JP2007259688A - 三相交流−交流変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】高周波スイッチング動作で順変換器と逆変換器を構成し、各フィルタコンデンサをスター結線とし、その中性点同士を接続し、直流正端子と直流負端子との間に中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続し、順変換器の直流正端子と逆変換器の直流正端子とを変圧器の一次巻線を介して、順変換器の直流負端子と逆変換器の直流負端子とを変圧器の二次巻線を介して、各々接続し、逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用い、中性点アーム制御の信号波には前記高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波とする。
【選択図】図1
Description
半導体スイッチ2〜7、直流コンデンサ16A、16B、リアクトル17〜19、フィルタコンデンサ24〜26は順変換器を構成しており、交流電源1の電力を、半導体スイッチ2〜7の高周波スイッチングにより直流に変換して直流コンデンサ16A、16Bに蓄積する動作を行う。これは、たとえばR1-S1間およびS1-T1間平均電圧(ここでいう平均電圧はパルス波形から高周波スイッチング周波数成分以上の高周波成分を除いたものを指す。以下同様)がR-S間およびS-T電圧と振幅、位相のわずかに異なるものとなるようパルス幅変調にもとづくスイッチングを行い、電圧の差分を制御することによりリアクトル17〜19に流れる電流を制御することで実現できる。
さらに、半導体スイッチ14、15からなる中性点アームにおいて、それぞれを50%の時比率でオンオフさせることによりN点の電位と、直流中性点(図8におけるM点)電位、すなわちEP点とEN点間の中間電位との間の平均電圧が0となるようにし、N点の直流部に対する電位を能動的に定めることにより、交流出力端子U、V、Wのそれぞれと中性点端子Nの間に個別に負荷が接続される、いわゆる三相4線構成の負荷に対応することが可能となる。
これらの回路は交流入力をこれと異なる電圧または周波数の交流に変換する装置として、あるいは図示しない蓄電池を直流部に接続することにより入力停電時も負荷への電力供給を継続する、いわゆる無停電電源装置として用いられる。
図9の回路では直流回路と交流回路の電位を固定しているので高周波電位変動の問題は生じないがリアクトルが大形化する。これは以下の理由による。
一方、図9においてリプル電流の経路はたとえば半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→直流コンデンサ16Bであり、経路上のリアクトル、スイッチング素子は共に1個である。このため、スイッチングにともない図9の回路のリアクトルに印加される電圧パルスは、図8の場合と比べ、電圧値および印加時間が共に2倍相当となる。リアクトルのリプル電流は印加電圧時間積に比例するので、図8とリプル電流を同じにするにはインダクタンス値を4倍とする必要がある。またこれによってリアクトルの発生する損失も大きくなり、効率が低下するという課題がある。
以下に台形波変調について説明する。図10に順変換器または逆変換器の波形制御方法の例を示す。(a)は図8または図9におけるM点に対する、U1、V1、W1またはR1、S1、T1点の平均電圧を各々正弦波となるよう制御するものである。この方式の場合、各点の電圧は最大±E/2のピーク値を持ち得るが、線間電圧に相当する各点間の平均電圧は三相波形の性質上√3E/2が上限である。以下、この方法を正弦波変調と称する。
別の制御方法として、(a)の波形に(b)に示す、周波数3倍、振幅10%〜15%程度の零相電圧を各々加算する方法がある。加算後の波形は(c)に示す台形波状のものとなる。(a)に比べピーク値が抑制される分基本波を大きくできるため、各点間の平均電圧はEまで上げることができる。各点に同じ値の零相電圧が加算されているため各相間の電圧波形に零相電圧の影響は現れず、正弦波となる。以下、この方法を台形波変調と称する。
第4の発明においては、第2の発明において、三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流(コモンモード電流)を検出する手段を備え、前記検出手段の検出量に応じて、前記第3次高調波の重畳量を調節することにより、前記零相電流を所定の範囲内に抑制する。
また、第2の実施例〜第4の実施例においては、交流電源電圧と交流出力電圧が同期する状態(通常運転状態)においては台形波変調が適用可能となり、通常運転状態における損失を低減することができる。また、交流電源電圧と交流出力電圧が非同期状態となった場合にも、前記順変換器と前記逆変換器間に流れる零相電流を所定の範囲内に抑制することが可能となる。
図9との原理的な違いは、直流部分とN点間を直接またはコンデンサで接続せず、直流部分の高周波電位変動を許容していることである。
逆変換器において台形波変調を用いると、図2(a)に示すようにMb点に対する各相の電圧は台形波となる。同時に、図2(b)に示すように中性点アームを台形波に含まれる零相電圧と同じ波形で変調し、Mb点に対しN点電圧が零相成分を持つようにする。これによって交流出力端子U、V、W、N各点はMb点に対し同じ零相電圧成分を持つようになるので、線間のみならずU-N間、V-N間、W-N間でも零相電圧成分が相殺され、正弦波のみが残る。
Ma点−Mb点間電圧について考えると、順変換器と逆変換器とで、同位相、同振幅の零相電圧を加算している場合、これらは相殺されて出力に零相成分の電位差は現れないが、たとえば図2(d)のように、順変換器の零相電圧をVP1、逆変換器の零相電圧をVP2として、入出力に60°の位相差があると、入出力の零相電圧間には180°の位相差が生じる。たとえばタイミングtにおいてMa点電位に対しN点の電位はVP1だけ低く、Mb点に対しN点の電位はVP2だけ高くなる。この条件ではMa点とMb点の間で、振幅VP1+VP2、入出力周波数の3倍の周波数で電位差を生じる。このため順変換器と逆変換器を直接接続すると回路が正常に動作できなくなる。
変圧器100はこの電位差を受け持つためのものであり、両巻線の巻数比は1:1である。どちらか一方、たとえばEPa−EPb間の巻線に電圧が印加されるともう一方の巻線ENa−ENb間の巻線に同じ電圧が発生する。このため異なる電位のコンデンサ間で直流電圧の伝達が可能となる。EPa→EPb→ENb→ENaの一巡経路において変圧器100の起電力はトータルで0Vとなり変圧器100は巻線間では電力を伝達しない。
図3に示す回路構成は、前述の第1の実施例である図1に示した回路構成から、変圧器100とコンデンサ101A,101B,102A,102Bを除き、新たにコンデンサ16を順変換器と逆変換器で共通の直流電極間に接続した回路構成である。
交流電源1の電圧Vinと交流出力電圧Voutが同期している状態においては、中性点アームのIBGT14、15を正弦波に第3次高調波成分を重畳して形成した逆変換器用の信号波の中の第3次高調波成分で変調することにより、交流出力電圧Voutは線間電圧、相電圧とも正弦波となる。
一方、交流電源1の電圧Vinと交流出力電圧Voutの周波数が異なる場合や、負荷変動や電源変動等により位相差が発生した場合における零相電流Icomの抑制のため、第1の実施例では、直流回路に変圧器100とコンデンサ101A,101B,102A,102Bを追加する方法を提案している。この提案方式は台形波変調と正弦波変調の違いにより半導体デバイスの耐圧が大きく異なる場合には低耐圧部品が使用可能になり有効な手段となるが、同耐圧のデバイスを利用可能な範囲においては、変圧器100とコンデンサ101A,101B,102A,102Bが装置の大型化や損失を増加させる原因となる。
図4の順変換器制御ブロック図は直流電圧指令値Vdcжと直流電圧検出値Vdcとの偏差を電圧調節器(AVR)32に入力し、その出力として、入力電流の平均値指令Icnvaveжを得る。位相同期型発信器(PLL)37は交流電源電圧と同期した基準正弦波Vinrefと第3次高調波成分の基準波形3ωcnvrefを出力する。入力電流波形指令Icnvжは前記入力電流の平均値指令Icnvaveжを基準正弦波Vinrefに乗算することにより生成される。この入力電流波形指令Icnvжと入力電流検出Icnvとの偏差を電流調節器(ACR)35に入力し、その出力として順変換器用の出力制御信号λcnvを得る。台形波変調時は、交流電源電圧Vinと同期した第3次高調波成分を、前記出力制御信号λcnvに加算器36で加算することにより台形波変調を実現する。ここで、第3次高調波成分は、交流電源電圧Vin、交流出力電圧Vout、零相電流Icomを検出し、その信号を入出力同期判定回路39で処理することにより前記第3次高調波成分の重畳ゲインG3ωを求め、第3次高調波成分の基準波形3ωcnvrefに乗算器38で乗算して求める。
16、16A、16B、101A、101B、102A、102B・・・直流コンデンサ
17〜23・・・リアクトル
24〜29・・・フィルタコンデンサ 100・・・変圧器
31、34、36、41、43、65、66・・・加算器
32、42・・・電圧調節器 35・・・電流調節器
37・・・位相同期型発信器 33、38、44・・・乗算器
39、45・・・入出力同期判定回路 51、60・・・周波数偏差検出器
56、61・・・位相差検出器 52、57、59・・・判定回路
53、58、60、67・・・設定器 54・・・論理OR回路
62〜64・・・ゲイン 55・・・切替器 68・・・リミッタ
Claims (4)
- 三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成され、前記順変換器および前記逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続し、
前記順変換器の直流正端子と前記逆変換器の直流正端子とを変圧器の一次巻線を介して接続し、前記順変換器の直流負端子と前記逆変換器の直流負端子とを前記変圧器の二次巻線を介して接続してなる三相交流−交流変換装置において
前記逆変換器および前記中性点アームの制御に、信号波の瞬時値に応じてパルス幅を変化させる、いわゆるパルス幅変調制御を用い、前記逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用いる一方、前記中性点アーム制御の信号波には前記逆変換器制御の信号波の高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波とすることを特徴とした三相交流−交流変換装置。 - 三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成され、前記順変換器および前記逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続してなる三相交流−交流変換装置において、
前記順変換器は、交流電源電圧に応じて第3次高調波成分を重畳する手段と、直流電圧指令を調整する手段とを備え、前記逆変換器と前記中性点アームは、交流出力電圧に応じて第3次高調波成分を重畳する手段とを備え、交流電源電圧と交流出力電圧が非同期状態においては、各変換器は正弦波変調による電力変換動作を、中性点アームはゼロ電圧制御をそれぞれ行い、交流電源電圧と交流出力電圧が同期状態においては、前記順変換器は交流電源電圧に応じて第3次高調波成分を重畳した信号波を用いた台形波変調を、前記逆変換器は交流出力電圧に応じて第3次高調波成分を重畳した信号波を用いた台形波変調を、中性点アームは逆変換器の台形波変調に用いた第3次高調波成分を信号波に用いた電圧制御を、それぞれ行うことを特徴とした三相交流−交流変換装置。 - 前記三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流(コモンモード電流)を検出する手段を備え、前記検出手段のいずれかが所定の範囲を逸脱した場合には、前記第3次高調波の重畳を停止することを特徴とした請求項2に記載の三相交流−交流変換装置。
- 前記三相交流−交流変換装置は、交流電源電圧と交流出力電圧との位相差を検出する手段、交流電源電圧周波数と交流出力電圧周波数との差を検出する手段、或いは順変換器と逆変換器間に流れる零相電流(コモンモード電流)を検出する手段を備え、前記検出手段の検出量に応じて、前記第3次高調波の重畳量を調節することにより、前記零相電流を所定の範囲内に抑制することを特徴とした請求項2に記載の三相交流−交流変換装置。
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