JP2010081788A - 共振型インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】共振回路の損失とコストとを低減し且つ小型化できる共振型インバータ装置。
【解決手段】直流電源VDCの両端に接続されコンデンサC5とコンデンサC6との直列回路と、直流電源の両端に接続されスイッチQ1とスイッチQ2との直列回路と、Q1に並列に接続されたコンデンサC1と、Q2に並列に接続されたコンデンサC2と、直流電源の両端に接続されスイッチQ3とスイッチQ4との直列回路と、Q1とQ2との接続点とQ3とQ4との接続点とに接続され高周波成分を除去して正弦波電圧を出力する単相フィルタ回路15と、C5とC6との接続点とQ1とQ2との接続点との間に接続されスイッチQ5,Q6と共振用リアクトルL3との直列回路と、Q1とQ2とをＰＷＭ制御すると共にQ3とQ4とを交互に１８０度期間オンさせ、Q1及びQ2がオフ期間にQ5,Q6をオンさせC1とC2とL3との共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行う制御回路13とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率な電力変換器が求められている太陽光発電用系統連系インバータや燃料電池用系統連系インバータ等の共振型インバータ装置に関する。

スイッチングロスを低減させる共振型インバータ装置の代表的な回路としてはＤＣリンク電圧（直流リンク電圧）を切り離して共振を行う方式とＤＣリンク電圧を切り離さないで共振を行う方式とがある。

図１１は従来のＤＣリンク電圧を切り離す方式の共振型インバータ装置の一例を示す図である（特許文献１）。この共振型インバータ装置は、フルブリッジを構成するＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１〜Ｑ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４とリアクトルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ５とＤＣリンク電圧切り離し用スイッチＱ６と共振用スイッチＱ５と共振用リアクトルＬ３と共振用電圧を維持するためのコンデンサＣ６とを有して構成されている。

図１２は従来のＤＣリンク電圧を切り離さない方式の共振型インバータ装置の一例を示す図である。この共振型インバータ装置は、フルブリッジを構成するスイッチＱ１〜Ｑ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４とリアクトルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ７と共振用リアクトルＬ３，Ｌ４と共振用スイッチＱ５〜Ｑ８と直流電源ＶＤＣの電圧の１／２の電圧を生成するためのコンデンサＣ５，Ｃ６とを有して構成されている。

特開平１０−１７８７８５号公報 特開平１１−３４１８３１号公報

図１１及び図１２に示す従来の共振型インバータ装置は、リアクトルＬ３，Ｌ４とスイッチＱ１〜Ｑ４に並列に接続されているコンデンサＣ１〜Ｃ４との共振動作によって、スイッチＱ１〜Ｑ４のソフトスイッチングを行い、スイッチングロスを低減することができる。しかし、それぞれの共振回路において損失が発生してしまう。

図１１に示す回路構成では、共振動作を行うためにＤＣリンク電圧を切り離す動作が必要となり、ＤＣラインに切り離し用スイッチＱ６を接続しなければならない。このため、直流電流が常にスイッチＱ６に流れてしまうため、大きな導通損失が発生してしまう。

また、共振電流の周期が正弦波１周期となるため、実効電流が大きくなり、さらに共振動作において一定期間電圧を上昇させられないため、電圧利用率が低下する。

また、図１２に示す回路方式では、ＤＣリンクに図１１に示すような切り離し用スイッチＱ６がないため、その分の損失は低減される。しかし、共振動作を行うために４個の共振用スイッチＱ５〜Ｑ８と２個のリアクトルＬ３，Ｌ４を設けるため、共振回路の損失とコストが増加するとともに、部品スペースが増えてしまう。このため、共振回路の損失低減と小型化とに限界がある。

本発明は、共振回路の損失とコストとを低減し且つ小型化できる共振型インバータ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、第１の発明は、直流電源の両端に接続され、第１コンデンサと第２コンデンサとからなる第１直列回路と、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、前記直流電源の両端に接続され、第３スイッチと第４スイッチとからなる第３直列回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点とに接続され、高周波成分を除去して正弦波電圧を出力する、リアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点との間に接続され、双方向スイッチと共振用リアクトルとからなる第４直列回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとをＰＷＭ制御すると共に前記第３スイッチと前記第４スイッチとを交互に１８０度期間オンさせ、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている期間に前記双方向スイッチをオンさせ前記第３コンデンサと前記第４コンデンサと前記共振用リアクトルとの共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行う制御回路とを備えることを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明の共振型インバータ装置において、前記フィルタ回路のコンデンサの出力端に商用電力系統を接続し、前記制御回路は、前記商用電力系統の正弦波電圧が正の期間に前記第４スイッチのオンを継続させ、前記商用電力系統の正弦波電圧が負の期間に前記第３スイッチのオンを継続させ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのスイッチングパターンに基づき、前記商用電力系統の正弦波電圧の位相と同位相の正弦波電流を出力するように、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのスイッチングパターンを生成することを特徴とする。

第３の発明は、第２の発明の共振型インバータ装置において、前記制御回路は、前記商用電力系統の正弦波電圧を検出する電圧検出器と、前記電圧検出器で検出された正弦波電圧のゼロクロスを判別し、正弦波電圧がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を出力するゼロクロス切替判別部と、前記商用電力系統の正弦波電圧の位相と同位相の正弦波電流を生成するための正弦波指令Ｖｒを出力する正弦波指令生成回路と、鋸波からなる立ち上がり搬送波信号及び立ち下り搬送波信号を生成する搬送波部と、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、前記正弦波指令Ｖｒに基づく第１操作量（Ｖｒ−１）と前記立ち上がり搬送波信号とを比較することで第１ＰＷＭ信号を生成して前記第１スイッチに出力し且つ前記第１ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第２スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、前記正弦波指令Ｖｒに基づく第２操作量（Ｖｒ＋１）と前記立ち下がり搬送波信号とを比較することで第２ＰＷＭ信号を生成して前記第１スイッチに出力し且つ前記第２ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第２スイッチに出力する第１ＰＷＭ生成回路とを有することを特徴とする。

第４の発明は、第３の発明の共振型インバータ装置において、前記制御回路は、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、第３操作量（−１）と前記立ち上がり搬送波信号とを比較することで第１オン信号を生成して前記第４スイッチに出力し且つ前記第１オン信号を反転した信号を前記第３スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、第４操作量（＋１）と前記立ち下がり搬送波信号とを比較することで第２オン信号を生成して前記第３スイッチに出力し且つ前記第２オン信号を反転した信号を前記第４スイッチに出力する第１オン信号生成回路とを有することを特徴とする。

第５の発明は、第３の発明又は第４の発明の共振型インバータ装置において、前記制御回路は、前記フィルタ回路のリアクトルに流れる電流と、前記共振用リアクトルのインダクタンス値と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点と前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点との間の電圧とに基づく第１周期と、前記共振用リアクトルのインダクタンス値と前記第３コンデンサ及び第４コンデンサの容量値とに基づく第２周期と、前記立ち上がり搬送波信号とに基づき前記双方向スイッチのオン／オフを制御する双方向スイッチ制御回路を有することを特徴とする。

第１の発明によれば、制御回路は、第３スイッチと第４スイッチとを交互に１８０度期間オンさせるので、高周波スイッチングによる損失が発生しない。また、制御回路は、第１スイッチ及び第２スイッチがオフしている期間に双方向スイッチをオンさせ、第３コンデンサと第４コンデンサと共振用リアクトルとの共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行うので、ターンオン損失が発生しない。また、従来の図１２の方式に比べてフルブリッジ構成の一方のアームに対する双方向スイッチとリアクトルとが削減できるので、共振回路の損失とコストを低減できしかも小型化できる。

第２の発明によれば、制御回路は、商用電力系統の正弦波電圧が正の期間に第４スイッチのオンを継続させ、商用電力系統の正弦波電圧が負の期間に第３スイッチのオンを継続させ、第３スイッチ及び第４スイッチのスイッチングパターンに基づき、商用電力系統の正弦波電圧の位相と同位相の正弦波電流を出力するように、第１スイッチ及び第２スイッチのスイッチングパターンを生成するので、力率１の正弦波電流を商用電力系統に流すことができる。

第３の発明によれば、電圧検出器が商用電力系統の正弦波電圧を検出すると、ゼロクロス切替判別部は、電圧検出器で検出された正弦波電圧のゼロクロスを判別し、正弦波電圧がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を出力し、正弦波指令生成回路は、商用電力系統の正弦波電圧の位相と同位相の正弦波電流を生成するための正弦波指令Ｖｒを出力し、搬送波部は、鋸波からなる立ち上がり搬送波信号及び立ち下り搬送波信号を生成し、第１ＰＷＭ生成回路は、切替信号に基づき正弦波電圧が正の期間では、正弦波指令Ｖｒに基づく第１操作量（Ｖｒ−１）と立ち上がり搬送波信号とを比較することで第１ＰＷＭ信号を生成して第１スイッチに出力し且つ第１ＰＷＭ信号を反転した信号を第２スイッチに出力するので、第１ＰＷＭ信号により第１スイッチと第２スイッチとを交互にオン／オフさせることができる。

また、第１ＰＷＭ生成回路は、切替信号に基づき正弦波電圧が負の期間では、正弦波指令Ｖｒに基づく第２操作量（Ｖｒ＋１）と立ち下がり搬送波信号とを比較することで第２ＰＷＭ信号を生成して第１スイッチに出力し且つ第２ＰＷＭ信号を反転した信号を第２スイッチに出力するので、第２ＰＷＭ信号により第１スイッチと第２スイッチとを交互にオン／オフさせることができる。

第４の発明によれば、第１オン信号生成回路は、切替信号に基づき正弦波電圧が正の期間では、第３操作量（−１）と立ち上がり搬送波信号とを比較することで第１オン信号を生成して第４スイッチに出力し且つ第１オン信号を反転した信号を第３スイッチに出力するので、第１オン信号により第３スイッチと第４スイッチとを交互に１８０度期間オンさせることができる。

また、第１オン信号生成回路は、切替信号に基づき正弦波電圧が負の期間では、第４操作量（＋１）と立ち下がり搬送波信号とを比較することで第２オン信号を生成して第３スイッチに出力し且つ第２オン信号を反転した信号を第４スイッチに出力するので、第２オン信号により第３スイッチと第４スイッチとを交互に１８０度期間オンさせることができる。

第５の発明によれば、双方向スイッチ制御回路は、フィルタ回路のリアクトルに流れる電流と、共振用リアクトルのインダクタンス値と、第１コンデンサと第２コンデンサとの接続点と第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間の電圧とに基づく第１周期と、共振用リアクトルのインダクタンス値と第３コンデンサ及び第４コンデンサの容量値とに基づく第２周期と、立ち上がり搬送波信号とに基づき双方向スイッチのオン／オフを制御するので、第１スイッチ及び第２スイッチがオフしている期間に双方向スイッチをオンさせ、第３コンデンサと第４コンデンサと第３リアクトルとの共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行うことができる。

本発明の実施例１の共振型インバータ装置を示す回路図である。 実施例１の共振型インバータ装置に設けられた制御回路の詳細を示す図である。 実施例１の共振型インバータ装置に設けられた制御回路の指令値を変換する概念図である。 実施例１の共振型インバータ装置の共振動作の概略図である。 実施例１の共振型インバータ装置の共振電流の経路図である。 実施例１の共振型インバータ装置の商用１周期の系統電流波形と共振リアクトル電流波形を示す図である。 実施例２の共振型インバータ装置に設けられた制御回路の詳細を示す図である。 実施例２の制御回路において立ち上がり搬送波と正弦波電圧のゼロクロス時とに基づいてゲート信号を生成する様子を示す図である。 実施例３の共振型インバータ装置に設けられた制御回路の詳細を示す図である。 実施例３の制御回路において立ち下がり搬送波と正弦波電圧のゼロクロス時とに基づいてゲート信号を生成する様子を示す図である。 従来のＤＣリンク電圧を切り離す方式の共振型インバータ装置の一例を示す図である。 従来のＤＣリンク電圧を切り離さない方式の共振型インバータ装置の一例を示す図である。

以下、本発明の共振型インバータ装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の共振型インバータ装置を示す回路図である。図１に示す共振型インバータ装置において、太陽電池や燃料電池等の直流電圧を昇圧した直流電源ＶＤＣ（例えば３５０Ｖ）の両端には、コンデンサＣ５（第１コンデンサ）とコンデンサＣ５と同容量のコンデンサＣ６（第２コンデンサ）との直列回路（第１直列回路）が接続され、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂには、直流電源ＶＤＣの電圧の１／２の電圧が生成される。

スイッチＱ１〜Ｑ６は、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなる。スイッチＱ１（第１スイッチ）とスイッチＱ２（第２スイッチ）とは直列に接続されてフルブリッジ構成のＵアームを構成し、この直列回路（第２直列回路）の両端は直流電源ＶＤＣの両端に接続されている。スイッチＱ３（第３スイッチ）とスイッチＱ４（第４スイッチ）とは直列に接続されてフルブリッジ構成のＶアームを構成し、この直列回路（第３直列回路）の両端は直流電源ＶＤＣの両端に接続されている。

スイッチＱ１のドレイン−ソース間には、コンデンサＣ１（第３コンデンサ）が接続され、スイッチＱ２のドレイン−ソース間には、コンデンサＣ２（第４コンデンサ）が接続されている。スイッチＱ１〜Ｑ４及びコンデンサＣ１，Ｃ２で単相インバータ回路を構成している。

スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点ＡにはリアクトルＬ１の一端が接続され、スイッチＱ３とスイッチＱ４との接続点ＣにはリアクトルＬ２の一端が接続され、リアクトルＬ１，Ｌ２の他端にはコンデンサＣ７が接続されている。コンデンサＣ７と並列に系統（商用電力系統）Ｖａｃが接続され、共振型インバータ装置から力率１の電流を系統Ｖａｃに流す。

リアクトルＬ１，Ｌ２及びコンデンサＣ７で単相フィルタ回路１５を構成し、単相インバータ回路（接続点Ａ−Ｃ間）から出力される矩形波電圧から高周波成分を除去して正弦波電圧をコンデンサＣ７の両端から出力する。リアクトルＬ２又はリアクトルＬ１は省略しても良い。

スイッチＱ５とスイッチＱ６とで双方向スイッチ（交流スイッチともいう）を構成している。スイッチＱ５のドレインとスイッチＱ６のドレインとを接続するか、又はスイッチＱ５のソースとスイッチＱ６のソースとを接続して双方向スイッチを構成する。リアクトルＬ３（共振用リアクトル）はスイッチＱ５，Ｑ６に直列に接続されている。

スイッチＱ５，Ｑ６とリアクトルＬ３との直列回路（第４直列回路）は、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂと、スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点Ａに接続されている。制御回路１３は、ゲート信号によりスイッチＱ１〜Ｑ４をスイッチングさせて、コンデンサＣ７に接続された系統Ｖａｃに流す電流を力率１の正弦波電流に制御する。

次に実施例１の共振型インバータ装置に適用される力率１の正弦波電流のゲート信号生成パターン（スイッチングパターン）について説明する。始めに、一般的に用いられる正弦波変調による生成方法について説明する。

図３（ｂ）の電圧Ｖun、電圧Ｖvnは、コンデンサＣ７の仮想中点ｎ（図示せず）から見た電位である。電圧Ｖの添字ｕはスイッチＱ１とスイッチＱ２とで構成されるＵアームを示し、電圧Ｖの添字ｖはスイッチＱ３とスイッチＱ４とで構成されるＶアームを示している。共振型インバータ装置から出力される電圧ＶuvはＶuv＝Ｖun−Ｖvnで表わすことができる。

このため、共振型インバータ装置が単相出力の場合、電圧Ｖvnは電圧Ｖunと１８０°位相が異なる操作量となり、結果的に電圧Ｖunとキャリア（搬送波信号）とを比較して生成されたゲート信号波形はスイッチＱ１及びスイッチＱ４、スイッチＱ２及びスイッチＱ３とが同等となる。キャリアを鋸波波形として考えると、Ｕアームの操作量ＶrとＶアームの操作量Ｖｓとキャリアとの関係は図３（ａ）のようになる。この時、コンデンサＣ７の両端電圧、即ち、線間電圧Ｖuvは、電圧Ｖunの２倍の振幅を持つ。

次に図１に示す共振型インバータ装置に適用しているゲート信号生成方法について述べる。系統電圧が正の電圧の時、ＶアームのスイッチＱ４は、系統電圧が正の電圧の期間オンを継続させる。その時の操作量をＳｖ^*とした時、Ｓｖ^*＝−１として表すことができる。また、Ｕアームの操作量をＳｕ^*とした時、線間電圧に必要な正弦波指令Ｖｒに−１を加えるとＳｕ^*＝Ｖｒ−１と表すことができる。ＵアームとＶアームの操作量の差が出力の線間電圧に反映されるため、Ｓｕ^*−Ｓｖ^*＝Ｖｒとなり、Ｖｒが正弦波ならば、出力も正弦波となる。同様に系統電圧が負の電圧の時、ＶアームのスイッチＱ３は系統電圧が負の電圧の期間オンを継続させる。その時の操作量をＳｖ^*とした時、Ｓｖ^*＝１として表すことができる。この時、線間電圧を生成するために必要な正弦波指令Ｖｒに１を加えると、Ｓｕ^*＝Ｖｒ＋１となる。

以上のような基準を生成すると、図３（ｃ）のようなＰＷＭ比較となる。その結果、一般的に用いられる正弦波変調による生成方法と変わらない線間電圧を生成することができる。制御回路１３は、系統電圧が正の電圧の期間、ＶアームのスイッチＱ４のオンを継続させ、系統電圧が負の電圧の期間、スイッチＱ３のオンを継続させる。また、スイッチＱ３，Ｑ４のゲート信号の切り替えは、系統電圧又は電流のゼロクロスで行うため、スイッチングする時はほぼゼロ電流スイッチング(ソフトスイッチング)となり、損失が発生しない。

また、スイッチＱ３，Ｑ４は、系統周波数でのスイッチングとなり、高周波スイッチングを全く行わないため、スイッチングに関する損失は、スイッチＱ３，Ｑ４に何らかの外付けの部品を取り付けなくても共振型インバータ装置と同等以上低減される効果がある。

次に、ＵアームのスイッチＱ１とスイッチＱ２との損失低減について図４を参照しながら説明する。制御回路１３は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とのデットタイム期間中（スイッチＱ１，Ｑ２が共にオフである期間）に、双方向スイッチを構成するスイッチＱ５，Ｑ６を同時にオンさせる。

系統電圧が正の電圧の時、スイッチＱ４がオンしているため、スイッチＱ１，Ｑ２がオフしている時の電流の経路は、系統Ｖａｃ→Ｌ２→Ｑ４→Ｑ２→Ｌ１→系統Ｖａｃとなる。スイッチＱ２の還流ダイオードに電流が流れるため、スイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧はゼロとなる。このため、スイッチＱ１をオンさせる時には、スイッチＱ１のドレイン−ソース間に直流電圧ＶＤＣが印加され、スイッチングロスが発生する。

そこで、スイッチＱ１にスイッチングロスを発生させないために、スイッチＱ１のスイッチングを行う直前のデットタイム期間中に、スイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧をゼロにする。

スイッチＱ１とスイッチＱ２とのデットタイム期間中にスイッチＱ５，Ｑ６を同時にオンさせる（時刻ｔ１）。この時、リアクトルＬ３には電流が流れていないため、スイッチＱ５，Ｑ６はゼロ電流スイッチングとなる。

図１の直流電源ＶＤＣの負極側の電位を基準にすると、Ｂ点電位はＶＤＣ／２、Ａ点電位はゼロであるため、リアクトルＬ３にかかる電圧ＶABはＶＤＣ／２となる。リアクトルＬ３に流れる電流は、（ＶＤＣ／２）／Ｌ３の傾きで上昇していく。

そして、リアクトルＬ３の電流がリアクトルＬ１の電流の大きさに達した時、リアクトルＬ３とコンデンサＣ１，Ｃ２とで共振が起こる（時刻ｔ２）。この時、スイッチＱ１に並列に接続されているコンデンサＣ１の電荷が放出し、スイッチＱ２に並列に接続されているコンデンサＣ２に電荷が流入する。

この時の共振周期は、π√（Ｌ３×２×Ｃ１）となる。共振が完了した時（時刻ｔ３）、Ａ点電位はＶＤＣとなっているため、その時にスイッチＱ１をターンオンすることによってスイッチＱ１のゼロ電圧スイッチング(ソフトスイッチング)を実現することができる。

スイッチＱ１をターンオンした後には、Ａ点電位がＶＤＣとなっているため、共振電流は（ＶＤＣ／２）／Ｌ３の傾きで減衰していく。リアクトルＬ３の電流がゼロに達した時（時刻ｔ４）にスイッチＱ５，Ｑ６をターンオフすることによって、スイッチＱ５，Ｑ６の損失も低減できる。

スイッチＱ１がオンしている時の電流の経路は、系統Ｖａｃ→Ｌ２→Ｑ４→ＶＤＣ→Ｑ１→Ｌ１→系統Ｖａｃとなる。

この状態において、スイッチＱ１がオフした時には、コンデンサＣ２の電荷が放電して、コンデンサＣ１の電荷が上昇していく。このとき、スイッチＱ１には、コンデンサＣ１のみが並列に接続されているため、スイッチングロスが発生しない。よって、スイッチＱ１のターンオン，ターンオフの両方において、ソフトスイッチングを実現でき、スイッチング損失がなくなり、高効率が実現できる。

次に、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との中間電位（Ｂ点電位）について説明する。理想の共振動作を行うためには、この中間電位は、直流電源ＶＤＣの電圧の１／２の電圧で、バランスしなければならない。

図５（ａ）、図５（ｂ）は共振動作が行われている時の共振電流の流れを示した図である。例えば、図５（ａ）においてコンデンサＣ５の電圧が高く、コンデンサＣ６の電圧が低い時には、コンデンサＣ５の充電電流は小さく、コンデンサＣ６の放電電流も小さくなる。

これに対して、コンデンサＣ５の電圧が低く、コンデンサＣ６の電圧が高い時には、コンデンサＣ６の放電電流は大きく、コンデンサＣ５の充電電流も大きくなる。

また、図５（ｂ）において、コンデンサＣ５の電位が高く、コンデンサＣ６の電位が低い時には、コンデンサＣ５の放電電流は大きく、コンデンサＣ６の充電電流も大きくなる。

これに対して、コンデンサＣ５の電圧が低く、コンデンサＣ６の電圧が高い時には、コンデンサＣ５の放電電流は小さく、コンデンサＣ６の充電電流も小さくなる。

即ち、コンデンサ電圧が小さい方のコンデンサは放電電流が小さく、充電電流が大きくなり、コンデンサ電圧が高い方のコンデンサは放電電流が大きく、充電電流が小さくなる特徴がある。このため、時間の経過とともにコンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧とが互いに近づいていき、両者がバランスした後には、図６に示すように、リアクトルＬ３の共振電流（図６の共振電流波形）が、商用電力系統の半周期の放電電流と充電電流が同量となり、バランスし続ける。

このように、直流電源ＶＤＣの電圧の１／２の電圧を作るために構成されたコンデンサＣ５とコンデンサＣ６のＢ点には商用電力系統の半周期毎に流出、流入が切り替わる制御となるため、商用電力系統の１周期では電圧がバランスする。このため、中間電位をバランスさせるための付属の回路等を必要としない。

（制御回路の詳細）
次に、図２に示す制御回路１３の詳細について説明する。制御回路１３は、端子Ｔ１〜Ｔ１２を有し、端子Ｔ１は直流電源ＶＤＣの正極側に接続され、端子Ｔ２はコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続され、端子Ｔ３は直流電源ＶＤＣの負極側に接続されている。端子Ｔ４はスイッチＱ１のゲートに接続され、端子Ｔ５はスイッチＱ２のゲートに接続され、端子Ｔ６はスイッチＱ３のゲートに接続され、端子Ｔ７はスイッチＱ４のゲートに接続されている。端子Ｔ８はリアクトルＬ１に流れる電流（単相インバータ回路の出力電流）を検出する電流センサ１６に接続されている。端子Ｔ９はリアクトルＬ１とコンデンサＣ７との接続点に接続され、端子Ｔ１０はリアクトルＬ２とコンデンサＣ７との接続点に接続されている。端子Ｔ１１はスイッチＱ５のゲートに接続され、端子Ｔ１２はスイッチＱ６のゲートに接続されている。

まず、共振周期の演算について説明する。電流センサ１６は、リアクトルＬ１に流れる電流を検出して端子Ｔ８に出力する。演算部２４は、端子Ｔ８を介して入力される電流検出値ＩとリアクトルＬ３のインダクタンス値（Ｌ３で表すことにする）とを乗算して、乗算出力Ｌ３×Ｉを除算器２５に出力する。

電圧検出器２１は、端子Ｔ２と端子Ｔ３との電圧、即ち直流電源ＶＤＣの電圧の１／２の電圧Ｖ＝ＶＤＣ／２を検出し、除算器２５に出力する。除算器２５は、演算部２４からの乗算出力Ｌ３×Ｉを電圧検出器２１からの電圧Ｖで除算して、除算出力Ｔ_１＝Ｌ３×Ｉ／Ｖ、即ち時間Ｔ_１を求め、加算器２６に出力する。

加算器２６は除算器２５からの時間（第１周期）Ｔ_１と時間（第２周期）Ｔ_２＝π√（Ｌ３×２Ｃ１）とを加算し、加算器２６ａは、搬送波信号の振幅を２とすると、２[１−｛（Ｔ_１＋Ｔ_２）／Ｔ｝］の演算を行い、その演算結果を図４に示すような共振スイッチ指令イとしてコンパレータ２７ａに出力する。また、除算器２５からの時間Ｔ_１は、２／Ｔ倍されて、図４に示すような共振スイッチ指令ロとしてコンパレータ２７ｂに出力される。

位相シフト部２９は、立ち上がり搬送波部３０ａからの立ち上がり搬送波信号（周期Ｔ）を例えば数μ秒だけ位相シフトしてコンパレータ２７ａ，２７ｂに出力する。搬送波信号の周波数は、系統周波数より非常に高く例えば、２０ｋＨｚである。なお、位相シフト部２９は省略しても良い。

ここで、図４に示す時刻ｔ１において、位相シフト部２９で位相シフトされた立ち上がり搬送波部３０ａからの立ち上がり搬送波信号の値が共振スイッチ指令イの値に達する。このため、コンパレータ２７ａがＨレベルをオア回路２８に出力するので、スイッチＱ５とスイッチＱ６とがオンする。なお、このとき、スイッチＱ１とスイッチＱ２とはオフ状態である。

すると、リアクトルＬ３に流れる電流は、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流と同量になるまで（ＶＤＣ／２）／Ｌ３の傾きで上昇する。このときの時間Ｔ_１は(時刻ｔ１〜時刻ｔ２までの時間)、Ｌ３×Ｉ／（ＶＤＣ／２）＝Ｌ３×Ｉ／Ｖとなる。リアクトルＬ３の電流が、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流に達した後には共振動作となり、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量をＣ１で表すと、その周期はＴ_２＝π√（Ｌ３×２Ｃ１）、即ち、時刻ｔ２〜時刻ｔ３までの時間となる。

ここで、２Ｃ１としたのは、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とが同一容量で、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とが交流的には、並列に接続されているからである。またπとしたのは、半周期分を表す。

リアクトルＬ３とコンデンサＣ１，Ｃ２との共振動作によって、スイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧がゼロになるため、スイッチＱ１をターンオンする。その後、リアクトルＬ３の電流は、（ＶＤＣ／２）／Ｌ３の傾きで減少してゆき、時刻ｔ４においてゼロとなる。このとき、立ち上がり搬送波信号の値が共振スイッチ指令ロの値に達する。このため、コンパレータ２７ａ，２７ｂが共にＬレベルをオア回路２８に出力すので、スイッチＱ５とスイッチＱ６とがオフする。

次に正弦波電流制御について説明する。正弦波指令生成回路は、電圧検出器３１、電流振幅基準値、乗算器３３、加算器３４及びＰＩ部３５からなる。ＰＷＭ生成回路（第１ＰＷＭ生成回路）は、変換器３７、コンパレータ３８ａ、インバータ４０ａ及びデットタイム部４１ａからなる。オン信号生成回路（第１オン信号生成回路）は、変換器３７、コンパレータ３８ｂ、インバータ４０ｂ及びデットタイム部４１ｂからなる。

電圧検出器３１は、端子Ｔ９と端子Ｔ１０とを介してコンデンサＣ７の両端電圧から系統Ｖａｃの正弦波電圧（系統電圧）を検出する。乗算器３３は、電圧検出器３１からの正弦波電圧と電流振幅基準値とを乗算する。加算器３４は、乗算器３３からの乗算出力（正弦波電流指令値）と電流センサ１６で検出された正弦波電流との偏差を求め、ＰＩ部３５に出力する。ＰＩ部３５は、加算器３４からの偏差出力を比例積分してその出力を正弦波指令Ｖｒとして変換部３７に出力する。

ゼロクロス切替判別部３２は、電圧検出器３１からの正弦波電圧と電流センサ１６で検出された正弦波電流とのゼロクロスを判別して、正弦波電圧及び正弦波電流がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を切替器２３，３６，３９に出力する。

切替器３６は、電圧検出器３１からの正弦波電圧又は電流センサ１６で検出された正弦波電流が正のとき、接片３６ａを選択して、変換部３７は、ＰＩ部３５からの正弦波指令Ｖｒを操作量(第１操作量)Ｓｕ^ж＝Ｖｒ−１、操作量(第３操作量)Ｓｖ^ж＝−１に変換する。切替器３６は、電圧検出器３１からの正弦波電圧又は電流センサ１６で検出された正弦波電流が負のとき、接片３６ｂを選択して、変換部３７は、ＰＩ部３５からの正弦波指令Ｖｒを操作量(第２操作量)Ｓｕ^ж＝Ｖｒ＋１、操作量(第４操作量)Ｓｖ^ж＝１に変換する。

切替器３９は、電圧検出器３１からの正弦波電圧又は電流センサ１６で検出された正弦波電流が正のとき、接片ＳＷ１を選択して、立ち上がり搬送波部３０ａからの立ち上がり搬送波信号を出力し、電圧検出器３１からの正弦波電圧又は電流センサ１６で検出された正弦波電流が負のとき、接片ＳＷ２を選択して、立ち下がり搬送波部３０ｂからの立ち下がり搬送波信号（周期Ｔ）を出力する。

立ち上がり搬送波部３０ａは、図３（ｃ）の前半の半周期に示すような鋸波からなる立ち上がり搬送波信号を切替器３９の接片ＳＷ１を介してコンパレータ３８ａ，３８ｂの反転入力端子に出力する。立ち下がり搬送波部３０ｂは、図３（ｃ）の後半の半周期に示すような鋸波からなる立ち下がり搬送波信号を切替器３９の接片ＳＷ２を介してコンパレータ３８ａ，３８ｂの反転入力端子に出力する。

コンパレータ３８ａは、系統Ｖａｃの正弦波電圧又は正弦波電流が正であるとき、即ち、接片３６ａが選択され且つ接片ＳＷ１が選択されたときには、図３（ｃ）の前半の半周期に示すように、第１操作量（Ｖｒ−１）が立ち上がり搬送波信号の値以上であるとき、Ｈレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ１のゲートに出力してオンさせ、Ｈレベルをインバータ４０ａで反転してＬレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ２のゲートに出力してオフさせる。また、コンパレータ３８ａは、第１操作量（Ｖｒ−１）が立ち上がり搬送波信号の値未満であるとき、Ｌレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ１のゲートに出力してオフさせ、Ｌレベルをインバータ４０ａで反転してＨレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ２のゲートに出力してオンさせる。

また、コンパレータ３８ｂは、系統Ｖａｃの正弦波電圧又は正弦波電流が正であるとき、即ち、接片３６ａが選択され且つ接片ＳＷ１が選択されたときには、図３（ｃ）の前半の半周期に示すように、第３操作量（−１）が立ち上がり搬送波信号の値以下であるので、Ｈレベルをデットタイム部４１ｂを介してスイッチＱ４のゲートに出力してオンさせ、Ｈレベルをインバータ４０ｂで反転してＬレベルをデットタイム部４１ｂを介してスイッチＱ３のゲートに出力してオフさせる。

コンパレータ３８ａは、系統Ｖａｃの正弦波電圧又は正弦波電流が負であるとき、即ち、接片３６ｂが選択され且つ接片ＳＷ２が選択されたときには、図３（ｃ）の後半の半周期に示すように、第２操作量（Ｖｒ＋１）が立ち下がり搬送波信号の値以上であるとき、Ｈレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ１のゲートに出力してオンさせ、Ｈレベルをインバータ４０ａで反転してＬレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ２のゲートに出力してオンさせる。コンパレータ３８ａは、第２操作量（Ｖｒ＋１）が立ち下がり搬送波信号の値未満であるとき、Ｌレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ１のゲートに出力してオフさせ、Ｌレベルをインバータ４０ａで反転してＨレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ２のゲートに出力してオンさせる。

コンパレータ３８ｂは、系統Ｖａｃの正弦波電圧又は正弦波電流が負であるとき、即ち、接片３６ｂが選択され且つ接片ＳＷ２が選択されたときには、図３（ｃ）の後半の半周期に示すように、第４操作量（＋１）が立ち下がり搬送波信号の値以上であるとき、Ｈレベルをデットタイム部４１ａを介してスイッチＱ３のゲートに出力してオンさせ、Ｈレベルをインバータ４０ｂで反転してＬレベルをデットタイム部４１ｂを介してスイッチＱ４のゲートに出力してオフさせる。

このため、スイッチＱ１とスイッチＱ２とはＰＷＭ信号により交互にオン／オフされる。スイッチＱ３とスイッチＱ４とはオン信号により系統周期で１８０度交互にオン／オフされる。

指令値変換及び搬送波信号はゼロクロスによって切り替えることによって、ソフトスイッチングを行いながら、正弦波出力を実現することができる。

なお、図２では、共振型インバータ装置の出力に系統Ｖａｃを接続した場合の制御回路１３を示したが、共振型インバータ装置の出力に抵抗等の負荷を接続する時も制御回路１３は同じとなる。

このように実施例１の共振型インバータ装置によれば、制御回路１３は、スイッチＱ３とスイッチＱ４とを交互に１８０度期間オンさせるので、高周波スイッチングによる損失が発生しない。また、制御回路１３は、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている期間に双方向スイッチを構成するスイッチＱ５，Ｑ６をオンさせ、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とリアクトルＬ３との共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行うので、ターンオン損失が発生しない。また、従来の図１２の方式に比べてＶアームに対する双方向スイッチとリアクトルとが削減できるので、共振回路の損失とコストを低減できしかも小型化できる。

また、制御回路１３は、系統電圧が正の電圧の期間にスイッチＱ４のオンを継続させ、系統電圧が負の電圧の期間にスイッチＱ３のオンを継続させ、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のスイッチングパターンに基づき、系統Ｖａｃに正弦波電圧を出力するように、スイッチＱ１及びスイッチＱ２のスイッチングパターンを生成するので、力率１の正弦波電流を系統Ｖａｃに流すことができる。

また、コンパレータ２７ａ，２７ｂは、リアクトルＬ１に流れる電流と、リアクトルＬ３のインダクタンス値と、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂと第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点Ａとの間の電圧とに基づく第１周期Ｔ１と、リアクトルＬ３のインダクタンス値とコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の容量値とに基づく第２周期Ｔ２と、立ち上がり搬送波信号（周期Ｔ）とに基づきスイッチＱ５，Ｑ６のオン／オフを制御するので、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている期間にスイッチＱ５，Ｑ６をオンさせ、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とリアクトルＬ３との共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行うことができる。

また、ＤＣラインにスイッチを設けることがないため、装置の損失が低減される。ＤＣラインやフルブリッジを構成するスイッチよりも低耐圧のスイッチを共振回路に使用できるため、スイッチＱ５とスイッチＱ６にＭＯＳＦＥＴを使用した時、スイッチＱ５とスイッチＱ６のオン抵抗の総和は高耐圧のスイッチのオン抵抗よりも小さくでき、導通損失を低減できる。

また、従来の共振回路と比較して共振回路が半分となるため、共振回路の損失及びコストも半分となり、装置を小型化できる。共振回路のＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動回路も削減できるため、駆動損失及びコストを低減できる。特に１ｋＷ程度の装置容量においては駆動損失や共振回路の損失が大きく効率に影響するため、共振回路の簡素化は高効率に対して有効である。

また、単相フルブリッジ構成のＶアームは制御によって損失を低減し、残りのＵアームはゼロ電流スイッチング、ゼロ電圧スイッチング等の損失低減手段を用いた回路を最小の部品点数で実現することができる。

図７は実施例２の共振型インバータ装置に設けられた制御回路の詳細を示す図である。

実施例１の制御回路１３によるスイッチＱ１〜Ｑ４へのゲート信号の生成においては、図２及び図８（ａ）に示すように、立ち上がり及び立ち下がり搬送波信号と正弦波指令Ｖｒとを系統電圧のゼロクロスで切り替える必要があった。即ち、系統電圧が正の電圧の期間では、立ち上がり搬送波信号と第１操作量（Ｖｒ−１）と第３操作量（−１）とを用い、系統電圧が負の電圧の期間では、立ち下がり搬送波信号と第２操作量（Ｖｒ＋１）と第４操作量（＋１）とを用いた。

これにより、図８（ａ）に示すスイッチＱ１へのゲート信号Ｑ１ｇが生成される。また、ゲート信号Ｑ１ｇを反転した信号がスイッチＱ２へのゲート信号Ｑ２ｇである（図示せず）。また、系統電圧が正の電圧の期間では、スイッチＱ４へのゲート信号Ｑ４ｇがオン（レベルが１）であり、系統電圧が負の電圧の期間では、スイッチＱ３へのゲート信号Ｑ３ｇがオン（レベルが１）である。

これに対して、実施例２では、図８（ｂ）に示すように、系統電圧が正負の電圧に関係なく、立ち上がり搬送波信号と系統電圧である正弦波電圧及びリアクトルＬ１に流れる正弦波電流を正極性の絶対値電圧に変換してＰＩ部３５で生成された正極性絶対値指令（正極性の全波整流電圧）|Ｖｒ_＋|と|Ｖｒ_＋|に基づく第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１）、即ちＳｕ^*と第３操作量（−１）、即ち、Ｓｖ^*とを用いた。また、系統電圧のゼロクロス時に、Ｕアーム及びＶアームの各アームの上側スイッチＱ１，Ｑ３に対応した切替スイッチ４５ａ，４５ｃの端子ａと端子ｂとを切り替え、下側スイッチに対応した切替スイッチ４５ｂ，４５ｄの端子ａと端子ｂとを切り替えることにより、図８（ａ）に示すゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇと同じゲート信号を生成することを特徴とする。切替スイッチ４５ａ〜４５ｄについては、後述する。

以下、図８（ｂ）に示す正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|に基づく第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１）と第３操作量（−１）とに基づきゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇを生成する構成及び動作を説明する。

図７に示す実施例２の制御回路１３ａは、図２に示す実施例１の制御回路１３の構成に対して、正極性絶対値変換部（ＡＢＳ部）４２，４３、ゼロクロス切替判別部３２ａ、切替器４５が異なる。

ＡＢＳ部４２は、電圧検出器３１で検出された正弦波電圧を正極性の絶対値電圧に変換する。ＡＢＳ部４３は、電流センサ１６で検出された正弦波電流を正極性の絶対値電流に変換する。乗算器３３は、ＡＢＳ部４２からの正極性の絶対値電圧と電流振幅基準値とを乗算する。加算器３４は、乗算器３３からの乗算出力（正極性絶対値電流指令）とＡＢＳ部４３からの正極性の絶対値電流との偏差を求め、ＰＩ部３５に出力する。ＰＩ部３５は、加算器３４からの偏差出力を比例積分してその出力を正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|として出力する。

ゼロクロス切替判別部３２ａは、電圧検出器３１からの正弦波電圧と電流センサ１６で検出された正弦波電流とのゼロクロスを判別して、正弦波電圧及び正弦波電流がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を切替器４５に出力する。立ち上がり搬送波部３０ａは、図８（ｂ）に示すような鋸波からなる立ち上がり搬送波信号をコンパレータ３８ａ，３８ｂの反転入力端子に出力する。

コンパレータ３８ａは、ＰＩ部３５からの正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|に基づく第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１）が立ち上がり搬送波信号の値以上であるとき、Ｈレベルをデットタイム部４１ａを介して出力Ｄに出力し、Ｌレベルをインバータ４０ａ及びデットタイム部４１ａを介して出力Ｅに出力する。コンパレータ３８ａは、ＰＩ部３５からの正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|に基づく第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１）が立ち上がり搬送波信号の値未満であるとき、Ｌレベルをデットタイム部４１ａを介して出力Ｄに出力し、Ｈレベルをインバータ４０ａ及びデットタイム部４１ａを介して出力Ｅに出力する。即ち、図８（ｂ）からもわかるように、出力Ｄ，ＥからＰＷＭ信号が出力される。

コンパレータ３８ｂは、立ち上がり搬送波信号が第３操作量（−１）の値以上であるので、Ｌレベルをデットタイム部４１ｂを介して出力Ｆに出力し、Ｈレベルをインバータ４０ｂ及びデットタイム部４１ｂを介して出力Ｇに出力する。

切替器４５は、切替スイッチ４５ａ〜４５ｄを有している。切替スイッチ４５ａ〜４５ｄの各端子ｃは、各スイッチＱ１〜Ｑ４のゲートに接続され、端子ａ，ｂはゼロクロス切替判別部３２ａからの切替信号により選択される。

切替スイッチ４５ａは、ゼロクロス切替判別部３２ａからの切替信号に基づき正弦波電圧が正の期間（時刻ｔ０〜ｔ１）では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＤからＰＷＭ信号をゲート信号Ｑ１ｇとしてスイッチＱ１に出力し、切替信号に基づき正弦波電圧が負の期間（時刻ｔ１〜ｔ２）では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＥからＰＷＭ信号を反転した信号をゲート信号Ｑ１ｇとしてスイッチＱ１に出力する。このときのゲート信号波形を、図８（ｂ）のＱ１ｇで示している。

切替スイッチ４５ｂは、正弦波電圧が正の期間では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＥからＰＷＭ信号を反転した信号をスイッチＱ２に出力し、正弦波電圧が負の期間では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＤからＰＷＭ信号をスイッチＱ２に出力する。

切替スイッチ４５ｃは、正弦波電圧が正の期間では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＦからＬレベル（オフ信号）をゲート信号Ｑ３ｇとしてスイッチＱ３に出力し、正弦波電圧が負の期間では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＧからＨレベル（オン信号）をゲート信号Ｑ３ｇとしてスイッチＱ３に出力する。

切替スイッチ４５ｄは、正弦波電圧が正の期間では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＧからＨレベルをゲート信号Ｑ４ｇとしてスイッチＱ４に出力し、正弦波電圧が負の期間では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＦからＬレベルをゲート信号Ｑ４ｇとしてスイッチＱ４に出力する。

このように、実施例２の制御回路１３ａによれば、立ち上がり搬送波信号と正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|と第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１）と第３操作量（−１）とを用い、系統電圧のゼロクロス時に、Ｕアーム及びＶアームの各アームの上側スイッチＱ１，Ｑ３に対応した切替スイッチ４５ａ，４５ｃの端子ａと端子ｂとを切り替え、下側スイッチＱ２，Ｑ４に対応した切替スイッチ４５ｂ，４５ｄの端子ａと端子ｂとを切り替えるので、図８（ａ）に示すゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇと同じゲート信号を生成できる。また、立ち上がり搬送波部３０ａのみで済む。

また、実施例１では、正弦波電圧のゼロクロスによって、第１操作量（Ｖｒ−１），第３操作量（−１）と第２操作量（Ｖｒ＋１），第４操作量（＋１）とを、切り替えていたが、実施例２では、第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１），第３操作量（−１）のみを用いるので、操作量の切り替えが不要であるとともに、構成が簡単になる。従って、共振型インバータ装置を小型化できる。

図９は実施例３の共振型インバータ装置に設けられた制御回路の詳細を示す図である。実施例３では、図１０に示すように、系統電圧が正負の電圧に関係なく、立ち下がり搬送波信号と系統電圧である正弦波電圧及びリアクトルＬ１に流れる正弦波電流を負極性の絶対値電圧に変換してＰＩ部３５で生成された負極性絶対値指令（負極性の全波整流電圧）|Ｖｒ₋|と第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）と第４操作量（＋１）とを用いた。また、系統電圧のゼロクロス時に、Ｕアーム及びＶアームの各アームの上側スイッチＱ１，Ｑ３に対応した切替スイッチ４５ａ，４５ｃの端子ａと端子ｂとを切り替え、下側スイッチＱ２，Ｑ４に対応した切替スイッチ４５ｂ，４５ｄの端子ａと端子ｂとを切り替えることにより、図８（ａ）に示すゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇと同じゲート信号を生成することを特徴とする。

以下、図１０に示す負極性絶対値指令|Ｖｒ₋|に基づく第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）と第４操作量（＋１）とに基づきゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇを生成する構成及び動作を説明する。

図９に示す実施例３の制御回路１３ｂは、図７に示す実施例２の制御回路の構成に対して、立ち下がり搬送波部３０ｂと第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）と第４操作量（＋１）と除算器２５〜コンパレータ２７ａ，２７ｂ間接続とが異なる。

立ち下がり搬送波部３０ｂは、図１０に示すような鋸波からなる立ち下がり搬送波信号をコンパレータ３８ａ，３８ｂの反転入力端子に出力する。

コンパレータ３８ａは、ＰＩ部３５からの負極性絶対値指令|Ｖｒ₋|に基づく第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）が立ち下がり搬送波信号の値以上であるとき、Ｈレベルをデットタイム部４１ａを介して出力Ｄに出力し、Ｌレベルをインバータ４０ａ及びデットタイム部４１ａを介して出力Ｅに出力する。コンパレータ３８ａは、ＰＩ部３５からの負極性絶対値指令|Ｖｒ₋|に基づく第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）が立ち下がり搬送波信号の値未満であるとき、Ｌレベルをデットタイム部４１ａを介して出力Ｄに出力し、Ｈレベルをインバータ４０ａ及びデットタイム部４１ａを介して出力Ｅに出力する。即ち、図１０からもわかるように、出力Ｄ，ＥからＰＷＭ信号が出力される。

コンパレータ３８ｂは、立ち下がり搬送波信号が第４操作量（＋１）の値以下であるので、Ｈレベルをデットタイム部４１ｂを介して出力Ｆに出力し、Ｌレベルをインバータ４０ｂ及びデットタイム部４１ｂを介して出力Ｇに出力する。

切替スイッチ４５ａは、ゼロクロス切替判別部３２ａからの切替信号に基づき正弦波電圧が正の期間（時刻ｔ０〜ｔ１）では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＥからＰＷＭ信号をゲート信号Ｑ１ｇとしてスイッチＱ１に出力し、切替信号に基づき正弦波電圧が負の期間（時刻ｔ１〜ｔ２）では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＤからＰＷＭ信号を反転した信号をゲート信号Ｑ１ｇとしてスイッチＱ１に出力する。このときのゲート信号波形を、図１０のＱ１ｇで示している。

切替スイッチ４５ｂは、正弦波電圧が正の期間では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＤからＰＷＭ信号を反転した信号をスイッチＱ２に出力し、正弦波電圧が負の期間では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ａの出力ＥからＰＷＭ信号をスイッチＱ２に出力する。

切替スイッチ４５ｃは、正弦波電圧が正の期間では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＧからＬレベルをゲート信号Ｑ３ｇとしてスイッチＱ３に出力し、正弦波電圧が負の期間では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＦからＨレベルをゲート信号Ｑ３ｇとしてスイッチＱ３に出力する。

切替スイッチ４５ｄは、正弦波電圧が正の期間では、端子ａを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＦからＨレベルをゲート信号Ｑ４ｇとしてスイッチＱ４に出力し、正弦波電圧が負の期間では、端子ｂを選択して、デットタイム部４１ｂの出力ＧからＬレベルをゲート信号Ｑ４ｇとしてスイッチＱ４に出力する。

立ち下り搬送波信号の場合には、除算器２５の出力とコンパレータ２７ａ，２７ｂの入力との間の接続が立ち上がり搬送波信号（実施例２）の場合と異なる。即ち、立ち下り搬送波信号の場合には、図９に示すように、除算器２５の出力とコンパレータ２７ｂの入力側の２／Ｔとの間に、加算器２６が設けられ、この加算器２６が第１周期Ｔ_１と第２周期Ｔ_２＝π√（Ｌ３×２Ｃ１）とを加算して出力する。

このように、実施例３の制御回路１３ｂによれば、立ち下がり搬送波信号と負極性絶対値指令|Ｖｒ₋|と第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）と第４操作量（＋１）とを用い、系統電圧のゼロクロス時に、Ｕアーム及びＶアームの各アームの上側スイッチＱ１，Ｑ３に対応した切替スイッチ４５ａ，４５ｃの端子ａと端子ｂとを切り替え、下側スイッチＱ２，Ｑ４に対応した切替スイッチ４５ｂ，４５ｄの端子ａと端子ｂとを切り替えるので、図１０に示すゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇと同じゲート信号を生成できる。また、立ち下がり搬送波部３０ｂのみで済む。

また、実施例３では、第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１），第４操作量（＋１）のみを用いるので、操作量の切り替えが不要であるとともに、構成が簡単になる。従って、共振型インバータ装置を小型化できる。

なお、実施例１〜３では、スイッチＱ１〜Ｑ６としてＭＯＳＦＥＴを用いたが、これに代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やトランジスタ及びこれに並列に接続されたダイオードを用いても良い。

また、実施例２，３では、ＡＢＳ部４２，４２ａを乗算器３３の入力側に設け、ＡＢＳ部４３，４３ａを加算器３４の入力側に設けたが、これらの代わりに、ＡＢＳ部をＰＩ部３５の出力側に設けても良い。

本発明は、太陽光発電用系統連系インバータや燃料電池用系統連系インバータに適用可能である。

ＶＤＣ 直流電源
Ｃ１〜Ｃ７ コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ３ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチ
１３ 制御回路
１５ 単相フィルタ回路
１６ 電流センサ
２１，３１ 電圧検出器
２３，３６，３９ 切替器
２５ 除算器
２６，３４ 加算器
２７ａ，２７ｂ，３８ａ，３８ｂ コンパレータ
２８ オア回路
２９ 位相シフト部
３０ａ 立ち上がり搬送波部
３０ｂ 立ち下がり搬送波部
３２ ゼロクロス切替判別部
３３ 乗算器
３５ ＰＩ部
３７ 変換部
４０ａ，４０ｂ インバータ
４１ａ，４１ｂ デットタイム部

Claims (9)

1. 直流電源の両端に接続され、第１コンデンサと第２コンデンサとからなる第１直列回路と、
   前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、
   前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、
   前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、
   前記直流電源の両端に接続され、第３スイッチと第４スイッチとからなる第３直列回路と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点とに接続され、高周波成分を除去して正弦波電圧を出力する、リアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路と、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点との間に接続され、双方向スイッチと共振用リアクトルとからなる第４直列回路と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとをＰＷＭ制御すると共に前記第３スイッチと前記第４スイッチとを交互に１８０度期間オンさせ、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている期間に前記双方向スイッチをオンさせ前記第３コンデンサと前記第４コンデンサと前記共振用リアクトルとの共振動作によりゼロ電圧スイッチングを行う制御回路と、
   を備えることを特徴とする共振型インバータ装置。
2. 前記フィルタ回路のコンデンサの出力端に商用電力系統を接続し、
   前記制御回路は、前記商用電力系統の正弦波電圧が正の期間に前記第４スイッチのオンを継続させ、前記商用電力系統の正弦波電圧が負の期間に前記第３スイッチのオンを継続させ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのスイッチングパターンに基づき、前記商用電力系統の正弦波電圧の位相と同位相の正弦波電流を出力するように、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのスイッチングパターンを生成することを特徴とする請求項１記載の共振型インバータ装置。
3. 前記制御回路は、前記商用電力系統の正弦波電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電圧検出器で検出された正弦波電圧のゼロクロスを判別し、正弦波電圧がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を出力するゼロクロス切替判別部と、
   前記商用電力系統の正弦波電圧の位相と同位相の正弦波電流を生成するための正弦波指令Ｖｒを出力する正弦波指令生成回路と、
   鋸波からなる立ち上がり搬送波信号及び立ち下り搬送波信号を生成する搬送波部と、
   前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、前記正弦波指令Ｖｒに基づく第１操作量（Ｖｒ−１）と前記立ち上がり搬送波信号とを比較することで第１ＰＷＭ信号を生成して前記第１スイッチに出力し且つ前記第１ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第２スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、前記正弦波指令Ｖｒに基づく第２操作量（Ｖｒ＋１）と前記立ち下がり搬送波信号とを比較することで第２ＰＷＭ信号を生成して前記第１スイッチに出力し且つ前記第２ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第２スイッチに出力する第１ＰＷＭ生成回路と、
   を有することを特徴とする請求項２記載の共振型インバータ装置。
4. 前記制御回路は、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、第３操作量（−１）と前記立ち上がり搬送波信号とを比較することで第１オン信号を生成して前記第４スイッチに出力し且つ前記第１オン信号を反転した信号を前記第３スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、第４操作量（＋１）と前記立ち下がり搬送波信号とを比較することで第２オン信号を生成して前記第３スイッチに出力し且つ前記第２オン信号を反転した信号を前記第４スイッチに出力する第１オン信号生成回路と、
   を有することを特徴とする請求項３記載の共振型インバータ装置。
5. 前記制御回路は、前記商用電力系統の正弦波電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電圧検出器で検出された正弦波電圧を正極性の絶対値電圧に変換する絶対値変換部と、
   前記電圧検出器で検出された正弦波電圧のゼロクロスを判別し、正弦波電圧がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を出力するゼロクロス切替判別部と、
   前記正極性絶対値変換部からの正極性の絶対値電圧の位相と同位相の絶対値電流を生成するための正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|を出力する正極性絶対値指令生成回路と、
   鋸波からなる立ち上がり搬送波信号を生成する立ち上がり搬送波部と、
   前記正極性絶対値指令|Ｖｒ_＋|に基づく第５操作量（|Ｖｒ_＋|−１）と前記立ち上がり搬送波信号とを比較することで第３ＰＷＭ信号を生成し且つ前記第３ＰＷＭ信号を反転した信号を生成する第２ＰＷＭ生成回路と、
   前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、前記第３ＰＷＭ信号を前記第１スイッチに出力し前記第３ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第２スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、前記第３ＰＷＭ信号を前記第２スイッチに出力し前記第３ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第１スイッチに出力する切替器と、
   を有することを特徴とする請求項２記載の共振型インバータ装置。
6. 前記制御回路は、第３操作量（−１）と前記立ち上がり搬送波信号とを比較することで第３オン信号を生成し且つ前記第３オン信号を反転した信号を生成する第２オン信号生成回路を有し、
   前記切替器は、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、前記第３オン信号を反転した信号を前記第３スイッチに出力し前記第３オン信号を前記第４スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、前記第３オン信号を前記第３スイッチに出力し前記第３オン信号を反転した信号を前記第４スイッチに出力することを特徴とする請求項５記載の共振型インバータ装置。
7. 前記制御回路は、前記商用電力系統の正弦波電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電圧検出器で検出された正弦波電圧を負極性の絶対値電圧に変換する負極性絶対値変換部と、
   前記電圧検出器で検出された正弦波電圧のゼロクロスを判別し、正弦波電圧がゼロクロスに対して正か負かを示す切替信号を出力するゼロクロス切替判別部と、
   前記負極性絶対値変換部からの負極性の絶対値電圧の位相と同位相の絶対値電流を生成するための負極性絶対値指令|Ｖｒ₋|を出力する負極性絶対値指令生成回路と、
   鋸波からなる立ち下がり搬送波信号を生成する立ち下がり搬送波部と、
   前記負極性絶対値指令|Ｖｒ₋|に基づく第６操作量（|Ｖｒ₋|＋１）と前記立ち下がり搬送波信号とを比較することで第４ＰＷＭ信号を生成し且つ前記第４ＰＷＭ信号を反転したＰＷＭ反転信号を生成する第３ＰＷＭ生成回路と、
   前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、前記第４ＰＷＭ信号を前記第２スイッチに出力し前記第４ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第１スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、前記第４ＰＷＭ信号を前記第１スイッチに出力し前記第４ＰＷＭ信号を反転した信号を前記第２スイッチに出力する切替器と、
   を有することを特徴とする請求項２記載の共振型インバータ装置。
8. 前記制御回路は、第４操作量（＋１）と前記立ち下がり搬送波信号とを比較することで第４オン信号を生成し且つ前記第４オン信号を反転した信号を生成する第３オン信号生成回路を有し、
   前記切替器は、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が正の期間では、前記第４オン信号を反転した信号を前記第３スイッチに出力し前記第４オン信号を前記第４スイッチに出力し、前記切替信号に基づき前記正弦波電圧が負の期間では、前記第４オン信号を前記第３スイッチに出力し前記第４オン信号を反転した信号を前記第４スイッチに出力することを特徴とする請求項７記載の共振型インバータ装置。
9. 前記制御回路は、前記フィルタ回路のリアクトルに流れる電流と、前記共振用リアクトルのインダクタンス値と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点と前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点との間の電圧とに基づく第１周期と、前記共振用リアクトルのインダクタンス値と前記第３コンデンサ及び第４コンデンサの容量値とに基づく第２周期と、前記立ち上がり搬送波信号とに基づき前記双方向スイッチのオン／オフを制御する双方向スイッチ制御回路を有することを特徴とする請求項３乃至請求項８のいずれか１項記載の共振型インバータ装置。

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