KR101491766B1 - 전력변환장치 및 반도체 스위치 제어방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명에서는 전력변환장치 및 그 전력변환장치 내 반도체 스위치 제어방법을 개시한다. 특히, 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치는 직렬 연결된 2개의 커패시터를 포함하는 직류 링크단; 직렬 연결된 2개의 레그 스위치 셀을 포함하고 상기 직류 링크단과 병렬 연결된 하프 브리지(half-bridge) 회로; 상기 커패시터의 상호 연결점과 상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점 사이에서 직렬 연결된 2개의 추가 스위치 셀; 및 상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점과 부하단 사이에 연결된 공진 회로를 포함하고, 상기 공진 회로는 LC 직렬 공진 회로 또는 LLC 직렬 공진 회로이다.

Description

전력변환장치 및 반도체 스위치 제어방법{POWER CONVERSION DEVICE AND CONTROL METHOD FOR SEMICONDUCTOR SWITCHES}
본 발명은 전력변환장치 및 그 전력변환장치 내 반도체 스위치 제어방법에 관한 것이고, 보다 구체적으로 일부 변형된 하프 브리지 회로를 이용하는 전력변환장치 및 그 전력변환장치 내 반도체 스위치를 제어하는 방법에 관한 것이다.
최근 산업의 발달과 신 재생에너지의 보급 확대로 인해 전력변환장치의 고효율 및 고밀도화를 위한 연구가 활발히 이루어지고 있고, 전력변환장치는 전기자동차, 무선전력 시스템, 방송통신기기, 산업전자응용기기 등의 분야에서 전원장치, 저전압/대전류 변환장치 또는 고전압 변환장치, 충전지 등을 구성하면서 다양하게 이용되고 있다.
도 1(a) 및 도 1(b)는 일반적으로 사용되는 종래의 공진형 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 1(a)의 경우 풀 브리지(Full-Bridge) 회로(11)를 이용한 공진형 컨버터이고, 도 1(b)의 경우 하프 브리지(Half-Bridge) 회로(12)를 이용한 공진형 컨버터이다.
풀 브리지 회로(11)는 4개의 스위치 셀을 제어하여 Vdc의 입력전압과 I/2의 전류를 이용할 수 있지만, 하프 브리지 회로(12)는 2개의 스위치 셀을 제어하여 Vdc/2의 입력전압과 I의 전류를 이용할 수 있다. 또한, 사용자는 풀 브리지 회로(11)를 구성하는 경우 주파수 변조(Frequency Modulation; FM) 제어방식, 비대칭 듀티 사이클(Asymmetric Duty Cycle; ADC) 제어방식, 비대칭 전압 소거(Asymmetric Voltage Cancellation; AVC) 제어방식, 위상 변이(Phase Shift; PS) 제어방식 등을 활용할 수 있지만, 하프 브리지 회로(12)를 구성하는 경우 주파수 변조(FM) 제어방식, 및 비대칭 듀티 사이클(ADC) 제어방식을 활용할 수 있을 뿐이다.
풀 브리지 회로(11) 및 하프 브리지 회로(12)는 성능, 구성, 제어 용이성 측면에서 서로 상보적인 관계에 있을 수 있고, 3kW 이하의 전력변환장치에서 하프 브리지 회로(12)가 주로 이용되고 있는 상황이다.
이러한 종래의 풀 브리지 회로(11) 또는 하프 브리지 회로(12)에 대해 새로운 부품을 추가하거나 결선이 달라지도록 변형하여, 용도에 맞게 전력변환장치의 성능을 향상시키는 연구가 지속적으로 진행 중에 있다.
한편, 한국공개특허 제2011-0138997호(발명의 명칭: 2단계 출력 제어형 LLC 공진 컨버터)는 직류 전원을 인가받아 교류 전압을 공급하는 하프 브리지 회로와 LLC 직렬 공진회로의 조합으로 이루어지는 H/B LLC 회로부에 대하여 개시하고 있다.
본 발명의 일부 실시예는 직류 링크단 내 중성점과 하프 브리지 회로 내 상호 연결점 사이에 직렬 연결된 스위치 셀을 추가하여 다양한 제어 및 그로 인한 효율 향상이 가능한 전력변환장치를 제공하는 데에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명의 일부 실시예는 복수의 타입의 PWM 제어신호를 생성하고 그 중 어느 하나를 이용하여 전력변환장치 내 각각의 반도체 스위치를 제어하는 방법을 제공하는 데에 다른 목적이 있다.
다만, 본 실시예가 이루고자 하는 기술적 과제는 상기된 바와 같은 기술적 과제로 한정되지 않으며, 또 다른 기술적 과제들이 존재할 수 있다.
상술한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치는, 직렬 연결된 2개의 커패시터를 포함하는 직류 링크단; 직렬 연결된 2개의 레그 스위치 셀을 포함하고 상기 직류 링크단과 병렬 연결된 하프 브리지(half-bridge) 회로; 상기 커패시터의 상호 연결점과 상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점 사이에서 직렬 연결된 2개의 추가 스위치 셀; 및 상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점과 부하단 사이에 연결된 공진 회로를 포함하고, 상기 공진 회로는 LC 직렬 공진 회로 또는 LLC 직렬 공진 회로이다.
전술한 본 발명의 과제 해결 수단인 전력변환장치 및 반도체 스위치 제어방법은 3kW 이하에서 하프 브리지 회로를 이용하는 기존의 전력변환장치에 대해 용이하게 적용시킬 수 있고, 각 반도체 스위치의 영전압 소프트 스위칭을 통해 손실을 최소화시킬 수 있다.
또한, 전술한 본 발명의 과제 해결 수단인 전력변환장치 및 반도체 스위치 제어방법을 활용하면, 풀 브리지 회로를 구성한 경우처럼 주파수 변조(FM) 제어방식, 비대칭 듀티 사이클(ADC) 제어방식, 비대칭 전압 소거(AVC) 제어방식, 위상 변이(PS) 제어방식 등에 의한 동작이 가능해진다.
또한, 본 발명은 PWM 제어신호의 타입을 적절하게 전환하는 제어를 통해, 전체 시스템의 성능 및 효율을 향상시키고, 출력 전압의 과도 상태 및 전압 불균형 현상을 최소화시킬 수 있다.
도 1(a) 및 도 1(b)는 일반적으로 사용되는 종래의 공진형 컨버터를 나타낸 회로도,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치를 나타낸 회로도,
도 3은 도 2에 도시된 회로도의 등가회로,
도 4는 각각의 반도체 스위치를 제어하기 위한 2가지 타입의 PWM 제어신호의 일 예를 나타낸 그래프,
도 5는 제 1 타입의 PWM 제어신호에 의한 제어 결과를 한 주기 동안 나타낸 그래프,
도 6은 도 5에서 t0 ~ t1 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면,
도 7은 도 5에서 t1 ~ t2 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면,
도 8은 도 5에서 t2 ~ t3 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면,
도 9는 도 5에서 t3 ~ t4 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면,
도 10은 도 5에서 t4 ~ t5 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면,
도 11은 추가 스위치 셀로 인해 발생할 수 있는 문제점을 설명하기 위한 그래프,
도 12는 PWM 제어신호의 타입 전환에 대한 일 예를 간략히 나타내는 도면,
도 13은 도 12에 도시된 것처럼 제어한 결과를 나타낸 그래프,
도 14는 PWM 제어신호의 타입 전환에 대한 다른 예를 간략히 나타내는 도면,
도 15는 도 14에 도시된 것처럼 제어한 결과를 나타낸 그래프,
도 16은 도 PWM 제어신호의 타입 전환에 대한 또 다른 예를 간략히 나타내는 도면,
도 17은 도 16에 도시된 것처럼 제어한 결과를 나타낸 그래프,
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 반도체 스위치 제어방법을 설명하기 위한 순서도,
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치와 종래 인버터 간 성능 비교 결과를 나타낸 그래프,
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치를 활용한 일 예를 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치를 나타낸 회로도이고, 도 3은 도 2에 도시된 회로도의 등가회로이다.
전력변환장치(100, 100')는 직류 링크단(110, 110'), 하프브리지 회로(120), 추가 스위치 셀(131, 132), 공진 회로(140), 부하단(150), 및 스위칭 제어부(미도시)를 포함한다.
직류 링크단(110, 110')은 직렬 연결된 2개의 커패시터(Cdc1, Cdc2)를 포함한다.
도 2의 경우 커패시터의 상호 연결점은 직류 링크단(110, 110') 내 중성점으로서, 제 1 커패시터(Cdc1)와 제 2 커패시터(Cdc2) 사이의 노드(n)이고, 도 3의 경우 제 1 전압(Vdc1)과 제 2 전압(Vdc2) 사이의 노드(n')라는 것을 해당 기술 영역에서 종사하는 통상의 기술자라면 충분히 이해할 수 있을 것이다.
하프 브리지 회로(120)는 직렬 연결된 2개의 레그 스위치 셀(121, 122)을 포함하고 상술한 직류 링크단(110, 110')과 병렬 연결된다.
추가 스위치 셀(131, 132)은 A 부분에 도시된 것처럼 직류 링크단(110, 110') 내 커패시터의 상호 연결점(n, n')과 하프 브리지 회로(120) 내 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a) 사이에서 직렬 연결된 2개의 스위치 셀을 의미한다.
이와 같이 본 발명에서 제안하는 전력변환장치(100, 100')는 일반적인 하프 브리지 회로를 구성하는 레그 스위치 셀(121, 122) 이외에 추가 스위치 셀(131, 132)을 더 포함하여, 변형된 하프 브리지 회로를 포함할 수 있다.
여기서, 레그 스위치 셀(121, 122) 및 추가 스위치 셀(131, 132)은 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위치(S1, S2, S3, S4) 및 해당 반도체 스위치에 각각 접속된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있고, 스위치 셀은 단일 소자나 모듈 형태로 제작된 것일 수도 있다.
또한, 공진 회로(140)는 하프 브리지 회로(120) 내 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a)과 부하단(150, 150') 사이에 연결될 수 있다. 이때, 공진 회로(140)는 도 2 및 도 3에 도시된 것처럼 LC(Inductor-Capacitor) 직렬 공진회로일 수 있으나, 특별히 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 공진 회로(140)는 LLC(Inductor-Inductor-Capacitor) 직렬 공진회로로 구현될 수도 있다.
부하단(150)은 도 2처럼 n:1 권선비의 변압기, 브리지 다이오드(Ds1, Ds1, Ds3, Ds4), 커패시터(C0), 부하저항(R0)으로 이루어질 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 덧붙여, 본 발명에서 제안하는 전력변환장치(100, 100')가 적용되는 용도에 따라 상술한 공진 회로(140)는 포함되지 않을 수 있고, 부하단(150)은 다양하게 구성될 수 있을 것이다.
아울러, 스위칭 제어부(미도시)는 상술한 레그 스위치 셀(121, 122) 내 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 추가 스위치 셀(131, 132) 내 추가 반도체 스위치(S3, S4)의 턴-온(turn-on) 및 턴-오프(turn-off) 제어를 위한 PWM 제어신호를 생성할 수 있다.
이하에서는 스위칭 제어부에서 생성된 PWM 제어신호, 그에 따른 각 구성의 동작, 및 동작 결과를 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
앞서 설명한 스위칭 제어부는 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a)과 접지(b) 사이에서 매 주기마다 동등한 전압 값(Vab)이 출력되거나, 상호 연결점(a)으로부터 상호 연결점(a)과 연결된 공진 회로(140) 또는 부하단(150, 150')을 향하는 방향으로 매 주기마다 동등한 전류 값(iin)이 출력되도록 2가지 타입의 PWM 제어신호 중 어느 하나를 생성할 수 있다.
이때, 레그 스위치 셀(121, 122) 및 추가 스위치 셀(131, 132) 내 임의의 반도체 스위치(Sn (n=1, 2, 3, 4))의 턴-온되는 타이밍과 턴-오프되는 타이밍 중 적어도 어느 하나는 제 1 타입의 PWM 제어신호와 제 2 타입의 PWM 제어신호에 의해 상이하게 제어될 수 있다.
도 4는 각각의 반도체 스위치를 제어하기 위한 2가지 타입의 PWM 제어신호의 일 예를 나타낸 그래프이다.
스위칭 제어부에 의해 제 1 타입의 PWM 제어신호는 도 4의 왼쪽 그래프처럼 생성될 수 있고, 제 2 타입의 PWM 제어신호는 도 4의 오른쪽 그래프처럼 생성될 수 있다. 다만, 이와 반대로 왼쪽 그래프가 제 2 타입의 PWM 제어신호이고, 오른쪽 그래프가 제 1 타입의 PWM 제어신호일 수도 있다.
예를 들어, S1 반도체 스위치에 인가되는 2가지 타입의 PWM 제어신호를 살펴보면, 제 1 타입의 PWM 제어신호의 첫번째, 두번째 턴-온되는 타이밍과 제 2 타입의 PWM 제어신호의 첫번째, 두번째 턴-온되는 타이밍은 서로 동일하지만, 각각의 턴-오프되는 타이밍은 서로 상이하다는 것을 알 수 있다.
또한, S2 반도체 스위치에 인가되는 2가지 타입의 PWM 제어신호를 살펴보면, 제 1 타입의 PWM 제어신호의 경우 S1 반도체 스위치가 첫번째 턴-온되는 타이밍에 S1 반도체 스위치는 턴-오프된다. 또한, 제 1 타입의 PWM 제어신호의 경우 두번째 턴-오프되는 타이밍과 제 2 타입의 PWM 제어신호의 경우 첫번째 턴-오프되는 타이밍이 서로 상이하다는 것도 알 수 있다.
이처럼 레그 스위치 셀(121, 122) 및 추가 스위치 셀(131, 132) 내 임의의 반도체 스위치(Sn)의 턴-온되는 타이밍과 턴-오프되는 타이밍 중 적어도 어느 하나는 2가지 타입의 PWM 제어신호에 의해 상이하게 제어됨에도 불구하고, 매 주기마다 동등한 전압 값(Vab) 또는 전류 값(iin)이 도 4처럼 출력될 수 있다.
덧붙여, 도 2 및 도 3을 참고하면, 전압 값(Vab)은 인버터의 출력 전압이고, 전류 값(iin)은 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a)에서 공진 회로(140) 방향으로 흐르는 전류 량이라는 것을 알 수 있다.
한편, 도 5는 제 1 타입의 PWM 제어신호에 의한 제어 결과를 한 주기 동안 나타낸 그래프이다. 각 반도체 스위치들(S1, S2, S3, S4)의 구동 제어신호, 인버터의 출력 전압(Vab), 공진 네트워크 전류(iin), 및 각 반도체 스위치들(S1, S2, S3, S4)의 전압 파형과 전류 파형이 나타나 있다.
이하에서는, 도 2에 도시된 회로에서 스마트 제어부가 도 5에 도시된 것과 같은 제 1 타입의 PWM 제어신호를 생성하는 경우, 각각의 시간 구간에서의 회로 동작을 구체적으로 살펴보기로 한다.
도 6은 도 5에서 t0 ~ t1 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면이다.
t0 ~ t1 시간 동안 공진 네트워크(Lr, Cr)에 저장된 에너지가 입력 측인 직류 링크단(Vdc1, Vdc2)을 거쳐 부하단으로 순환한다. t0 이전에 S1 반도체 스위치의 역병렬 다이오드에 전류가 흐르고 있고, t0에 S1 반도체 스위치를 턴-온하면 S1 반도체 스위치는 영전압 스위칭(ZVS)을 하여 스위칭 손실을 최소화하고 효율을 증대시킬 수 있다. 또한, S4 반도체 스위치를 턴-온시킨다 할지라도, S3 반도체 스위치가 전압 블로킹(Blocking)을 하고 있기 때문에, 전류가 추가 스위치 셀(131, 132)로 흐르지 않는다. 참고로, 도 6에 도시된 부하단 내 Ds3 다이오드 및 Ds4 다이오드가 도통되나, 부하단의 연결 또는 구성이 다양하게 달라짐에 따라 전류 흐름도 달라질 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다.
도 7은 도 5에서 t1 ~ t2 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면이다.
t1 ~ t2 시간 동안은 파워링(Powering) 구간으로서, S1 반도체 스위치가 도통되고, 입력 측인 직류 링크단(Vdc1, Vdc2)으로부터 부하단으로 에너지가 전달된다. 덧붙여, 도 7에 도시된 부하단 내 Ds1 다이오드 및 Ds2 다이오드가 도통되나, 부하단의 연결 또는 구성이 다양하게 달라짐에 따라 전류 흐름도 달라질 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다.
도 8은 도 5에서 t2 ~ t3 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면이다.
t2 ~ t3 시간 동안 S1 반도체 스위치가 턴-오프되고, S3 반도체 스위치가 턴-온되어 추가 스위치 셀(131, 132)로 전류가 흐르기 시작한다. 상호 연결점(n, n')과 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a) 사이가 도통됨에 따라, 부하단(150, 150')으로 전력을 전달하기 위해 사용되는 전압이 1/2로 감소한다. 또한, S3 반도체 스위치는 동기 정류로 동작하고, S4 반도체 스위치는 영전압 스위칭(ZVS)을 한다.
도 9는 도 5에서 t3 ~ t4 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면이다.
t3 ~ t4 시간 동안 S1, S3, S4 반도체 스위치는 모두 턴-오프되고, 공진 네크워크(Lr, Cr)에 저장된 에너지는 부하단(150, 150')을 순환한다. S2 반도체 스위치의 역병렬 다이오드가 도통된 상태에서 S2 반도체 스위치는 영전압 스위칭(ZVS)을 하면서 턴-온되고, 이를 통해 스위칭 손실을 최소화하고 효율을 증대시킬 수 있다. 참고로, 도 8 및 도 9에 도시된 부하단 내 다이오드들은 도 7과 동일하게 동작하나, 부하단의 연결 또는 구성이 다양하게 달라짐에 따라 전류 흐름도 달라질 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다.
도 10은 도 5에서 t4 ~ t5 시간 동안의 회로 동작을 나타내는 도면이다.
t4 ~ t5 시간 동안은 파워링(Powering) 구간으로서, S2 반도체 스위치가 도통되고, 공진 네트워크(Lr, Cr)에 저장된 에너지가 부하단(150, 150')으로 전달된다. 덧붙여, 도 10에 도시된 부하단 내 다이오드들은 도 6과 동일하게 동작하나, 부하단의 연결 또는 구성이 다양하게 달라짐에 따라 전류 흐름도 달라질 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다.
도 6 내지 도 10을 참고하여 설명한 것처럼, 레그 스위치 셀(121, 122) 및 추가 스위치 셀(131, 132) 내 반도체 스위치(S1, S2, S3, S4)는 역병렬 다이오드, 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a)과 부하단(150, 150') 사이에 연결되어 에너지를 충전/방전시키는 공진 회로(140), 및 PWM 제어신호에 의해 영전압 소프트 스위칭될 수 있다. 즉, 각 반도체 스위치를 턴-온 혹은 턴-오프시키기 위한 PWM 제어신호가 게이트로 인가되기 전에, 상술한 회로 구성을 통해 각 반도체 스위치의 양단 전압을 영으로 만들 수 있고, 각 반도체 스위치는 영전압 조건에서 소프트 스위칭을 할 수 있다.
지금까지 설명한 본 발명에서 제안한 전력변환장치를 활용하면, 풀 브리지 회로를 구성한 경우처럼 주파수 변조(FM) 제어방식, 비대칭 듀티 사이클(ADC) 제어방식, 비대칭 전압 소거(AVC) 제어방식, 위상 변이(PS) 제어방식 등에 의한 동작이 가능해진다.
특히, 본 발명은 3kW 이하에서 하프 브리지 회로를 이용하는 기존의 전력변환장치에 대해 용이하게 적용시킬 수 있고, 영전압 소프트 스위칭을 통해 손실을 최소화시킬 수 있다.
또한, 하프 브리지 회로 또는 풀 브리지 회로를 이용하는 기존의 전력변환장치의 경우 턴-오프되는 반도체 스위치에 대해 V dc만큼의 전압 스트레스가 인가되지만, 본 발명에서 제안하는 전력변환장치의 경우 턴-오프되는 반도체 스위치에 대해 1/2*V dc만큼의 전압 스트레스가 인가되므로, 내구성 및 안정성 측면에서도 유리할 수 있다.
덧붙여, 부하단 또는 입력단에 변화가 있다 하더라도, 스위칭 주파수 변동폭이 최소화될 수 있고, 낮은 부하로 운전시 효율 상승 효과를 기대할 수 있으며, 공진 전류의 정(+)/부(-) 크기도 실질적으로 균등하다.
한편, 도 11은 추가 스위치 셀로 인해 발생할 수 있는 문제점을 설명하기 위한 그래프이다.
도 11에 도시된 것처럼 상호 연결점(n, n')과 레그 스위치 셀의 상호 연결점(a) 사이에 직렬 연결된 추가 스위치 셀(131, 132)의 동작으로 인해, 직류 링크단(110) 내 커패시터(Cdc1, Cdc2)의 전압이 불균형을 나타낸다.
구체적으로, 도 4에 도시된 제 1 타입의 PWM 제어신호가 인가되는 경우 직류 링크단(110, 110') 내 제 1 커패시터(Cdc1)의 전압(Vdc1)은 점차적으로 상승하고, 제 2 커패시터(Cdc2)의 전압(Vdc2)은 점차적으로 하강한다. 또한, 도 4에 도시된 제 2 타입의 PWM 제어신호가 인가되는 경우 직류 링크단(110, 110') 내 제 1 커패시터(Cdc1)의 전압(Vdc1)은 점차적으로 하강하고, 제 2 커패시터(Cdc2)의 전압(Vdc2)은 점차적으로 상승한다.
이와 같이 발생 가능한 전압 불균형 문제를 해결하고 전력변환의 효율 및 전체 시스템의 성능을 향상시키기 위해, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치(100, 100')는 상술한 스위칭 제어부와 연동하는 검출부(미도시)를 더 포함할 수 있다.
검출부는 직류 링크단(110, 110') 내 커패시터의 상호 연결점(n, n')과 접지(b) 사이에 연결된 하단 커패시터(도 2의 경우 Cdc2)의 전압을 검출할 수 있다.
스위칭 제어부는 검출부에서 검출된 전압을 기설정된 상한 임계 값 또는 하한 임계 값과 비교한 결과에 따라 상술한 PWM 제어신호의 타입 전환과 함께 소정의 타입의 PWM 제어신호를 생성할 수 있고, 이렇게 생성된 PWM 제어신호는 레그 스위치 셀(121, 122) 및 추가 스위치 셀(131, 132)로 인가될 수 있다.
즉, 스위칭 제어부는 레그 반도체 스위치의 상호 연결점(a)과 접지(b) 사이에서 매 주기마다 동등한 전압 값이 출력되거나, 상기 상호 연결점(a)으로부터 상호 연결점과 연결된 부하단(150, 150')을 향하는 방향으로 매 주기마다 동등한 전류 값이 출력되도록 복수의 타입의 PWM 제어신호 중 어느 하나를 생성하여 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 추가 반도체 스위치(S3, S4)에 인가할 수 있다.
이때, 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 추가 반도체 스위치(S3, S4)는 각각 역병렬 다이오드와 접속된다.
도 12는 PWM 제어신호의 타입 전환에 대한 일 예를 간략히 나타내는 도면이고, 도 13은 도 12에 도시된 것처럼 제어한 결과를 나타낸 그래프이다.
검출부에서 검출된 전압이 기설정된 상한 임계 값을 초과하거나 하한 임계 값 미만인 경우, 스위칭 제어부는 제 1 타입의 PWM 제어신호를 생성하던 것을 중지하고, 전환된 타입인 제 2 타입의 PWM 제어신호를 기설정된 과도 시간 이후에 생성할 수 있다.
다시 말하자면, 일 예에 따른 경우, 기설정된 과도 시간 이전에 제 1 타입(혹은 제 2 타입)의 PWM 제어신호에 의해 인버터로 동작하는 전력변환장치(100, 100') 내 각 스위치 셀이 동작하고, 기설정된 과도 시간 동안 각 스위치 셀이 턴-오프되며, 기설정된 과도 시간 이후에 변환된 타입인 제 2 타입(혹은 제 1 타입)의 PWM 제어신호에 의해 각 스위치 셀이 동작할 수 있다.
덧붙여, 본 발명에서 제안하는 전력변환장치(100, 100')는 인버터 이외의 다양한 응용 예를 위해 이용될 수 있는데, DC-DC 컨버터로 동작하는 경우 과도 시간으로 인해 도 13처럼 출력 전압의 과도 상태가 발생할 수 있다. 이를 개선하기 위하여 과도 시간을 적절히 조절하는 방안 이외의 방안을 이하에서 추가적으로 설명한다.
또한, 도 14는 PWM 제어신호의 타입 전환에 대한 다른 예를 간략히 나타내는 도면이고, 도 15는 도 14에 도시된 것처럼 제어한 결과를 나타낸 그래프이다
검출부에서 검출된 전압이 기설정된 상한 임계 값을 초과하거나 하한 임계 값 미만인 경우, 스위칭 제어부는 제 1 타입의 PWM 제어신호를 생성하던 것을 중지하고, 기설정된 과도 시간 동안 과도 운전 제어신호를 생성한 이후에 전환된 타입인 제 2 타입의 PWM 제어신호를 생성할 수 있다.
이때, 과도 운전 제어신호는 레그 스위치 셀(121, 122) 내 제 1 반도체 스위치 및 추가 스위치 셀(131, 132) 내 제 2 반도체 스위치를 기설정된 고정 듀티비(duty ration)로 동작시키는 제어신호, 및 레그 스위치 셀(121, 122) 내 제 3 반도체 스위치를 턴-오프시키고 추가 스위치 셀(131, 132) 내 제 4 반도체 스위치를 턴-온시키는 제어신호를 포함한다.
여기서, 고정 듀티비는 50%로 기설정된 것일 수 있고, 도 2를 참고할 때 제 1 반도체 스위치는 S1 반도체 스위치(혹은 S2 반도체 스위치)일 수 있고, 제 2 반도체 스위치는 S1 반도체 스위치(혹은 S2 반도체 스위치)일 수 있다. 또한, 제 3 반도체 스위치는 S3 반도체 스위치(혹은 S4 반도체 스위치)일 수 있고, 제 4 반도체 스위치는 S4 반도체 스위치(혹은 S3 반도체 스위치)일 수 있다.
다시 말하자면, 다른 예에 따른 경우, 기설정된 과도 시간 이전에 제 1 타입(혹은 제 2 타입)의 PWM 제어신호에 의해 인버터로 동작하는 전력변환장치(100, 100') 내 각 스위치 셀이 동작하고, 기설정된 과도 시간 동안 과도 운전 제어신호에 의해 각 스위치 셀이 동작하며, 기설정된 과도 시간 이후에 변환된 타입인 제 2 타입(혹은 제 1 타입)의 PWM 제어신호에 의해 각 스위치 셀이 동작할 수 있다. 따라서, 과도 시간 동안 일부 스위치 셀은 턴-오프되지만 나머지 스위치 셀은 턴-오프되지 않고 Semi 하프 브리지 운전 알고리즘에 의해 동작하여 출력 전압의 과도 상태를 감소시킬 수 있다.
또한, 도 16은 도 PWM 제어신호의 타입 전환에 대한 또 다른 예를 간략히 나타내는 도면이고, 도 17은 도 16에 도시된 것처럼 제어한 결과를 나타낸 그래프이다.
검출부에서 검출된 전압이 기설정된 상한 임계 값을 초과하거나 하한 임계 값 미만인 경우, 스위칭 제어부는 제 1 타입의 PWM 제어신호를 생성하던 것을 중지하고, 전환된 타입인 제 2 타입의 PWM 제어신호를 즉각적으로 생성할 수 있다.
다시 말하자면, 또 다른 예에 따른 경우, 제 1 타입(혹은 제 2 타입)의 PWM 제어신호에 의해 인버터로 동작하는 전력변환장치(100, 100') 내 각 스위치 셀이 동작하고, 기설정된 과도 시간이나 과도 운전제어신호 없이, 즉각적으로 변환된 타입인 제 2 타입(혹은 제 1 타입)의 PWM 제어신호에 의해 각 스위치 셀이 동작할 수 있다. 이를 통해 출력 전압의 과도 상태 및 전압 불균형 현상을 최소화할 수 있다.
한편, 이하에서는 상술한 본 발명의 각 실시예에 따른 전력변환장치(100, 100') 내 반도체 스위치(S1, S2, S3, S4)를 제어하는 방법에 대해 도 18을 참고하여 설명하기로 한다. 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 반도체 스위치 제어방법을 설명하기 위한 순서도이다. 참고로, 설명의 편의를 위해 도 2 및 도 3에 도시된 각 구성의 도면부호를 이용한다.
우선, 전력변환장치(100, 100') 또는 스위칭 제어부는 복수의 타입의 PWM 제어신호를 생성한다(S1100).
이때, 각각의 타입의 PWM 제어신호는 하프 브리지 회로(120) 내 직렬 연결된 2개의 레그 반도체 스위치(S1, S2)의 상호 연결점(a)과 접지(b) 사이에서 매 주기마다 동등한 전압 값이 출력되거나, 상호 연결점(a)으로부터 상호 연결점(a)과 연결된 부하단(150, 150')을 향하는 방향으로 매 주기마다 동등한 전류 값이 출력되도록 반도체 스위치들을 제어하기 위한 것이다.
계속해서, 전력변환장치(100, 100') 또는 스위칭 제어부는 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 2개의 추가 반도체 스위치(S3, S4)에 대해, 생성하는 단계(S1100)에서 생성된 PWM 제어신호 중 어느 하나를 인가한다(S1200).
이때, 추가 반도체 스위치(S3, S4)는 하프 브리지 회로(120)와 병렬 연결된 직류 링크단(110) 내 직렬 연결된 2개의 커패시터의 상호 연결점(n, n')과 레그 반도체 스위치의 상호 연결점(a) 사이에서 직렬 연결된다.
또한, 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 추가 반도체 스위치(S3, S4)의 턴-온되는 타이밍과 턴-오프되는 타이밍 중 적어도 어느 하나는 복수의 타입의 PWM 제어신호에 의해 상이하게 제어되고, 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 추가 반도체 스위치(S3, S4)는 각각 역병렬 다이오드와 접속된다.
아울러, 전력변환장치(100, 100')는 커패시터의 상호 연결점(n, n')과 접지(b) 사이에 연결된 하단 커패시터의 전압(도 2의 경우 Cdc2)을 검출할 수 있고, 검출된 전압과 기설정된 상한 임계 값 또는 기설정된 하한 임계 값을 비교할 수 있다.
이러한 경우 상술한 인가하는 단계(S1200)는 비교 결과에 따라 생성된 PWM 제어신호 중 어느 하나를 결정하여, 레그 반도체 스위치(S1, S2) 및 추가 반도체 스위치(S3, S4)에 대해 인가할 수 있다.
구체적으로, 검출된 전압이 상한 임계 값을 초과하거나 하한 임계 값 미만인 경우, 인가하는 단계(S1200)는 인가되던 타입의 PWM 제어신호 대신에 복수의 타입 중 어느 하나의 타입의 PWM 제어신호를 즉각적으로 인가하거나 기설정된 과도 시간 이후에 인가할 수 있다. 예를 들어, 제 1 타입의 PWM 제어신호가 인가되던 중이었다면, 즉각적으로 혹은 기설정된 과도 시간 이후에 변환된 타입인 제 2 타입의 PWM 제어신호가 인가될 수 있다.
또한, 검출된 전압이 상한 임계 값을 초과하거나 하한 임계 값 미만인 경우, 인가하는 단계(S1200)는 인가되던 타입의 PWM 제어신호 대신에 기설정된 과도 시간 동안 과도 운전 제어신호를 인가한 이후에, 복수의 타입 중 어느 하나의 타입의 PWM 제어신호를 인가할 수 있다. 예를 들어, 제 1 타입의 PWM 제어신호가 인가되던 중이었다면, 과도 운전 제어신호를 인가한 이후에 변환된 타입인 제 2 타입의 PWM 제어신호가 인가될 수 있다.
이때, 과도 운전 제어신호는 레그 반도체 스위치(S1, S2) 중 어느 하나 및 추가 반도체 스위치(S3, S4) 중 어느 하나를 기설정된 고정 듀티비(duty ration)로 동작시키는 제어신호, 및 레그 반도체 스위치(S1, S2) 중 나머지 하나를 턴-오프시키고 추가 반도체 스위치(S3, S4) 중 나머지 하나를 턴-온시키는 제어신호를 포함한다.
나아가, 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치와 종래 인버터 간 성능 비교 결과를 나타낸 그래프이다.
성능 비교를 하기 위해, 본 발명에서 제안한 변형 하프 브리지 회로를 포함하는 전력변환장치는 비대칭 전압 소거(AVC) 제어방식에 의해 제어되고, 기존의 하프 브리지 회로를 포함하는 전력변환장치(인버터)는 각각 주파수 변조(FM) 제어 방식 및 비대칭 듀티 사이클(ADC) 제어방식에 의해 제어되었다.
도 19의 첫번째 그래프를 살펴보면, 부하 변동 대비 인버터 출력 역률(PF) 측면에서 본 발명에 따른 전력변환 방식이 기존 주파수 변조 제어 방식보다 최대 77% 이상 증가한 수치를 보이고, 기존 비대칭 듀티 사이클 제어 방식보다 최대 29% 이상 증가한 수치를 보인다는 것을 확인할 수 있다.
또한, 도 19의 두번째 그래프를 살펴보면, 부하 변동 대비 인버터 스위칭 가변 폭(fsw/f0) 측면에서 본 발명에 따른 전력변환 방식이 기존 주파수 변조 제어 방식보다 최대 35% 이상 감소한 수치를 보이고, 기존 비대칭 듀티 사이클 제어 방식보다 최대 20 % 이상 감소한 수치를 보인다는 것을 확인할 수 있다.
또한, 도 19의 세번째 그래프를 살펴보면, 부하 변동 대비 공진 전류 크기(Iin , peak) 측면에서도 본 발명에 따른 전력변환 방식이 기존 주파수 변조 제어 방식보다 최대 18% 이상 감소한 수치를 보이고, 기존 비대칭 듀티 사이클 제어방식보다 최대 30% 이상 감소한 수치를 보인다는 것을 확인할 수 있다.
다수의 지표를 고려한 성능 비교 결과를 살펴볼 때, 본 발명에서 제안하는 전력변환 방식이 기존 시스템보다 뛰어난 효율을 나타낸다는 것을 알 수 있다.
추가적으로, 도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치를 활용한 일 예를 나타낸 도면이다.
도 20에 도시된 것처럼, 본 발명에서 제안하는 전력변환장치(100, 100')는 이미 상용화되어 있는 유도 가열 시스템(예를 들어, 인덕션 장비 등)의 구동 인버터로서 활용될 수 있다. 이 밖에 무선 전력 시스템의 구동 인버터, 전자 제품용 SMPS 및 전기자동차용 충전기 등과 같은 다양한 응용분야에서도 활용될 수 있다. 또한, 상술한 것처럼 PWM 제어신호의 타입을 적절하게 전환하는 제어를 통해, 전체 시스템의 성능 및 효율을 향상시킬 수 있다.
한편, 도 2 및 도 3에서 도시된 각각의 구성요소 혹은 전체 전력변환장치(100, 100')는 일종의 '모듈'로 구성될 수 있다. 상기 '모듈'은 소프트웨어 또는 Field Programmable Gate Array(FPGA) 또는 주문형 반도체(ASIC, Application Specific Integrated Circuit)과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, 모듈은 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 모듈은 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. 모듈은 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 실행시키도록 구성될 수도 있다. 구성요소들과 모듈들에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 모듈들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 모듈들로 더 분리될 수 있다.
전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
100: 전력변환장치 110: 직류 링크단
120: 하프 브리지 회로 121, 122: 레그 스위치 셀
131, 132: 추가 스위치 셀 140: 공진 회로
150: 부하단

Claims (4)

  1. 전력변환장치에 있어서,
    직렬 연결된 2개의 커패시터를 포함하는 직류 링크단;
    직렬 연결된 2개의 레그 스위치 셀을 포함하고 상기 직류 링크단과 병렬 연결된 하프 브리지(half-bridge) 회로;
    상기 커패시터의 상호 연결점과 상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점 사이에서 직렬 연결된 2개의 추가 스위치 셀;
    상기 레그 스위치 셀에 포함된 반도체 스위치 및 상기 추가 스위치 셀에 포함된 반도체 스위치의 턴-온 또는 턴-오프 제어를 위한 PWM 제어신호를 생성하는 스위칭 제어부; 및
    상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점과 부하단 사이에 연결된 공진 회로를 포함하고,
    상기 공진 회로는 LC 직렬 공진 회로 또는 LLC 직렬 공진 회로이고,
    상기 스위칭 제어부는
    상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점과 접지 사이에서 매 주기마다 동등한 전압 값이 출력되거나, 상기 상호 연결점으로부터 상기 상호 연결점과 연결된 공진 회로 또는 부하단을 향하는 방향으로 매 주기마다 동등한 전류 값이 출력되도록 2가지 타입의 PWM 제어신호 중 어느 하나를 생성하고,
    상기 레그 스위치 셀 및 상기 추가 스위치 셀 내 임의의 반도체 스위치의 턴-온되는 타이밍과 턴-오프되는 타이밍 중 적어도 어느 하나는 상기 2가지 타입의 PWM 제어신호에 의해 상이하게 제어되는 전력변환장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 레그 스위치 셀 및 상기 추가 스위치 셀 각각은 상기 반도체 스위치 및 상기 반도체 스위치에 접속된 역병렬 다이오드를 포함하는 전력변환장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 레그 스위치 셀 및 상기 추가 스위치 셀 내 반도체 스위치는 상기 역병렬 다이오드, 상기 레그 스위치 셀의 상호 연결점과 부하단 사이에 연결된 공진 회로, 및 상기 PWM 제어신호에 의해 영전압 소프트 스위칭되는 전력변환장치.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108075668A (zh) * 2017-12-14 2018-05-25 东南大学 串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法
KR20180058373A (ko) * 2016-11-24 2018-06-01 인하대학교 산학협력단 직렬 공진 방식을 이용한 오존발생기 구동회로

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6344979B1 (en) 2001-02-09 2002-02-05 Delta Electronics, Inc. LLC series resonant DC-to-DC converter
JP2007006614A (ja) * 2005-06-23 2007-01-11 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
US7163866B2 (en) 1999-08-18 2007-01-16 International Business Machines Corporation SOI MOSFETS exhibiting reduced floating-body effects
JP2010081788A (ja) * 2008-08-27 2010-04-08 Sanken Electric Co Ltd 共振型インバータ装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7163866B2 (en) 1999-08-18 2007-01-16 International Business Machines Corporation SOI MOSFETS exhibiting reduced floating-body effects
US6344979B1 (en) 2001-02-09 2002-02-05 Delta Electronics, Inc. LLC series resonant DC-to-DC converter
JP2007006614A (ja) * 2005-06-23 2007-01-11 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP2010081788A (ja) * 2008-08-27 2010-04-08 Sanken Electric Co Ltd 共振型インバータ装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180058373A (ko) * 2016-11-24 2018-06-01 인하대학교 산학협력단 직렬 공진 방식을 이용한 오존발생기 구동회로
KR101909789B1 (ko) 2016-11-24 2018-10-18 인하대학교 산학협력단 직렬 공진 방식을 이용한 오존발생기 구동회로
CN108075668A (zh) * 2017-12-14 2018-05-25 东南大学 串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法

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