５】従って、本発明は、上記の問題点に鑑み、
３相交流入力と３相交流出力とが同期している時は、中
性相に流れ込む電流を極めて少なくして、共通相ハーフ
ブリッジ変換器の運転を停止し、同期が大きくずれてき
た時は、共通相ハーフブリッジ変換器の運転を行い、２
直列コンデンサの電圧アンバランスを低減した無停電電
源装置を提供することにある。

【００３６】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、次のような手段を採った。

【００３７】多相交流電源と、逆並列に接続されたダイ
オードを備えたスイッチ素子を２個直列に接続した複数
の順変換用ハーフブリッジ回路群と、前記多相交流電源
の各相と前記順変換用ハーフブリッジ回路群の各スイッ
チ素子の接続点間に接続された順変換用リアクトルと、
中性相を形成する両者の接続点が前記多相交流電源の一
相に接続され、正相と負相を形成する前記順変換用ハー
フブリッジ回路群の両端に、並列に直列接続された２個
のコンデンサと、前記正相と負相間に、逆並列に接続さ
れたダイオードを備えたスイッチ素子を２個直列に並列
接続し、前記多相交流電源の相数より一相分少ない、複
数の逆変換用ハーフブリッジ回路群と、前記逆変換用ハ
ーフブリッジ回路群の各スイッチ素子の接続点に一端が
接続される逆変換用リアクトルと、前記逆変換用リアク
トルの他端と前記中性相と共に形成される多相交流出力
端子と、前記中性相の電位変動または前記中正相から前
記順変換用リアクトルに流出入する電流変動を検出し
て、前記中性相に順変換用リアクトルを介して接続され
る順変換用ハーフブリッジ回路のスイッチ素子のオン・
オフを制御する手段と、を備える無停電電源装置におい
て、前記多相交流出力端子における交流出力および前記
多相交流電源の交流入力を検出して、前記中性相に接続
される順変換用ハーフブリッジ回路を除く順変換用ハー
フブリッジ回路群のスイッチ素子のオン・オフを制御す
る手段を備え、前記交流出力が前記交流入力と同期して
いる時は、前記交流入力の力率を、前記交流出力の力率
に合わせるように、前記中性相に接続される順変換用ハ
ーフブリッジ回路を除く順変換用ハーフブリッジ回路群
のスイッチ素子をオン・オフ制御すると共に、前記中性
相に順変換用リアクトルを介して接続される順変換用ハ
ーフブリッジ回路のスイッチ素子をオフに制御すること
を特徴とする。また、前記交流出力が前記交流入力と同
期している時は、前記交流入力の力率を、前記交流出力
の力率より高くなるように、前記中性相に接続される順
変換用ハーフブリッジ回路を除く順変換用ハーフブリッ
ジ回路のスイッチ素子をオン・オフ制御すると共に、前
記中性相に順変換用リアクトルを介して接続される順変
換用ハーフブリッジ回路のスイッチ素子をオフに制御す
ることを特徴とする。

【００３８】また、前記交流出力と前記交流入力との同
期ずれを検出する手段が、前記交流出力の交流出力電流
と前記交流入力の交流入力電流との差電流が所定値以上
ある時、同期ずれがあると判断することを特徴とする。

【００３９】また、前記交流出力と前記交流入力との同
期ずれを検出する手段が、前記各コンデンサのコンデン
サ電圧の差電圧が所定値以上ある時、同期ずれがあると
判断することを特徴とする。

【００４０】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態を図１お
よび図２を用いて説明する。

【００４１】図１は本実施形態に係わる無停電電源装置
を示す図、図２は図１において省略されている共通相ハ
−フブリッジ変換器を示す図である。

【００４２】なお、これらの図において、図９および図
１２に示す部分と同一部分についても同一符号を付して
説明を省略する。

【００４３】図１において、６２は逆変換器の第１相の
交流出力電流ｉuoを検出する変流器、６３は逆変換器の
第３相の交流出力電流ｉwoを検出する変流器、６４は逆
変換器の変流器６２によって検出された検出電流が、３
相交流電源１と同期している時は検出電流と同相の正弦
波電圧を出力し、同期していない時は３相基準正弦波発
生器５１の正弦波電圧を出流する移相器、６５は逆変換
器の変流器６２によって検出された検出電流が、３相交
流電源１と同期している時は検出電流と同相の正弦波電
圧を出力し、同期していない時は３相基準正弦波発生器
５１の正弦波電圧を出流する移相器、６６，６７は減算
器、６８は３相交流入力電流と３相交流出力電流を比較
して両者に同期ずれが生じて、共通相ハーフブリッジ変
換器を運転するか否かを判定するための所定値１、６９
は３相交流入力電流と３相交流出力電流を比較して両者
の同期ずれが解消して、共通相ハーフブリッジ変換器の
運転を停止するか否かを判定するための所定値２、７
０，７１，７２，７３は比較器、７４，７５はＮＯＲ回
路、７６は信号確認回路、７７はＮＡＮＤ回路、７８，
７９はフリップフロップを構成するＮＡＮＤ回路であ
り、図２において、８０はＡＮＤ回路である。※１は図
１に示される※１から図２に示される※１に接続されて
いることを表す。なお、所定値１＞所定値２となるよう
に設定して、共通相ハ−フブリッジ変換器の運転、停止
が繰り返さないようする。

【００４４】次に、本実施形態の無停電電源装置の動作
について説明する。

【００４５】３相交流電源１の３相交流電圧を３相変圧
器４８で検出する。その検出出力は３相基準正弦波発生
器５１へ送られる。３相基準正弦波発生器５１は３相交
流電源１の各相に同期した２つの正弦波電圧を出力す
る。逆変換器の第１相および第３相出力電流ｉuo，ｉwo
を検出する変流器６２，６３の検出値と３相基準正弦波
発生器５１の出力をそれぞれ移相器６４，６５に入力
し、移相器６４，６５は、逆変換器が３相交流電源１に
同期している時は、変流器６２，６３の検出値に位相を
合わせて正弦波電圧を出力し、逆変換器が３相交流電源
１に同期していない時は、３相基準正弦波発生器５１の
出力をそのまま出力する。

【００４６】一方、順変換器出力の２直列コンデンサ１
７，１８の両端電圧を絶縁アンプ４５で検出する。この
検出値は演算増幅器４９へ送られ、検出値は基準電圧発
生源５０の出力と演算され、その出力を前記移相器６
４，６５から出力される正弦波電圧にそれぞれ乗算器５
２，５３において掛け合わされる。乗算器５２，５３の
出力と主回路のリアクトル２，４の電流を検出する変流
器４６，４７からの検出値とをそれぞれ演算増幅器５
４，５５で演算する。演算増幅器５４，５５の出力と三
角波発生器５６の出力とをそれぞれ比較器５７，５８で
比較し、ＰＷＭ信号を得る。ＰＷＭ信号はそれぞれトラ
ンジスタ駆動回路５９，６０へ送られる。トランジスタ
駆動回路５９，６０はＰＷＭ信号に従い、トランジスタ
５，６を交互にオン、オフ制御する。

【００４７】上記のように、逆変換器が３相交流電源１
に同期している時は、順変換器の２つのハ−フブリッジ
回路のトランジスタ５，６，９，１０をオン・オフ制御
することによって、図３に示すように３相交流入力電流
ｉui，ｉvi，ｉwiと３相交流出力電流ｉuo，ｉvo，ｉwo
との位相を一致させることができ、３相交流入力電流ｉ
ui，ｉvi，ｉwiと３相交流出力電流ｉuo，ｉvo，ｉwoと
はほぼ等しくしなり、直流の中性相に流れる電流はわず
かとなる。従って、この直流の中性相を流れる電流によ
る２直列コンデンサ１７，１８の電圧変動は小さくな
り、トランジスタ７，８をオフ状態、即ち共通相ハ−フ
ブリッジ変換器を停止することができる。ここで、３相
交流電源１に異常が発生し、逆変換器が同期できないと
きは直ちに、共通相ハーフブリッジ変換器を運転し、ト
ランジスタ７，８をオン、オフ制御して３相交流電源１
の第２相からの入力電流と３相交流負荷４４の第２相へ
供給する電流の差分をリアクトル３から供給し、２直列
コンデンサ１７，１８の電圧変動を小さくして、安定し
た運転を継続することができる。

【００４８】なお、本実施形態では３相交流負荷４４の
力率に合わせて、無停電電源装置の入力力率を制御した
が、入力電流を低減するため入力力率を出力力率より若
干高くして運転することも可能であり、例えば図４のベ
クトル図に示すように、出力力率０．９遅れとし、入力
力率を０．９４遅れとし、入力電流と出力電流の差が図
３に示す場合と同等に運転することができる。

【００４９】次に、３相交流入力が３相交流出力との同
期ずれにより共通相ハ−フブリッジ変換器を運転する場
合、および同期ずれが解消して共通相ハ−フブリッジ変
換器を停止する場合の動作について図１および図２に基
づいて説明する。

【００５０】３相交流入力電流ｉuiを変流器４６、３相
交流出力電流ｉuoを変流器６２からそれぞれ検出し、両
者を減算器６６で減算し、差電流を比較器７０，７１に
入力する。また同様にして、３相交流入力電流ｉwiを変
流器４7、３相交流出力電流ｉｗoを変流器６３からそれ
ぞれ検出し、両者を減算器６７で減算し、差電流を比較
器７２，７３に入力する。比較器７０，７２においてそ
れぞれの差電流は所定値１と比較され、ＮＯＲ回路７４
に入力され、ＮＯＲ回路７４に入力されるいずれかの差
電流が所定値１より大きくなると「０」が出力され、フ
リップフロップ７８，７９から「１」が出力される。そ
の出力は図２のＡＮＤ回路８０に入力されて、共通相ハ
−フブリッジ変換器が運転される。

【００５１】また、同期状態が回復すると、減算器６
６，６７から得られた差電流は比較器７１，７３におい
て所定値２と比較され、所定値２を下回ると、比較器７
０，７２および比較器７１，７３の出力が「０」にな
る。その結果、ＮＯＲ回路７４，７５の出力はそれぞれ
「１」となり、信号確認回路７６でこの信号が設定され
た時限の間「１」であることを確認して、「１」を出力
してＮＯＴ回路７７に入力され、ＮＯＴ回路７７から
「０」をフリップフロップ７８，７９に入力する。その
結果、フリップフロップ７８，７９は「０」を出力し、
その出力は図２のＡＮＤ回路８０に入力されて、共通相
ハ−フブリッジ変換器の運転が停止される。

【００５２】次に、図１２に示す従来の無停電電源装置
と本実施形態の無停電電源装置との損失を比較する。

【００５３】なお、損失比較の対象はリアクトル２，
３，４およびトランジスタ５，６，７，８，９，１０
（逆並列ダイオ−ドを含む）とし、概略計算とするため
以下の要件を前提とする。

【００５４】（１）トランジスタ７，８はトランジスタ
５、６，９，１０の２倍の電流容量で電流が２倍流れる
と損失は２倍となり、損失は電流に比例する。

【００５５】（２）リアクトル３はリアクトル２，４の
２倍の電流容量であり、電流が２倍流れると、損失は４
倍となる。リアクトルの損失は鉄損と銅損に分けられる
が、鉄損と銅損は等しいとし、鉄損は電流によらず一定
で、銅損は電流の２乗に比例する。

【００５６】（３）トランジスタ５の損失を１．０と
し、変換装置の損失分の代表例としてのトランジスタ５
の損失とリアクトル２の損失が従来例での運転で等しい
とする。

【００５７】（４）交流入力電流（ｉui,ｉvi,ｉwi）
は、従来例を基準として１．０とし、３相負荷４４の遅
れ力率を０．９とすると、従来例では入力力率１．０で
あるものが、本実施形態ではでは０．９遅れとなるた
め、入力電流は１．１１となる。

【００５８】（５）リアクトル３の電流（ｉL3)は、従
来例では入力電流（ｉui,ｉvi,ｉwi）と出力電流
の位相差が２５．８°であるので０．４５となる。本実
施形態では入力電流と出力電流の差が小さく、共
通相ハーフブリッジ変換器を停止しているので、
電流は流れない。

【００５９】以下に両者の損失を対比する。

【００６０】ａ、第１相ハ−フブリッジ変換器（リアクトル２、トランジスタ５，６）項目従来例本実施形態入力電流１．０１．１１損失損失リアクトル２鉄損０．５０．５リアクトル２銅損０．５０．６２トランジスタ５損失１．０１．１１トランジスタ６損失１．０１．１１合計３．０３．３４ｂ第３相ハ−フブリッジ変換器（リアクトル４、トランジスタ９，１０）項目従来例本実施形態入力電流１．０１．１１損失損失リアクトル２鉄損０．５０．５リアクトル２銅損０．５０．６２トランジスタ５損失１．０１．１１トランジスタ６損失１．０１．１１合計３．０３．３４ｃ共通相ハ−フブリッジ変換器（リアクトル３、トランジスタ７，８）項目従来例本実施形態入力電流０．４５０損失損失リアクトル３鉄損２．００リアクトル３銅損０．１０トランジスタ７損失０．４５０トランジスタ８損失０．４５０合計３．００以上、３つのハ−フブリッジ変換器ａ〜ｃの損失を合計
すると、従来例は９．０であり、本実施形態では６．６
８となる。従って、損失を２６％低減することができ
る。

【００６１】次に、本発明の第２の実施形態を図５およ
び図６を用いて説明する。

【００６２】図５は本実施形態に係わる無停電電源装置
を示す図、図６は図５において省略されている共通相ハ
−フブリッジ変換器を示す図である。

【００６３】なお、これらの図において、図１および図
２に示す部分と同一部分については同一符号を付して説
明を省略する。

【００６４】図６において、８１は、コンデンサ電圧ｖ
C１とコンデンサ電圧ｖC2のと差電圧が発生すると、３
相交流入力と３相交流出力間に同期ずれが発生したもの
として、共通相ハーフブリッジ変換器の運転を行うか否
かを判定するための所定値３、８２は比較器、８３はＮ
ＯＴ回路であり、※２は図６に示される※２から図５に
示される※２に接続されていることを表す。

【００６５】本実施形態は、３相交流入力が３相交流出
力との同期ずれが発生すると、コンデンサ電圧ｖC1とコ
ンデンサ電圧ｖC2の差電圧が拡大することに着目したも
のであり、この差電圧が所定値以上になった時、共通相
ハ−フブリッジ変換器の運転を行うものである。

【００６６】次に、３相交流入力が３相交流出力との同
期ずれにより共通相ハ−フブリッジ変換器を運転、およ
び同期ずれが解消して共通相ハ−フブリッジ変換器を停
止する動作についを図５および図６に基づいて説明する
図６において、減算器２２の出力を比較器８２に入力す
る。比較器８２は減算器２２の出力と所定値３とを比較
し、減算器２２の出力が所定値３を越える時は、「１」
を出力し、その値はＮＯＴ回路８３で反転されて「０」
が出力され、図５のフリップフロップ７８，７９に入力
される。その結果、フリップフロップ７８，７９は
「１」を出力して、その出力は図６のＡＮＤ回路８０に
入力され、共通相ハ−フブリッジ変換器の運転が開始さ
れる。

【００６７】また、同期ずれが回復して共通相ハ−フブ
リッジ変換器の運転を停止する場合は、第１の実施形態
の場合と同じであるので説明を省略する。

【００６８】本実施形態においても、第１の実施形態と
同様に、図１２に示す無停電電源装置よりも大幅に回路
の損失を低減することができる。

【００６９】なお、上記各実施形態では、共通相ハ−フ
ブリッジ変換器を運転するために、コンデンサ電圧ｖC1
とコンデンサ電圧ｖC2の差電圧を検出するようにしてい
るが、図１１に示すように、コンデンサ１７，１８とリ
アクトル３間の電流ｉCを検出して行ってもよいことは
いうまでもない。

【００７０】

【発明の効果】上記のごとく、本発明は、３相交流入力
と３相交流出力とが同期している時は、共通相ハーフブ
リッジ変換器の運転を停止し、同期がずれてきた時に、
共通相ハーフブリッジ変換器の運転を行うようにしたの
で、無停電電源装置の運転効率を向上することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態に係わる、無停電電源装置の全
体構成を示す回路図である。

【図２】第１の実施形態に係わる、無停電電源装置の共
通相ハ−フブリッジ変換器を示す回路図である。

【図３】第１の実施形態に係わる、多相交流入力と多相
交流出力の位相関係を示すベクトル図である。

【図４】第１の実施形態に係わる、他の多相交流入力と
多相交流出力の位相関係を示すベクトル図である。

【図５】第２の実施形態に係わる、無停電電源装置の全
体構成を示す回路図である。

【図６】第２の実施形態に係わる、無停電電源装置の共
通相ハ−フブリッジ変換器を示す回路図である。

【図７】従来例に係わる、電力変換装置を示す回路図で
ある。

【図８】図７に示す電力変換装置のコンデンサ１７，１
８のコンデンサ電圧ｖC1，ｖC2を説明するための図であ
る。

【図９】図７に示す電力変換装置に共通相ハ−フブリッ
ジ変換器を設けた回路図である。

【図１０】図９に示す電力変換装置の共通相ハ−フブリ
ッジ変換器の動作を説明する図である。

【図１１】図７に示す電力変換装置に他の共通相ハ−フ
ブリッジ変換器を設けた回路図である。

【図１２】従来例に係わる、無停電電源装置の全体構成
を示す回路図である。

【図１３】従来例に係わる、多相交流入力と多相交流出
力の位相関係を示すベクトル図である。

【図１４】従来例に係わる、異常時の多相交流入力と多
相交流出力の位相関係を示すベクトル図である。

【符号の説明】

１３相交流電源、２，３，４，３６，３７リアクトル５，６，７，８，９，１０，２８，２９，３０，３１
トランジスタ１１，１２，１３，１４，１５，１６，３２，３３，３
４，３５ダイオード１７，１８コンデンサ２０，２１，４５絶縁アンプ（絶縁電圧検出器）２２，６６，６７減算器２３制御補償器２４三角波発生器２５，５７，５８，７０，７１，７２，７３，８２比
較器２６，５９，６０トランジスタ駆動回路２７，４６，４７，６２，６３変流器４４３相交流負荷４８３相変圧器４９，５４，５５演算増幅器５０基準電圧源５１３相基準正弦波発生器５２，５３乗算器５６三角波発生器６１蓄電池６４，６５移相器６８所定値１６９所定値２７４，７５ＮＯＲ回路７６信号確認回路７７，８３ＮＯＴ回路７８，７９ＮＡＮＤ回路８０ＡＮＤ回路８１所定値３

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者叶田玲彦茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多相交流電源と、逆並列に接続されたダ
イオードを備えたスイッチ素子を２個直列に接続した複
数の順変換用ハーフブリッジ回路群と、前記多相交流電源の各相と前記順変換用ハーフブリッジ
回路群の各スイッチ素子の接続点間に接続された順変換
用リアクトルと、中性相を形成する両者の接続点が前記多相交流電源の一
相に接続され、正相と負相を形成する前記順変換用ハー
フブリッジ回路群の両端に、並列に直列接続された２個
のコンデンサと、前記正相と負相間に、逆並列に接続されたダイオードを
備えたスイッチ素子を２個直列に並列接続し、前記多相
交流電源の相数より一相分少ない、複数の逆変換用ハー
フブリッジ回路群と、前記逆変換用ハーフブリッジ回路群の各スイッチ素子の
接続点に一端が接続される逆変換用リアクトルと、前記逆変換用リアクトルの他端と前記中性相と共に形成
される多相交流出力端子と、前記中性相の電位変動または前記中正相から前記順変換
用リアクトルに流出入する電流変動を検出して、前記中
性相に順変換用リアクトルを介して接続される順変換用
ハーフブリッジ回路のスイッチ素子のオン・オフを制御
する手段と、を備える無停電電源装置において、前記多相交流出力端子における交流出力および前記多相
交流電源の交流入力を検出して、前記中性相に接続され
る順変換用ハーフブリッジ回路を除く順変換用ハーフブ
リッジ回路群のスイッチ素子のオン・オフを制御する手
段を備え、前記交流出力が前記交流入力と同期している時は、前記
交流入力の力率を、前記交流出力の力率に合わせるよう
に、前記中性相に接続される順変換用ハーフブリッジ回
路を除く順変換用ハーフブリッジ回路群のスイッチ素子
をオン・オフ制御すると共に、前記中性相に順変換用リ
アクトルを介して接続される順変換用ハーフブリッジ回
路のスイッチ素子をオフに制御することを特徴とする無
停電電源装置。
【請求項２】請求項１において、前記交流出力が前記交流入力と同期している時は、前記
交流入力の力率を、前記交流出力の力率より高くなるよ
うに、前記中性相に接続される順変換用ハーフブリッジ
回路を除く順変換用ハーフブリッジ回路のスイッチ素子
をオン・オフ制御すると共に、前記中性相に順変換用リ
アクトルを介して接続される順変換用ハーフブリッジ回
路のスイッチ素子をオフに制御することを特徴とする無
停電電源装置。
【請求項３】請求項１ないしは請求項２のいずれか１
つに記載の請求項において、前記交流出力と前記交流入力との同期ずれを検出する手
段が、前記交流出力の交流出力電流と前記交流入力の交
流入力電流との差電流が所定値以上ある時、同期ずれが
あると判断することを特徴とする無停電電源装置。
【請求項４】請求項１ないしは請求項２のいずれか１
つに記載の請求項において、前記交流出力と前記交流入力との同期ずれを検出する手
段が、前記各コンデンサのコンデンサ電圧の差電圧が所
定値以上ある時、同期ずれがあると判断することを特徴
とする無停電電源装置。