CN101662229A - 共振型逆变装置 - Google Patents

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Abstract

共振型逆变装置具备：与直流电源VDC的两端连接的、电容器C5和电容器C6的串联连接；与直流电源的两端连接的、开关Q1和开关Q2的串联电路；与Q1并联连接的电容器C1；与Q2并联连接的电容器C2；与直流电源的两端连接的、开关Q3和开关Q4的串联电路；与Q1和Q2的连接点以及Q3和Q4的连接点连接的、除去高频波成分输出正弦波电压的单相滤波电路15；连接在C5和C6的连接点以及Q1和Q2的连接点之间的、开关Q5、Q6和共振用电抗器L3的串联电路；对Q1和Q2进行PWM控制，并且交替地使Q3和Q4导通180度的期间，在Q1和Q2关断的期间使Q5、Q6导通，通过C1、C2与L3的共振动作进行零电压开关的控制电路13。

Description

共振型逆变装置
技术领域
本发明涉及一种与需要高效的电力变换器的太阳能发电用系统相关联的逆变器、以及与燃料电池用系统相关联的逆变器等的共振型逆变装置。
背景技术
作为降低开关损失的共振型逆变装置的具有代表性的电路，具有切断DC链路电压(直流链路电压)进行共振的方式以及不切断DC链路电压地进行共振的方式。
图11表示有关的切断DC链路电压方式的共振型逆变装置的一例。该共振型逆变装置具有：由构成全桥的MOSFET组成的开关Q1～Q4、电容器C1～C4、电抗器L1和L2、电容器C5、DC链路电压切断用开关Q6、共振用开关Q5、共振用电抗器L3、维持共振用电压的电容器C6。作为相关联的专利文献，例如有日本专利公开公报特开平10-178785号。
图12表示相关联的不切断DC链路电压的方式的共振型逆变装置的一例。该共振型逆变装置具有：构成全桥的开关Q1～Q4、电容器C1～C4、电抗器L1和L2、电容器C7、共振用电抗器L3和L4、共振用开关Q5～Q8、用于生成直流电源VDC的电压的1/2的电压的电容器C5和C6。作为相关联的专利文献，例如有日本专利公开公报特开平11-341831号。
发明内容
图11以及图12所示的共振型逆变装置通过电抗器L3、L4以及与开关Q1～Q4并列连接的电容器C1～C4的共振动作，进行开关Q1～Q4的软开关，可以降低开关损失。但是，在各个共振电路中产生了损失。
在图11所示的电路结构中，为了进行共振动作需要进行切断DC链路电压的动作，必须将切断用开关Q6与DC供电线连接。因此，因为始终在开关Q6中流过了直流电流，所以产生了大的导通损失。
此外，共振电流的周期成为正弦波1周期，所以有效电流增大，并且因为在共振动作中在一定期间内不能使电压上升，所以电压利用率降低。
此外，在图12所示的电路方式中，因为在DC链路中没有图11所示的切断用开关Q6，所以可以降低该部分的损失。但是，为了进行共振动作设置4个共振用开关Q5～Q8和2个电抗器L3、L4，所以共振电路的损失和成本增加，部件占空间增大。因此，在共振电路的损失降低以及小型化方面存在限制。
根据本发明，可以提供一种降低共振电路的损失和成本，并且可以小型化的共振型逆变装置。
为了解决上述课题，根据本发明的第一方式，共振型逆变装置具备：与所述直流电源的两端连接，由第一电容器和第二电容器构成的第1串联电路；与所述直流电源的两端连接，由第一开关和第二开关构成的第二串联电路；与所述第一开关并列连接的第三电容器；与所述第二开关并列连接的第四电容器；与所述直流电源的两端连接，由第三开关和第四开关构成的第三串联电路；与所述第一开关和所述第二开关的连接点、所述第三开关和第四开关的连接点连接，除去高频成分来生成正弦波电压的、由电抗器和电容器构成的滤波电路；连接在所述第一电容器和所述第二电容器的连接点与所述第一开关和所述第二开关的连接点之间，由双向开关和共振用电抗器构成的第四串联电路；以及对所述第一开关和所述第二开关进行PWM控制，并且交替地使所述第三开关和所述第四开关接通180度的期间，在所述第一开关以及所述第二开关关断的期间，使所述双向开关导通，并且通过所述第三电容器和所述第四电容器与所述共振用电抗器的共振动作，进行零电压开关的控制电路。
根据本发明的第二方式，在第一方式的共振型逆变装置中，在所述滤波电路的电容器的输出端连接商用电力系统，所述控制电路在所述商用电力系统的正弦波电压为正电压的期间，持续所述第四开关的导通，在所述商用电力系统的正弦波电压为负电压的期间，持续所述第三开关的导通，根据所述第三开关以及所述第四开关的开关模式图，生成所述第一开关以及所述第二开关的开关模式图，以便输出与所述商用电力系统的正弦波电压的相位为相同相位的正弦波电流。
根据本发明的第三方式，在第二方式的共振型逆变装置中，所述控制电路具有：检测所述商用电力系统的正弦波电压的电压检测器；判断由所述电压检测器检测到的正弦波电压的零交叉，输出表示正弦波电压对于零交叉为正或负的切换信号的零交叉切断判断部；输出用于生成与所述商用电力系统的正弦波电压的相位为相同相位的正弦波电流的正弦波指令Vr的正弦波指令生成电路；生成由锯齿波形成的上升载波信号以及下降载波信号的载波部；(i)根据所述切换信号，在所述正弦波的电压为正电压的期间，通过比较基于所述正弦波指令Vr的第一操作量(Vr-1)和所述上升载波信号来生成第一PWM信号，然后将其输出给所述第一开关，并且把对所述第一PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第二开关，(ii)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，通过比较基于所述正弦波指令Vr的第二操作量(Vr+1)和所述下降载波信号来生成第二PWM信号，然后将其输出给所述第一开关，并且把对所述第二PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第二开关的第一PWM生成电路。
根据本发明的第四方式，在第三方式的共振型逆变装置中，所述控制电路具有第一导通信号生成电路，该第一导通信号生成电路，根据所述切换信号，在所述正弦波的电压为正电压的期间，通过比较第三操作量(-1)和所述上升载波信号来生成第一导通信号，然后将其输出给所述第四开关，并且把对所述第一导通信号进行翻转后的信号输出给所述第三开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，通过比较第四操作量(+1)和所述下降载波信号来生成第二导通信号，然后将其输出给所述第三开关，并且把对所述第二导通信号进行翻转后的信号输出给所述第四开关。
根据本发明第五方式，在第三方式或第四方式的共振型逆变装置中，所述控制电路具有双向开关控制电路，其根据所述滤波电路的电抗器中流过的电流、所述共振用电抗器的电感值、基于所述第一电容器和所述第二电容器的连接点与所述第一开关和所述第二开关的连接点之间的电压的第一周期、基于所述共振用电抗器的电感值和所述第三电容器以及第四电容器的电容值的第二周期、以及所述上升载波信号，控制所述双向开关的导通/关断。
根据本发明的第一方式，控制电路可以交替地使第三开关和第四开关导通180度的期间，所以不会产生高频开关导致的损失。此外，控制电路在第一开关以及第二开关关断的期间使双向开关导通，通过第三电容器、第四电容器与共振用电抗器的共振动作，进行零电压开关，所以不会产生导通损失。此外，与相关联的图12相比，可以削减针对全桥结构中的一个桥臂的双向开关和电抗器，所以可以降低共振电路的损失和成本，并且可以实现小型化。
根据本发明的第二方式，控制电路在商用电力系统的正弦波电压为正电压的期间持续第四开关的导通，在商用电力系统的正弦波电压为负电压的期间持续第三开关的导通，根据第三开关以及第四开关的的开关模式图，生成第一开关以及第二开关的开关模式图，以便输出与商用电力系统的正弦波电压的相位为相同相位的正弦波电压，所以可以在商用电力系统中流过功率因数为1的正弦波电流。
根据本发明的第三方式，当电压检测器检测商用电力系统的正弦波电压时，零交叉切换判断部判断由电压检测器检测到的正弦波电压的零交叉，输出表示正弦波电压对于零交叉为正或负的切换信号，正弦波指令生成电路输出用于生成与商用电力系统的相位为相同相位的正弦波电流的正弦波指令Vr，载波部生成由锯齿波形成的上升载波信号以及下降载波信号，第一PWM生成电路根据切换信号在正弦波电压为正电压的期间，通过比较基于正弦波指令Vr的第一操作量(Vr-1)和上升载波信号来生成第一PWM信号，然后将其输出给第一开关，并且把对第一PWM信号进行翻转后的信号输出给第二开关，所以可以根据第一PWM信号交替地使第一开关和第二开关导通/关断。
此外，第一PWM生成电路在基于切换信号的正弦波电压为负电压的期间，通过比较基于正弦波指令Vr的第二操作量(Vr+1)和下降载波信号来生成第二PWM信号，然后将其输出给第一开关，并且把对第二PWM信号进行翻转后的信号输出给第二开关，所以可以根据第二PWM信号交替地使第一开关和第二开关导通/关断。
根据本发明的第四方式，第一导通信号生成电路，根据切换信号在正弦波电压为正电压的期间，通过比较第三操作量(-1)和上升载波信号来生成第一导通信号，然后将其输出给第四开关并且把对第一导通信号进行翻转后的信号输出给第三开关，所以可以根据第一导通信号交替地使第三开关和第四开关导通180度的期间。
此外，第一导通信号生成电路，根据切换信号在正弦波电压为负电压的期间，通过比较第四操作量(+1)和下降载波信号来生成第二导通信号，然后将其输出给第三开关，并且把对第二导通信号进行翻转后的信号输出给第四开关，所以可以根据第二导通信号交互地使第三开关和第四开关导通180度的期间。
根据本发明的第五方式，双向开关控制电路，根据滤波电路的电抗器中流过的电流、共振用电抗器的电感值、基于第一电容器和第二电容器的连接点与第一开关和第二开关的连接点之间的电压的第一周期、基于共振用电抗器的电感值和第三电容器以及第四电容器的电容值的第二周期、以及上升载波信号，控制双向开关的导通/关断，所以可以在第一开关以及第二开关关断的期间使双向开关导通，通过第三电容器、第四电容器与第三电抗器的共振动作，进行零电压开关。
附图说明
图1是表示本发明的实施例1的共振型逆变装置的电路图。
图2表示设置在实施例1的共振型逆变装置中的控制电路的详细构造。
图3A～图3D是对设置在实施例1的共振型逆变装置中的控制电路的指令值进行变换的概念图。
图4是实施例1的共振型逆变装置的共振动作的概要图。
图5A以及图5B表示实施例1的共振型逆变装置的共振电流的路径。
图6表示实施例1的共振型逆变装置的商用1周期的系统电流波形和共振电抗器电流波形。
图7表示设置在实施例2的共振型逆变装置中的控制电路的详细构造。
图8A以及图8B表示在实施例2的控制电路中，根据上升载波和正弦波电压的零交叉时，生成栅极信号的样态。
图9表示设置在实施例3的共振型逆变装置中的控制电路的详细构造。
图10表示在实施例3的控制电路中，根据下降载波和正弦波电压的零交叉时，生成栅极信号的样态。
图11表示相关联的切断DC链路电压的方式的共振型逆变装置的一例。
图12表示相关联的不切断DC链路电压的方式的共振型逆变装置的一例。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的共振型逆变装置的实施方式进行详细地说明。
(实施例1)
图1是表示本发明实施例1的共振型逆变装置的电路图。在图1所示的共振型逆变装置中，在对太阳能电池或燃料电池等的直流电压进行升压后的直流电源VDC(例如350V)的两端连接电容器C5(第一电容器)和与电容器C5为相同电容值的电容器C6(第二电容器)的串联电路(第一串联电路)，在电容器C5和电容器C6的连接点B生成直流电源VDC的电压的1/2的电压。
开关Q1～Q6是具备回流二极管的MOSFET等半导体开关元件。串联地连接开关Q1(第一开关)和开关Q2(第二开关)来构成全桥结构的U臂(U相臂)，该串联电路(第二串联电路)的两端连接在直流电源VDC的两端。串联连接开关Q3(第三开关)和开关Q4(第四开关)来构成全桥结构的V臂(V相臂)，该串联电路(第三串联电路)的两端连接在直流电源VDC的两端。
在开关Q1的漏极-源极之间连接电容器C1(第三电容器)，在开关Q2的漏极-源极之间连接电容器C2(第四电容器)。开关Q1～Q4以及电容器C1、C2构成单相逆变电路。
在开关Q1和开关Q2的连接点A连接电抗器L1的一端，在开关Q3和开关Q4的连接点C连接电抗器L2的一端，在电抗器L1、L2的另一端连接电容器C7。与电容器C7并联地连接系统(商用电力系统)Vac，从共振型逆变装置向系统Vac流过功率因数1的电流。
通过电抗器L1、L2以及电容器C7构成单相滤波电路15，从单相逆变电路(连接点A-C之间)输出的矩形波电压中除去高频成分，然后从电容器C7的两端输出正弦波电压。也可以省略电抗器L2或电抗器L1。
通过开关Q5和开关Q6构成了双向开关(也称为交流开关)。连接开关Q5的漏极和开关Q6的漏极，或者连接开关Q5的源极和开关Q6的源极来构成双向开关。电抗器L3(共振用电抗器)与开关Q5、Q6串联连接。
开关Q5、Q6和电抗器L3的串联电路(第四串联电路)连接在电容器C5和电容器C6的连接点B、以及开关Q1和开关Q2的连接点A。控制电路13根据栅极信号使开关Q1～Q4进行开关，来控制与电容器C7连接的系统Vac中流过的电流，以使其成为功率因数1的正弦波电流。
然后，说明在实施例1的共振型逆变装置中使用的功率因数1的正弦波电流的栅极信号生成模式图(开关模式图)。首先，说明一般使用的基于正弦波调制的生成方法。
图3B的电压Vun是从电容器C7的假想中点n(未图示)观察到的电位。电压V的标注u表示由开关Q1和开关Q2构成的U臂，电压V的标注v表示由开关Q3和开关Q4构成的V臂。从共振型逆变装置输出的电压Vuv可由Vuv＝Vun-Vvn来表示。
因此，在共振型逆变装置为单相输出时，电压Vvn成为与电压Vun相位相差180度的操作量，结果，关于比较电压Vun和载波(载波信号)生成的栅极信号波形，开关Q1以及开关Q4、开关Q2以及开关3相同。在载波为锯齿波波形时，U臂的操作量Vr、V臂的操作量Vs以及载波的关系成为图3A那样。此时，电容器7的两端电压，即线间电压Vuv具有电压Vun两倍的振幅。
然后，叙述在图1所示的共振型逆变装置中使用的栅极信号生成方法。在系统电压为正电压时，在系统电压为正电压的期间持续使V臂的开关Q4导通。在把此时的操作量设为Sv*时，可以表示为Sv*＝-1。此外，在将U臂的操作量设为Su*时，当对线间电压需要的正弦波指令Vr加上-1时，可以表示为Su*＝Vr-1。因为在输出的线间电压中反映U臂和V臂的操作量的差，所以Su*-Sv*＝Vr，如果Vr是正弦波，则输出也正为正弦波。同样地，在系统电压为负电压时，在系统电压为负电压的期间持续使V臂的开关Q3导通。在将此时的操作量设为Sv*时，可以表示为Sv*＝1。此时，当对生成线间电压所需要的正弦波指令Vr加上1时，成为Su*＝Vr+1。在图3D中表示此时的电压Vun、电压Vvn以及线间电压Vuv。
当生成以上的基准时，成为图3C那样的PWM比较。结果，可以生成与一般使用的基于正弦波调制的生成方式相比没有变化的线间电压。控制电路13在系统电压为正电压的期间，持续使V臂的开关Q4导通，在系统电压为负电压的期间，持续使开关Q3导通。此外，因为在系统电压或电流的零交叉来进行开关Q3、Q4的栅极信号的切换，所以在进行开关时基本上成为零电流开关(软开关)，不产生损失。
此外，开关Q3、Q4按照系统频率进行开关，完全不进行高频开关，所以即使在开关Q3、Q4中不安装任何外加部件，也可以得到与共振型逆变装置同等或其以上的降低与开关有关的损失的效果。
然后，参照图4说明降低U臂的开关Q1和开关Q2的损失。控制电路13在开关Q1和开关Q2的死区期间中(开关Q1、Q2都关断的期间)，同时使构成双向开关的开关Q5、Q6导通。
在系统电压为正电压时，因为开关Q4导通，所以在开关Q1、Q2关断时，在沿着系统Vac、L2、Q4、Q2、L1、系统Vac延伸存在的路径中，顺时针流过电流。因为在开关Q2的回流二极管中流过电流，所以开关Q2的漏极-源极间电压成为零。因此，在使开关Q1导通时，在开关Q1的漏极-源极之间施加直流电压VDC，产生开关损失。
因此，为了不在开关Q1中产生开关损失，在将要进行开关Q1的开关动作之前的死区期间中，使开关Q1的漏极-源极之间电压成为零。
在开关Q1和开关Q2的死区期间中同时使开关Q5、Q6导通(时刻t1)。此时，因为在电抗器L3中没有流过电流，所以开关Q5、Q6成为零电流开关。
当把图1的直流电源VDC的负极一侧的电位作为基准时，B点电位成为VDC/2，A点电位成为零，对电抗器L3施加的电压VAB成为VDC/2。在电抗器L3中流过的电流按照(VDC/2)/L3的斜率上升。
然后，在电抗器L3的电流达到电抗器L1的电流的大小时，在电抗器L3和电容器C1、C2中引起共振(时刻t2)。此时，释放与开关Q1并联连接的电容器C2的电荷，电荷流入与开关Q2并联连接的电容器C2。
此时的共振周期成为
Figure A20091016738000141
。在共振结束时(时刻t8)，A点电位成为VDC，所以通过在此时接通开关Q1，可以实现开关Q1的零电压开关(软开关)。
在接通开关Q1后，A点电位成为VDC，所以共振电流按照(VDC/2)/L3的斜率衰减。通过在电抗器L3的电流达到零时(时刻t4)接通开关Q5、Q6，还可以降低开关Q5、Q6的损失。
在开关Q1导通时，在沿着系统Vac、L2、Q4、VDC、Q1、L1、系统Vac延伸存在的路径中顺时钟流过电流。
在该状态下，在开关Q1关断时，释放电容器C2的电荷，电容器C1的电荷上升。此时，因为在开关Q1上仅并联连接了电容器C1，所以不产生开关损失。由此，在开关Q1接通、关断的双方中，可以实现软开关，可消除开关损失，可以实现高效率。
然后，说明电容器C5和电容器C6的中间电位(B点电位)。为了进行理想的共振动作，该中间电位为直流电源VDC的电压的1/2的电压，并且必须平衡。
图5A、图5B表示进行共振动作时的共振电流的流动。例如，在图5A中在电容器C5的电压高，电容器C6的电压低时，电容器C5的充电电流变小，电容器C6的放电电流也变小。
与此相对，在电容器C5的电压低，电容器C6的电压高时，电容器C6的放电电流变大，电容器C5的充电电流也变大。
此外，在图5B中，在电容器C5的电位高，电容器C6的电位低时，电容器C5的放电电流变大，电容器C6的充电电流也变大。
与此相对，在电容器C5的电压低，电容器C6的电压高时，电容器C5的放电电流变小，电容器C6的充电电流也变小。
即，具有以下的特征：电容器电压小的一方的电容器的放电电流变小，充电电流变大，电容器电压高的一方的电容器的放电电流增大，充电电流减小。因此，随着时间的推移，电容器C1的电压和电容器C2的电压相互接近，在两者平衡后，如图6所示，电抗器L3的共振电流(图6的共振电流波形)、商用电力系统的半个周期的放电电流和充电电流成为相同量，维持平衡。
如此，因为在为了生成直流电压VDC的电压的1/2电压而构成的电容器C5和电容器C6的B点，成为在商用电力系统的每半个周期流出、流入切换的控制，所以在商用电力系统的一个周期电压平衡。因此，不需要用于使中间电位平衡的附属电路。
控制电路的详细构造
然后，说明图2所示的控制电路13的详细构造。控制电路13具有端子T1～T12，端子T1连接在直流电源VDC的正极一侧，端子T2连接在电容器C5和电容器C6的连接点B，端子T3连接在直流电源VDC的负极一侧。端子T4与开关Q1的栅极连接，端子T5与开关Q2的栅极连接，端子T6与开关Q3的栅极连接，端子T7与开关Q4的栅极连接。端子T8与电流检测器16连接，该电流检测器16检测在电抗器L1中流过的电流(单相逆变电路的输出电流)。端子T9连接在电抗器L1和电容器C7的连接点，端子T10连接在电抗器L2和电容器C7的连接点，端子T11与开关Q5的栅极连接，端子T12与开关Q6的栅极连接。
首先，说明共振周期的运算。电流传感器16检测在电抗器L1中流过的电流并输出给端子T8。运算部24把经由端子T8输入的电流检测值I和电抗器L3的电感值(由L3表示)相乘，将乘法输出L3×I输出给除法器25。
电压检测器21检测端子T2和端子T3的电压，即直流电源VDC的电压的1/2的电压V＝VDC/2，并输出给除法器25。除法器25将来自运算部24的乘法输出L3×I除以来自电压检测器21的电压V，求出除法输出T1＝L3×I/V，即时间T1，然后输出给加法器26。
加法器26把来自除法器25的时间(第一周期)T1和时间(第二周期)相加，当设载波信号的振幅为2时，加法器26a运算2(1-(T1+T2)/T)，将该运算结果作为图4所示的共振开关指令甲输出给比较器27a。此外，对来自除法器25的时间T1乘以2/T，作为图4所示的共振开关指令乙输出给比较器27b。
相位移动部29对于来自上升载波部30a的上升载波信号例如移动数μ秒相位，然后输出给比较器27a、27b。载波信号的频率与系统频率相比非常高，例如为20kHz。此外，可以省略相位移动部29。
在此，在图4所示的时刻t1，通过相位移动部29进行了相位移动的、来自上升载波部30a的上升载波信号的值达到共振开关指令的甲的值。因此，因为比较器27a向OR电路28输出H电平，所以开关Q5和开关Q6导通。此时，开关Q1和开关Q成为关断状态。
于是，在电抗器L3中流过的电流在成为与电抗器L1、L2中流过的电流相同量之前，按照(VDC/2)/L3的斜率上升。此时的时间T1(时刻t1～时刻t2的时间)成为L3×I/(VDC/2)＝L3×I/V。在电抗器L3的电流达到电抗器L1、L2中流过的电流之后，成为共振动作，当通过C1表示电容器C1、C2的电容量时，该周期成为
Figure A20091016738000171
即时刻t2～时刻t3的时间。
在此，设为2C1是因为电容器C1和电容器C2为相同的电容量，并且，交互地并联连接电容器C1和电容器C2的原因。此外，π表示半个周期。
通过电抗器L3和电容器C1、C2的共振动作，开关Q1的漏极-源极间电压成为零，所以接通开关Q1。然后，电抗器L3的电流按照(VDC/2)/L3的斜率缓缓地减少，在时刻t4成为零。此时，上升载波信号的值成为共振开关指令乙的值。因此，因为比较器27a、27b一同向OR电路28输出L电平，所以开关Q5和开关Q6关断。
然后，说明正弦波电流控制。正弦波指令生成电路由电压检测器31、电流振幅基准值、乘法器33、加法器34以及PI部35构成。PWM生成电路(第一PWM生成电路)由变换器37、比较器38a、逆变器40a以及死区部41a构成。导通信号生成部(第一导通信号生成电路)由变换器37、比较器38b、逆变器40b以及死区部41b构成。
电压检测器31经由端子T9和端子T10，根据电容器C7的两端电压检测系统Vac的正弦波电压(系统电压)。乘法器33把来自电压检测器31的正弦波电压和电流振幅基准值进行乘法运算。加法器34求出来自乘法器33的乘法输出(正弦波电流指令值)和电流传感器16检测到的正弦波电流的偏差，输出给PI部35。PI部35对来自加法器34的偏差输出进行比例积分，将其输出作为正弦波指令Vr输出给变换部37。
零交叉切换判断部32判断来自电压检测器31的正弦波电压和电流传感器16检测到的正弦波电流的零交叉，向切换器23、36、39输出表示正弦波电压以及正弦波电流对于零交叉为正或负的切换信号。
切换器36在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测到的正弦波电流为正时，选择接片36a，变换部37把来自PI部35的正弦波指令Vr变换为操作量(第一操作量)Su*＝Vr-1、操作量(第三操作量)Sv*＝-1。切换器36在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测到的正弦波电流为负时，选择接片36b，变换部37把来自PI部35的正弦波指令Vr变换为操作量(第二操作量)Su*＝Vr+1、操作量(第四操作量)Sv*＝1。
切换器39在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测到的正弦波电流为正时，选择接片SW1，输出来自上升载波部30a的上升载波信号，在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测到的正弦波电流为负时，选择接片SW2，输出来自下降载波部30b的下降载波信号(周期T)。
上升载波部30a经由切换器39的接片SW1向变换器38a、38b的反相输入端子输出图3C的前半个周期所示的具有正斜率的锯齿波形形成的上升载波信号。下降载波部30b经由切换器39的接片SW2向变换器38a、38b的反相输入端子输出图3C的后半个周期所示的具有负斜率的锯齿波形形成的下降载波信号。
比较器38a在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为正时，即，在选择了接片36a并且选择了接片SW1时，如图3C的前半个周期所示，在第一操作量(Vr-1)为上升载波信号的值以上时，经由死区部41a向开关Q1的栅极输出H电平来使其导通，并且通过逆变器40a对H电平进行翻转，经由死区部41a向开关Q2的栅极输出L电平来使其关断。此外，比较器38a在第一操作量(Vr-1)不满上升载波信号的值时，经由死区部41a向开关Q1的栅极输出L电平来使其关断，并且通过逆变器40a对L电平进行翻转，经由死区部41a向开关Q2的栅极输出H电平来使其导通。
此外，变换器38b在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为正时，即，在选择了接片36a并且选择了接片SW1时，如图3C的前半个周期所示，因为第三操作量(-1)为上升载波信号的值以下，所以经由死区部41b向开关Q4的栅极输出H电平使其导通，并且通过逆变器40b对H电平进行翻转，经由死区部41b向开关Q3的栅极输出L电平来使其关断。
此外，变换器38b在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为负时，即，在选择了接片36b并且选择了接片SW2时，如图3C的后半个周期所示，在第二操作量(Vr+1)为下降载波信号的值以上时，经由死区部41a向开关Q1的栅极输出H电平来使其导通，并且通过逆变器40a对H电平进行翻转，经由死区部41a向开关Q2的栅极输出L电平来使其接通。比较器38a在第二操作量(Vr+1)不满下降载波信号的值时，经由死区部41a向开关Q1的栅极输出L电平来使其关断，并且通过逆变器40a对L电平进行翻转，经由死区部41a向开关Q2的栅极输出H电平来使其导通。
变换器38b在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为负时，即，在选择了接片36b并且选择了接片SW2时，如图3C的后半个周期所示，在第四操作量(+1)为下降载波信号的值以上时，经由死区部41a向开关Q3的栅极输出H电平使其导通，并且通过逆变器40b对H电平进行翻转，经由死区部41b向开关Q4的栅极输出L电平来使其关断。
因此，根据PWM信号交替地使开关Q1和开关Q2导通/关断。根据导通信号，交替地使开关Q3和开关Q4在系统周期中导通/关断180度。
根据零交叉对指令值变换以及载波信号进行切换，由此可以在进行软开关的同时实现正弦波输出。
在图2中，表示了在共振型逆变装置的输出上连接了系统Vac时的控制电路13，但在共振型逆变装置的输出上连接电阻等负载时，控制电路13也相同。
如此，根据实施例1的共振型逆变装置，控制电路13交替地使开关Q3以及开关Q4导通180度的期间，所以不会产生高频开关引起的损失。此外，控制电路13在开关Q1以及开关Q2关断的期间使构成双向开关的开关Q5、Q6导通，通过电容器C1、电容器C2与电抗器L3的共振动作进行零电压开关，所以不产生接通损失。此外，与相关联的图12的方式相比，可以削减针对V臂的双向开关和电抗器，所以可以降低共振电路的损失和成本，并且可以实现小型化。
此外，控制电路13在系统电压为正电压的期间持续使开关Q4导通，在系统电压为负电压的期间持续使开关Q3接通，根据开关Q3以及开关Q4的开关图形，生成开关Q1以及开关Q2的开关图形以便对系统Vac输出正弦波电压，所以可以在系统Vac流过功率因数1的正弦波电流。
此外，比较器27a、27b在电抗器L1中流过电流时，根据电抗器L3的电感值、基于电容器C5和电容器C6的连接点B与第一开关Q1和第二开关Q2的连接点A之间的电压的第一周期T1、基于电抗器L3的电感值和电容器C1以及电容器C2的电容值的第二周期T2、以及上升载波信号(周期T)，控制开关Q5、Q6的导通/关断，所以在开关Q1以及开关Q2关断的期间使开关Q5、Q6导通，可以通过电容器C1和电容器C2与电抗器L3的共振动作进行零电压开关。
此外，因为在DC线中没有设置开关，所以可以降低装置的损失。因为可以在共振电路中使用与构成DC线或全桥的开关相比低耐压的开关，所以在开关Q5和开关Q6中使用MOSFET时，可以使开关Q5和开关Q6的导通电阻的总和小于高耐压的开关的导通电阻，可以降低导通损失。
此外，因为与相关联的共振电路相比共振电路为一半，所以共振电路的损失以及成本也为一半，可以使装置小型化。因为还可以削减驱动共振电路的MOSFET的驱动电路，所以可以降低驱动损失以及成本。特别是在1kW左右的装置容量中，驱动损失和共振电路的损失大会影响效率，所以共振电路的简化有益于高效。
此外，单相全桥结构的V臂通过控制降低损失，剩余的U臂可以通过最小部件数量的、使用了零电流开关、零电压开关等损失降低方法的电路来实现。
(实施例2)
图7表示实施例2的共振型逆变装置中的控制电路的详细构造。
在由实施例1的控制电路13进行的针对开关Q1～Q4的栅极信号的生成中，如图2以及图8A所示，需要在系统电压的零交叉切换上升以及下降载波信号和正弦波指令Vr。即，在系统电压为正电压的期间，使用上升载波信号和第一操作量(Vr-1)以及第三操作量(-1)，在系统电压为负电压的期间，使用下降载波信号、第二操作量(Vr+1)以及第四操作量(+1)。
由此，生成图8A所示的针对开关Q1的栅极信号Q1g。此外，将栅极信号Q1g进行翻转后的信号是针对开关Q2的栅极信号Q2g(未图示)。此外，在系统电压为正电压的期间，针对开关Q4的栅极信号Q4g为导通(电平为1)，在系统电压为负电压的期间，针对开关Q3的栅极信号Q3g为导通(电平为1)。
与此相对，在实施例2中，如图8B所示，为了不受系统电压的正负符号的影响，把上升载波信号、作为系统电压的正弦波电压以及电抗器L1中流过的正弦波电流变换为正极性的绝对值电压。即，使用由PI部35生成的正极性绝对值指令(正极性的全波整流电压)|Vr+|、作为基于|Vr+|的第五操作量(|Vr+|-1)的Su*、以及作为第三操作量(-1)的Sv*。
此外，在系统电压的零交叉时，切换与U臂以及V臂的各个臂的上侧开关Q1、Q3相对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b。结果，生成与图8A所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。关于切换开关45a～45d，将在后面进行叙述。
以下，使用图8B说明根据基于正极性绝对指令|Vr+|的第五操作量(|Vr+|-1)和第三操作量(-1)，生成栅极信号Q1g～Q4g的结构以及动作。
图7所示的实施例2的控制电路13a相对于图2所示的实施例1的控制电路13的结构，不同点在于正极性绝对值变换部(ABS部)42、43和零交叉切换判断部32a以及切换器45。
ABS部42把电压检测部31检测到的正弦波电压变换为正极性的绝对值电压。ABS部43把电流传感器16检测到的正弦波电流变换为正极性的绝对值电流。乘法器33把来自ABS部42的正极性的绝对值电压和电流振幅基准值相乘。加法器34求出来自乘法器33的乘法输出(正极性绝对值电流指令)和来自ABS部43的正极性的绝对值电流的偏差，将其输出给PI部35。PI部35对来自加法器34的偏差输出进行比例积分，将其输出作为正极性绝对值指令|Vr+|进行输出。
零交叉切换判断部32a判断来自电压检测器31的正弦波电压和电流传感器16检测到的正弦波电流的零交叉，对切换器45输出表示正弦波电压以及正弦波电流对于零交叉为正或负的切换信号。上升载波部30a向比较器38a、38b的反相输入端子输出图8B所示的具有正斜率的锯齿波形成的上升载波信号。
比较器38a在基于来自PI部35的正极性绝对值指令|Vr+|的第五操作量(|Vr+|-1)为上升载波信号的值以上时，经由死区部41a向输出D输出H电平，经由逆变器40a以及死区部41a向输出E输出L电平。比较器38a在基于来自PI部35的正极性绝对值指令|Vr+|的第五操作量(|Vr+|-1)不满上升载波信号的值时，经由死区部41a向输出D输出L电平，经由逆变器40a以及死区部41a向输出E输出H电平。即，根据图8B可知，从输出D、E输出PWM信号。
因为上升载波信号为第三操作量(-1)的值以上，所以比较器38b经由死区部41b向输出F输出L电平，经由逆变器40b以及死区部41b向输出G输出H电平。
切换器45具有切换开关45a～45d。切换开关45a～45d的各个端子c与各个开关Q1～Q4的栅极连接，根据来自零交叉切换判断部32a的切换信号选择端子a、b。
切换开关45a根据来自零交叉切换判断部32a的切换信号，在正弦波电压为正电压的期间(时刻t0～t1)，选择端子a，从死区部41a的输出D向开关Q1作为栅极信号Q1输出PWM信号。此外，根据切换信号在正弦波电压为负电压的期间(时刻t1～t2)，选择端子b，从死区部41a的输出E向开关Q1作为栅极信号Q1g输出将PWM信号进行翻转后的信号。通过图8B的Q1g表示出了此时的栅极信号波形。
切换开关45b在正弦波电压为正电压的期间，选择端子b，从死区部41a的输出E向开关Q2输出将PWM信号进行翻转后的信号，在正弦波电压为负电压的期间，选择端子a，从死区部41a的输出D向开关Q2输出PWM信号。
切换开关45c在正弦波电压为正电压的期间，选择端子a，从死区部41b的输出F向开关Q3作为栅极信号Q3输出L电平(关断信号)。在正弦波电压为负电压的期间，选择端子b，从死区部41b的输出G向开关Q3作为栅极信号Q3g输出H电平(导通信号)。
切换开关45d在正弦波电压为正电压的期间，选择端子b，从死区部41b的输出G向开关Q4作为栅极信号Q4g输出H电平，在正弦波电压为负电压的期间，选择端子a，从死区部41b的输出F向开关Q4作为栅极信号Q4g输出L电平。
如此，根据实施例2的控制电路13a，使用上升载波信号、正极性绝对值指令|Vr+|、第五操作量(|Vr+|-1)以及第三操作量(-1)，在系统电压的零交叉时，切换与U臂以及V臂的各个臂的上侧开关Q1、Q3对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b，并且切换与下侧开关Q2、Q4对应的切换开关45b、45d的端子a和端子b，所以可以生成与图8A所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。此外，仅通过上升载波信号部30a，不需要下降载波信号部。
此外，在实施例1中，根据正弦波电压的零交叉来切换第一操作量(Vr-1)、第三操作量(-1)、第二操作量(Vr+1)、以及第四操作量(+1)，但是在实施例2中，因为仅使用第五操作量(|Vr+|-1)、第三操作量(-1)，所以不需要操作量的切换，并且结构变得简单。因此，可以使共振型逆变装置小型化。
(实施例3)
图9表示在实施例3的共振型逆变装置中设置的控制电路的详细构造。在实施例3中，如图10所示，为了不受到系统电压的正负符号的影响，把下降载波信号、作为系统电压的正弦波电压以及在电抗器L1中流过的正弦波电流变换为负极性的绝对值电压。即，特征为：使用PI部35生成的负极性绝对值指令(负极性的全波整流电压)|Vr-|、第六操作量(|Vr-|+1)、以及第四操作量(+1)。此外，在系统电压的零交叉时，切换与U臂以及V臂的各个臂的上侧开关Q1、Q3对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b，并且切换与下侧开关Q2、Q4对应的切换开关45b、45d的端子a和端子b，由此生成与图8A所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。
以下说明图10所示的根据基于负极性绝对值指令|Vr-|的第六操作量(|Vr-|+1)以及第四操作量(+1)，生成栅极信号Q1g～Q4g的结构以及动作。
图9所示的实施例3的控制电路13b相对于图7所示的实施例2的控制电路的结构，不同点在于：下降载波部30b、第六操作量(|Vr-|+1)、第四操作量(+1)、除法器25～比较器27a、27b之间的连接。
下降载波部30b向比较器38a、38b的反相输入端子输出图10所示的锯齿波形成的下降载波信号。
比较器38a在基于来自PI部35的负极性绝对值指令|Vr-|的第六操作量(|Vr-|-1)为下降载波信号的值以上时，经由死区部41a向输出D输出H电平，经由逆变器40a以及死区部41a向输出E输出L电平。比较器38a在基于来自PI部35的负极性绝对值指令|Vr-|的第六操作量(|Vr-|+1)不满下降载波信号的值时，经由死区部41a向输出D输出L电平，经由逆变器40a以及死区部41a向输出E输出H电平。即，根据图10可知，从输出D、E输出PWM信号。
因为下降边载波信号为第四操作量(+1)的值以下，所以比较器38b经由死区部41b向输出F输出H电平，经由逆变器40b以及死区部41b向输出G输出L电平。
切换开关45a根据来自零交叉切换判断部32a的切换信号，在正弦波电压为正电压的期间(时刻t0～t1)，选择端子b，从死区部41a的输出E向开关Q1作为栅极信号Q1输出PWM信号。此外，根据切换信号在正弦波电压为负电压的期间(时刻t1～t2)，选择端子a，从死区部41a的输出D向开关Q1作为栅极信号Q1g输出将PWM信号进行翻转后的信号。通过图10的Q1g表示出了此时的栅极信号波形。
切换开关45b在正弦波电压为正电压的期间，选择端子a，从死区部41a的输出D向开关Q2输出将PWM信号进行翻转后的信号，在正弦波电压为负电压的期间，选择端子b，从死区部41a的输出E向开关Q2输出PWM信号。
切换开关45c在正弦波电压为正电压的期间，选择端子b，从死区部41b的输出G向开关Q3作为栅极信号Q3输出L电平，在正弦波电压为负电压的期间，选择端子a，从死区部41b的输出F向开关Q3作为栅极信号Q3g输出H电平。
切换开关45d在正弦波电压为正电压的期间，选择端子a，从死区部41b的输出F向开关Q4作为栅极信号Q4g输出H电平，在正弦波电压为负电压的期间，选择端子b，从死区部41b的输出G向开关Q4作为栅极信号Q4g输出L电平。
在为下降载波信号时，除法器25的输出和比较器27a、27b的输入之间的连接与上升载波信号(实施例2)的情况不同。即，在为下降载波信号时，如图9所示，在除法器25的输出和比较器27b的输入侧的2/T之间，设置加法器26，该加法器26将第一周期T1和第二周期
Figure A20091016738000241
相加，然后进行输出。
如此，根据实施例3的控制电路13b，通过使用下降载波信号、负极性绝对值指令|Vr-|、第六操作量(|Vr-|+1)以及第四操作量(+1)，在系统电压为零交叉时，切换与U臂以及V臂的各个臂的上侧开关Q1、Q3对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b，并且切换与下侧开关Q2、Q4对应的切换开关45b、45d的端子a和端子b。因此，可以生成与图10所示的栅极信号Q1～Q4g相同的栅极信号。此外，仅通过下降载波部30b，不需要上升载波部。
此外，在实施例3中，因为仅使用第六操作量(|Vr-|)+1、第四操作量(+1)，所以不需要操作量的切换，并且结构简单。因此，可以使共振型逆变装置小型化。
此外，在实施例1～3中，作为开关Q1～Q6使用MOSFET，但是可以取而代之以，使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)或双极晶体管以及与其并联连接的二极管。
此外，在实施例2、3中，在乘法器33的输入侧设置了ABS部42、42a，在加法器34的输入侧设置了ABS部43、43a，但可以取而代之以在PI部35的输出侧设置ABS部。
本发明可以用于与太阳能发电用系统相关联的逆变器或与燃料电池用系统相关联的逆变器。

Claims (9)

1.一种共振型逆变装置，其特征在于，
具备：
与直流电源的两端连接，包含第一电容器和第二电容器的第一串联电路；
与所述直流电源的两端连接，包含第一开关和第二开关的第二串联电路；
与所述第一开关并列连接的第三电容器；
与所述第二开关并列连接的第四电容器；
与所述直流电源的两端连接，包含第三开关和第四开关的第三串联电路；
与所述第一开关和所述第二开关的连接点、所述第三开关和第四开关的连接点连接，除去高频成分来生成正弦波电压的、具有电抗器和电容器的滤波电路；
连接在所述第一电容器和所述第二电容器的连接点与所述第一开关和所述第二开关的连接点之间，包含双向开关和共振用电抗器的第四串联电路；以及
通过所述第三电容器和所述第四电容器与所述共振用电抗器的共振动作进行零电压开关的，并且对所述第一开关和所述第二开关进行PWM控制、同时交替地使所述第三开关和所述第四开关接通180度的期间，在所述第一开关以及所述第二开关关断的期间使所述双向开关导通的控制电路。
2.根据权利要求1所述的共振型逆变装置，其特征在于，
在所述过滤电路的电容器的输出端连接商用电力系统，
所述控制电路，
在所述商用电力系统的正弦波电压为正电压的期间，使所述第四开关持续导通，在所述商用电力系统的正弦波电压为负电压的期间，使所述第三开关持续导通，
根据所述第三开关以及所述第四开关的开关模式图，生成所述第一开关以及所述第二开关的开关模式图，以便输出与所述商用电力系统的正弦波电压的相位同相位的正弦波电流。
3.根据权利要求2所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有：
检测所述商用电力系统的正弦波电压的电压检测器；
判断由所述电压检测器检测到的正弦波电压的零交叉，输出表示正弦波电压对于零交叉为正或负的切换信号的零交叉切断判断部；
输出用于生成与所述商用电力系统的正弦波电压的相位同相位的正弦波电流的正弦波指令Vr的正弦波指令生成电路；
生成由锯齿波形成的上升载波信号以及下降载波信号的载波部；以及
第一PWM生成电路，该第一PWM生成电路，
(i)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正电压的期间，通过比较基于所述正弦波指令Vr的第一操作量(Vr-1)和所述上升载波信号来生成第一PWM信号，然后将其输出给所述第一开关，并且把对所述第一PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第二开关，
(ii)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，通过比较基于所述正弦波指令Vr的第二操作量(Vr+1)和所述下降载波信号来生成第二PWM信号，然后将其输出给所述第一开关，并且把对所述第二PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第二开关。
4.根据权利要求3所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有第一导通信号生成电路，该第一导通信号生成电路，
(i)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正电压的期间，通过比较第三操作量(-1)和所述上升载波信号来生成第一导通信号，然后将其输出给所述第四开关，并且把对所述第一导通信号进行翻转后的信号输出给所述第三开关，
(ii)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，通过比较第四操作量(+1)和所述下降载波信号来生成第二导通信号，然后将其输出给所述第三开关，并且把对所述第二导通信号进行翻转后的信号输出给所述第四开关。
5.根据权利要求2所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有：
检测所述商用电力系统的正弦波电压的电压检测器；
将所述电压检测器检测到的正弦波电压变换为正极性的绝对值电压的正极性绝对值变换部；
判断由所述电压检测器检测到的正弦波电压的零交叉，输出表示正弦波电压对于零交叉为正或负的切换信号的零交叉切断判断部；
输出用于生成与来自所述正极性绝对值变换部的正极性的绝对值电压的相位同相位的绝对值电流的正极性绝对值指令|Vr+|的正极性绝对值指令生成电路；
生成由锯齿波形成的上升载波信号的上升载波部；
通过比较基于所述正极性绝对值指令|Vr+|的第五操作量(|Vr+|-1)和所述上升载波信号来生成第三PWM信号，并且生成对所述第三PWM信号进行翻转后的信号的第二PWM生成电路；以及
切换器，该切换器，
(i)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正电压的期间，向所述第一开关输出所述第三PWM信号，并且把对所述第三PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第二开关，
(ii)根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，向所述第二开关输出所述第三PWM信号，并且把对所述第三PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第一开关。
6.根据权利要求5所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有第二导通信号生成电路，该第二导通信号生成电路，通过比较第三操作量(-1)和所述上升载波信号来生成第三导通信号，并且生成对所述第三导通信号进行翻转后的信号，
所述切换器，
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正电压的期间，向所述第三开关输出对所述第三导通信号进行翻转后的信号，并且向所述第四开关输出所述第三导通信号，
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，向所述第三开关输出所述第三导通信号，并且向所述第四开关输出对所述第三导通信号进行翻转后的信号。
7.根据权利要求2所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有：
检测所述商用电力系统的正弦波电压的电压检测器；
将所述电压检测器检测到的正弦波电压变换为负极性的绝对值电压的负极性绝对值变换部；
判断由所述电压检测器检测到的正弦波电压的零交叉，输出表示正弦波电压对于零交叉为正或负的切换信号的零交叉切换判断部；
输出用于生成与来自所述负极性绝对值变换部的负极性的绝对值电压的相位同相位的绝对值电流的负极性绝对值指令|Vr-|的负极性绝对值指令生成电路；
生成由锯齿波形成的下降载波信号的下降载波部；
通过比较基于所述负极性绝对值指令|Vr-|的第六操作量(|Vr-|+1)和所述下降载波信号来生成第四PWM信号，并且生成对所述第四PWM信号进行翻转后的PWM翻转信号的第三PWM生成电路；以及
切换器，该切换器，
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正电压的期间，向所述第二开关输出所述第四PWM信号，并且把对所述第四PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第一开关，
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，向所述第一开关输出所述第四PWM信号，并且把对所述第四PWM信号进行翻转后的信号输出给所述第二开关。
8.根据权利要求7所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有第三导通信号生成电路，该第三导通信号生成电路，通过比较第四操作量(+1)和所述下降载波信号来生成第四导通信号，并且生成对所述第四导通信号进行翻转后的信号，
所述切换器，
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正电压的期间，向所述第三开关输出对所述第四导通信号进行翻转后的信号，并且向所述第四开关输出所述第四导通信号，
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负电压的期间，向所述第三开关输出所述第四导通信号，并且向所述第四开关输出对所述第四导通信号进行翻转后的信号。
9.根据权利要求3至8的任意一项所述的共振型逆变装置，其特征在于，
所述控制电路具有双向开关控制电路，该双向开关控制电路，根据所述滤波电路的电抗器中流过的电流、所述共振用电抗器的电感值、基于所述第一电容器和所述第二电容器的连接点与所述第一开关和所述第二开关的连接点之间的电压的第一周期、基于所述共振用电抗器的电感值和所述第三电容器以及第四电容器的电容值的第二周期、以及所述上升载波信号，控制所述双向开关的导通/关断。
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