CN108075668A - 串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法 - Google Patents
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Abstract
一种串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，第一开关管和第三开关管之间、第二开关管和第四开关管之间均存在半个开关周期的移相，第一开关管超前第二开关管半个串联谐振周期，第三开关管超前第四开关管半个串联谐振周期；另外，第一开关管和第三开关管的占空比相等，且大于0.5；第二开关管和第四开关管的占空比相等，但小于0.5，同一桥臂的上下两个开关管并非刚好互补；最后通过改变开关频率来调节变换器传输功率的大小。将移相和非对称占空比技术融合到变频调制后，谐振电流峰值可降低50%以上，且变压器励磁电流和磁密的最大值不受开关频率和功率变化的影响，彻底解决传统串联谐振变换器在轻载下变压器易饱和的难题。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法。
背景技术
高压脉冲电源可为激光核聚变、离子束武器、高能微波、MARX发生器、雷达发射器等提供巨大的脉冲能量。作为重要的脉冲动力源，高压脉冲电源有工频和高频两种方式，与工频电源相比，高频电源在效率、功率密度、体积、质量等方面更具优势。随着新的开关器件与功率变换技术的发展，可以实现软开关的高频谐振型变换器得到了广泛应用。其中串联谐振全桥变换器在断续谐振电流模式下具有充电电流恒定、控制简单和软开关实现容易等特点，因此广泛应用于高压电容器充电、静电除尘等系统中。然而，串联谐振全桥变换器通常采用变频控制，随着所需能量的变化，频率变化范围很大，这导致了磁性元件的设计难题，尤其是大功率变压器在轻载下很容易出现饱和现象，限制了变换器的工作范围也增加了变压器的体积和成本。
发明内容
传统的串联谐振全桥变换器通常采用变频控制技术，其简单易实现，但存在谐振电流峰值大和磁性元件设计困难等问题。尤其是变压器的磁密会随着功率和开关频率的变小快速上升，存在很大的变压器饱和风险。为了解决上述存在的问题，本发明提供串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，所述调制方法包含移相、非对称占空比和变频三个控制步骤，
所述移相控制步骤中串联谐振全桥变换器中第一开关管Q1和第三开关管Q3之间移相半个开关周期，第二开关管Q2和第四开关管Q4之间移相半个开关周期；另外，第一开关管Q1超前第二开关管Q2半个串联谐振周期，第三开关管Q3超前第四开关管Q4半个串联谐振周期；
所述非对称占空比控制步骤中串联谐振全桥变换器中第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比相等，且大于0.5，第二开关管Q2和第四开关管Q4的占空比相等，且小于0.5；另外，一个开关周期内同一桥臂的两开关管的占空比之和小于1，同一桥臂的上下两个开关管并非刚好互补，而是存在一段都不开通的区间；
所述变频控制步骤中通过改变开关频率和开关周期来实现变换器传输功率大小的控制。
本发明的进一步改进，所述串联谐振全桥变换器中同一桥臂的上下两个开关管之间存在的都不开通区间是可调的，可通过调节第一开关管Q1和第三开关管Q3的关断时刻来调节，并且对串联谐振全桥变换器的正常运行无任何影响。
本发明的进一步改进，所述串联谐振全桥变换器工作于电流断续模式，且在电流断续阶段变压器原边电压v1始终为零。
本发明的进一步改进，所述串联谐振全桥变换器传输功率的大小与开关频率成正比。
本发明的进一步改进，所有开关管都能实现零电流开通和关断，且第一开关管Q1和第三开关管Q3实现零电压零电流关断。
本发明公开了串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，相对于串联谐振变换器传统的变频控制技术，本发明具有如下优点：1）相同参数下，谐振电流峰值可以降低50%以上；2）变压器励磁电流和磁密的最大值只与谐振元件有关，不受开关频率和功率变化的影响，可彻底解决传统串联谐振变换器在轻载下变压器易饱和的难题，同时大大方便了变压器的设计，也减小了其体积和成本。同时，本发明依然保留了原有的零电流软开关特性。
附图说明
图1是本发明串联谐振全桥变换器的主电路
图2是本发明的典型控制波形图；
图3是本发明主电路工作于模态一的电流通路图；
图4是本发明主电路工作于模态二的电流通路图；
图5是本发明主电路工作于模态三的电流通路图；
图6是本发明主电路工作于模态四的电流通路图。
具体实施方式
下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：
本发明提供串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，一是可以将谐振电流峰值降低50%以上；二是变压器励磁电流和磁密的最大值只与谐振元件有关，不受开关频率和功率变化的影响，可彻底解决传统串联谐振变换器在轻载下变压器易饱和的难题。
实施例1：参见图1和图2，串联谐振全桥变换器及其变频移相非对称占空比调制技术，所述调制技术包含移相、非对称占空比和变频三部分。其中移相是指：第一开关管Q1和第三开关管Q3之间移相半个开关周期（0.5Ts），第二开关管Q2和第四开关管Q4之间移相半个开关周期（0.5Ts）；第一开关管Q1超前第二开关管Q2半个串联谐振周期（0.5Tr），第三开关管Q3超前第四开关管Q4半个串联谐振周期（0.5Tr）。其中非对称占空比是指：第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比相等，且大于0.5；第二开关管Q2和第四开关管Q4的占空比相等，且小于0.5；且一个开关周期内同一桥臂的两开关管的占空比之和小于1，即同一桥臂的上下两个开关管并非刚好互补，而是存在一段都不开通的区间，该不开通区间可通过调节第一开关管Q1和第三开关管Q3的关断时刻来调节，并且对串联谐振全桥变换器的正常运行无任何影响。其中变频是指：通过改变开关频率来调节变换器传输功率的大小，且变换器传输功率的大小与开关频率成正比。变换器工作于电流断续模式，且在电流断续阶段变压器原边电压v1始终为零。第一开关管Q1至第四开关管Q4都能实现零电流开通和关断，且第一开关管Q1和第三开关管Q3实现零电压零电流关断。
工作原理：参见图1和2的主电路和典型控制波形，t0≤t＜t8为一个完整的开关周期：t0≤t＜t4为正半开关周期，含四个工作模态；t4≤t＜t8为负半开关周期，含四个工作模态。本发明在正半开关周期和负半开关周期的工作模态具有对称性，且本发明在变换器传输功率不同时的工作原理相同。下面将结合图2～4的正半开关周期的四个工作模态叙述本发明的具体工作原理。所述四个工作模态如下
如图3所示，模态一：t0≤t＜t1；
在t0时刻，第一开关管Q1保持前一模态的开通状态不变，并且开通第四开关管Q4。谐振电流ir从输入电源Vin的正极出发，经过第一开关管Q1、谐振电感Ls、谐振电容Cs、变压器原边绕组和第四开关管Q4回到输入电源Vin的负极。整流回路则由变压器副边、第一整流二极管D1、输出电压Vo和第四整流二极管D4组成。谐振电感Ls和谐振电容Cs从t0时刻开始正向谐振，所以ir从零开始上升，因此，Q4是零电流开通。
如图4所示，模态二：t1≤t＜t2；
本模态的Q1和Q4保持前一模态的开通状态不变。由于Cs在模态一中一直充电，其端电压已较高，因此，在本模态中变换器整流侧停止工作，只有原边的Ls、Cs和励磁电感Lm三者发生谐振，即ir从Vin的正极出发，经过Q1、Ls、Cs、Lm和Q4回到Vin的负极。因为Lm(mH级)较大，电流上升不多，电流变化率基本为零，从而Ls和Cs两端电压都可以认为是不变的。
如图5所示，模态三：t2≤t＜t3；
在t2时刻，关断Q4并开通第三开关管Q3，Q1仍然保持开通状态。由于模态二中的励磁电流很小，所以可以认为Q4和Q3分别是零电流关断和开通。Ls和Cs通过Q1的反并联二极管和Q3进行反向谐振，即ir流经Q1的反并联二极管、Q3、变压器原边绕组、Ls和Cs。整流回路则由变压器副边、第三整流二极管D3、输出电压Vo和第二整流二极管D2组成。
如图6所示，模态四：t3≤t＜t4；
在t3时刻，关断Q1，输入侧和整流侧的电流通路保持与模态三中的完全一致。显然，t3时刻取t2和t4之间的任意一个时间点即可，不但能实现Q1的零电压零电流关断，而且不会影响变换器的正常工作。
综上所述，根据伏秒积特性可知，变压器励磁电流和磁密的最大值同样只与Ls和Cs有关，不受开关频率和功率变化的影响。同时，Q1~Q4都能实现零电流开通和关断，且Q1和Q3是零电压零电流关断。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作任何其他形式的限制，而依据本发明的技术实质所作的任何修改或等同变化，仍属于本发明所要求保护的范围。
Claims (5)
1.串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，所述调制方法包含移相、非对称占空比和变频三个控制步骤，其特征在于，
所述移相控制步骤中串联谐振全桥变换器中第一开关管Q1和第三开关管Q3之间移相半个开关周期，第二开关管Q2和第四开关管Q4之间移相半个开关周期；另外，第一开关管Q1超前第二开关管Q2半个串联谐振周期，第三开关管Q3超前第四开关管Q4半个串联谐振周期；
所述非对称占空比控制步骤中串联谐振全桥变换器中第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比相等，且大于0.5，第二开关管Q2和第四开关管Q4的占空比相等，且小于0.5；另外，一个开关周期内同一桥臂的两开关管的占空比之和小于1，同一桥臂的上下两个开关管并非刚好互补，而是存在一段都不开通的区间；
所述变频控制步骤中通过改变开关频率和开关周期来实现变换器传输功率大小的控制。
2.根据权利要求书1所述的串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，其特征在于：串联谐振全桥变换器中同一桥臂的上下两个开关管之间存在的都不开通区间是可调的，可通过调节第一开关管Q1和第三开关管Q3的关断时刻来调节，并且对串联谐振全桥变换器的正常运行无任何影响。
3.根据权利要求书1所述的串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，其特征在于：所述串联谐振全桥变换器工作于电流断续模式，且在电流断续阶段变压器原边电压v1始终为零。
4.根据权利要求书1所述的串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，其特征在于：所述串联谐振全桥变换器传输功率的大小与开关频率成正比。
5.根据权利要求书1所述的串联谐振全桥变换器的变频移相非对称占空比调制方法，其特征在于，所有开关管都能实现零电流开通和关断，且第一开关管Q1和第三开关管Q3实现零电压零电流关断。
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