CN111614256B - 一种非隔离dcdc谐振变换控制电路及控制方法 - Google Patents

一种非隔离dcdc谐振变换控制电路及控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路通过串联谐振的电感和电容，使得流经电感中的电流呈正弦波形，正弦波波形系数小，导通损耗低，因此，本申请实施例提供的电路能够显著降低电路的损耗。本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制方法不仅可以调整移相角使得开关管实现零电压开关ZVS导通，还可以调整开关频率。因此，可以调节的输出接口的电压和功率范围大，实现了非隔离的宽范围的DCDC谐振变换。

Description

一种非隔离DCDC谐振变换控制电路及控制方法
技术领域
本申请实施例涉及电路技术领域，尤其涉及一种非隔离DCDC谐振变换控制电路及控制方法。
背景技术
随着锂电应用的发展，非隔离DCDC升降压变换器的需求也日益增长。目前也有各种非隔离DCDC变换器的拓扑和技术的提出，但基本还是基于Buck和Boost的基础模型，电流一般是三角波，高次谐波含量高，不利于进一步提高效率。
图1为现有的一种非隔离DCDC升降压变换器的电路拓扑图。图2为图1所示电路中电感L的电流波形图。由图1可见，该电路包括电源Vin、开关S1、开关S2、开关S3、开关S4、电感L和输出Vo。当该电路实现升压功能时，S1一直开通，S2一直关闭，电感L，开关管S2、S3实现Boost电路功能；当该电路实现降压功能时，S3一直开通，S4一直关闭，电感L，开关管S1、S2实现Buck电路功能。由图2可见，该电路采取传统Buck或者Boost临界连续模式控制，可以使开关管实现零电压开关(zero voltage switch，ZVS)开通，但电感电流为三角波，峰值电流较大，开关管关断电流较大；三角波的波形系数相对于正弦波波形系数大，传输相同功率情况下，导通损耗也相对于正弦波大；三角波电流高次谐波含量高，增加了高次谐波损耗。
发明内容
本申请实施例提供了一种非隔离DCDC谐振变换控制电路及控制方法，用于解决现有的非隔离DCDC升降压变换器损耗大的技术问题。
第一方面，本申请实施例提供一种非隔离DCDC谐振变换控制电路，包括：输入接口、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电感、电容以及输出接口；所述第一开关管与所述第二开关管串联后与所述输入接口串联耦合；所述第三开关管与所述第四开关管串联后与所述输出接口串联耦合；所述第一开关管与所述第二开关管的串联节点为A端；所述第三开关管与所述第四开关管的串联节点为B端；所述电感和所述电容串联后耦合在所述A端和所述B端之间；所述输入接口的负极与所述输出接口的负极耦合，或所述输入接口的正极与所述输出接口的正极耦合。本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路通过串联的电感和电容，使得流经电感中的电流呈正弦波形，正弦波波形系数小，导通损耗低，因此，本申请实施例提供的电路能够显著降低电路的损耗。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，所述电感和所述电容处于谐振工作状态。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ满足：
Figure BDA0002473696370000011
Figure BDA0002473696370000021
其中，Vin为所述输入接口的电压，Vout为所述输出接口的电压。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，所述输出接口的输出功率P0为：
Figure BDA0002473696370000022
其中，Vin为所述输入接口的电压，Vout为所述输出接口的电压，fs为开关频率，L为所述电感的电感值，C为所述电容的电容值，θ为所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，当所述第一开关管导通时，所述第二开关管关断；当所述第一开关管关断时，所述第二开关管导通；当所述第三开关管导通时，所述第四开关管关断；当所述第三开关管关断时，所述第四开关管导通。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，该控制电路还包括控制单元；所述控制单元耦合连接所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管以及所述第四开关管，用于控制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管以及所述第四开关管的导通和关断。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，该控制电路还包括移相角调节单元和调频单元；所述移相角调节单元用于根据输入接口的电压和输出接口的目标电压确定所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，该控制电路还包括调频单元；所述调频单元用于根据所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述控制电路中第一开关管的开关频率。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，所述调频单元还用于根据所述移相角θ和所述输出接口的第二目标功率或第二目标电流调节所述开关频率。
第二方面，本申请实施例提供一种非隔离DCDC谐振变换控制方法，基于上述第一方面的控制电路，所述控制方法包括：根据输入接口的电压和输出接口的目标电压确定所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ；根据所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述控制电路中第一开关管的开关频率；根据所述移相角θ和所述开关频率控制所述控制电路中第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管进行导通和关断。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，所述根据输入接口的电压和输出接口的目标电压确定移相角θ包括：根据所述输入接口的电压和所述输出接口的目标电压，通过移相角计算公式确定所述移相角θ，所述移相角计算公式为：
Figure BDA0002473696370000023
Figure BDA0002473696370000024
其中，Vin为所述输入接口的电压，Vout为所述输出接口的目标电压。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，所述根据所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定开关频率包括：根据输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率，所述输出功率计算公式为：
Figure BDA0002473696370000031
其中，P0为所述输出接口的第一目标功率，Vin为所述输入接口的电压，Vout为所述输出接口的目标电压，fs为所述开关频率，L为所述电感的电感值，C为所述电容的电容值，θ为所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，所述根据所述输入接口的电压和所述输出接口的目标电压，通过移相角计算公式确定所述移相角θ包括：调节所述移相角θ，通过所述移相角计算公式计算所述输出接口的电压，直到所述输出接口的电压达到所述输出接口的目标电压。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，所述根据输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率之后，所述方法还包括：调节所述开关频率，通过所述输出功率计算公式计算所述输出接口的功率，直到所述输出接口的功率达到所述输出接口的第二目标功率。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，所述根据输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率包括：通过所述输出接口的目标电流和所述输出接口的目标电压计算得到所述输出接口的目标功率；根据所述输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，所述根据所述移相角θ和所述开关频率控制所述控制电路中第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管进行导通和关断具体包括：当控制所述第一开关管导通时，控制所述第二开关管关断；当控制所述第一开关管关断时，控制所述第二开关管导通；当控制所述第三开关管导通时，控制所述第四开关管关断；当控制所述第三开关管关断时，控制所述第四开关管导通。
第三方面，本申请实施例提供一种供电系统，包括电源模块以及如第一方面所述的DCDC谐振变换控制电路；所述电源模块连接所述DCDC谐振变换控制电路的输入接口，输出电能至DCDC谐振变换控制电路，用于提高输出电压或降低输出电压。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，该电源模块为锂电池或光伏电源。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路通过串联谐振的电感和电容，使得流经电感中的电流呈正弦波形，正弦波波形系数小，导通损耗低，因此，本申请实施例提供的电路能够显著降低电路的损耗。本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制方法不仅可以调整移相角使得开关管实现零电压开关ZVS导通，还可以调整开关频率。因此，可以调节的输出接口的电压和功率范围大，实现了非隔离的宽范围的DCDC谐振变换。
附图说明
图1为现有的一种非隔离DCDC升降压变换器的电路拓扑图；
图2为图1所示电路中电感L的电流波形图；
图3为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图一；
图4为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图二；
图5为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图三；
图6为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图四；
图7为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制方法的流程图；
图8为本申请实施例中图3对应电路的基波分析的电路等效模型图；
图9为本申请实施例中图8对应的向量图；
图10a为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图一；
图10b为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图二；
图10c为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图三；
图10d为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图四；
图10e为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图五；
图10f为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图六；
图11为本申请实施例中图3所示电路的工作波形图；
图12为本申请实施例中对图3电路的控制策略示意图；
图13为本申请实施例中包括控制模块的电路示意图；
图14为本申请实施例提供的一种供电系统的示意图。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种非隔离DCDC谐振变换控制电路及控制方法，用于解决现有的非隔离DCDC升降压变换器损耗大的技术问题。
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“对应于”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
在本申请实施例中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
如图1所示的电路中，电感L的电流波形图如图2所示，为三角波，峰值电流较大，开关管关断电流较大；三角波的波形系数相对于正弦波波形系数大，传输相同功率情况下，导通损耗也相对于正弦波大；三角波电流高次谐波含量高，增加了高次谐波损耗。
本申请实施例针对上述问题，提供了一种非隔离DCDC谐振变换控制电路，如图3所示，图3为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图一。该电路包括输入接口、输出接口、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、电感L和电容C。
其中，输入接口的电压为Vin。作为非隔离DCDC谐振变换控制电路的输入接口，该输入接口可以连接直流设备，或者连接其他供电设备(如锂电池等)、通信设备等，本申请实施例对此不做限定。同理，输出接口的电压为Vo，输出接口也可以连接直流设备(如电动机等)，或者连接其他通信设备，本申请实施例对此不做限定。
在一些实施例中，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4可以是同类型的开关管，也可以是不同类型的开关管，本申请实施例对此不做限定。
在一些实施例中，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4可以是三极管，也可以是MOS管，还可以是绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，具有可控的导通和关断功能，本申请实施例对开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4具体采用何种类型不做限定。
如图3所示，开关管S1与开关管S2串联，构成前桥臂。前桥臂与输入接口串联耦合。开关管S3和开关管S4串联，构成后桥臂。后桥臂与输出接口串联耦合。开关管S1与开关管S2串联的中点为A端。开关管S3和开关管S4串联的中点为B端。A端与B端之间串联有电感L和电容C。
在本申请实施例中，输入接口的负极与输出接口的负极耦合，则输入接口和输出接口共负极，可提供电流回路。在另一些实施例中，输入接口的正极与输出接口的正极耦合，则输入接口和输出接口共正极，同理可提供电流回路。
在本申请实施例中，电感L和电容C串联后，耦合在A端和B端之间，如图3所示。并且，电感L和电容C处于谐振工作状态。谐振包括并联谐振和串联谐振，本申请实施例中以串联谐振进行描述。由电感L和电容C串联而组成的谐振电路称为串联谐振电路。当该串联谐振电路工作在谐振状态时，满足以下公式：
XL＝XC；
其中，XL为电感L的阻抗，XC为电容C的阻抗。在另一种表述中，也可以是满足以下公式：
Figure BDA0002473696370000051
其中，ω为串联谐振电路的电源角频率，L为电感L的电感值，C为电容C的电容值。
在一些实施例中，电感L和电容C的位置可以互换，互换后的电路与图3对应实施例中的电路类似，此处不再赘述。
在本申请实施例中，电路选用的电容C较小，以使得电感L和电容C工作在谐振状态。
图4为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图二。在一些实施例中，如图4所示，电路中输入接口的负极与输出接口的负极不耦合连接，且输入接口的正极与输出接口的正极耦合连接。本申请实施例可以适用于输入输出设备共正极的情况。同理，电感L与电容C也处于串联谐振状态。该电路的其他情况与图3对应的实施例类似，此处不再赘述。
图5为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图三。在一些实施例中，相比于图3所示的电路，图5的电路中输入接口的正负极相反，输出接口的正负极也相反。在这种情况下，输入接口的正极与输出接口的正极耦合连接。因此，图5对应的实施例可以适用于输入输出设备共正极的情况。该电路的其他情况与图3对应的实施例类似，此处不再赘述。
图6为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制电路的电路图四。在一些是实施例中，电路中输入接口的位置可以与输出接口的位置互换，即输出接口与开关管S1、开关管S2串联耦合，输入接口与开关管S3、开关管S4串联耦合。在本申请实施例中，输入接口可以连接锂电池等输入设备，输出接口可以连接直流设备等，在实际应用中，还可以根据需要连接合适的设备，本申请实施例对此不做限定。
本申请实施例是一个对称的双向的电路，因此输入接口与输出接口的命名可以互换，即输入接口可以改称输出接口，输出接口改称输入接口，不影响本申请实施例的实施。为方便描述，本申请实施例以图3中的输入接口和输出接口的位置进行描述，其他情况(例如输入接口和输出接口交换)可参照本申请实施例以实施，因此其他情况将不再赘述。在一些实施例中，输入接口既可以连接输入设备，也可以连接输出设备，既有输入功能，也有输出功能，因此也可以称为第一I/O接口。输出接口既可以连接输出设备，也可以连接输入设备，既有输出功能，也有输入功能，因此也可以称为第二I/O接口。称为第一I/O接口和第二I/O接口时，电路情况与图3对应的实施例类似，此处不再赘述。
上述图3、图4、图5、图6对应的实施例可以分别实施或交叉实施，例如基于图3对应的电路，交换输入输出接口的位置，同时交换输入接口的正负极以及输出接口的正负极，本申请实施例对上述交叉实施的实施例不再赘述。
上述实施例中，由于电感L与电容C处于串联谐振状态，因此，在电路工作时，电感L的电流波形接近正弦波。正弦波波形系数小，导通损耗低，因此，本申请实施例提供的电路能够显著降低电路的损耗。
基于上述实施例对应的电路，本申请实施例提供非隔离DCDC谐振变换控制方法，实现高效DCDC变换。为方便描述，以下将针对图3对应的实施例进行描述，其他实施例可参照本申请实施例以实施，将不再赘述。
本申请实施例基于传统基础谐振半桥拓扑，基于上述图3对应的电路，提出一种移相和调频相结合控制方法，即非隔离DCDC谐振变换控制方法，实现高效变换。
图7为本申请实施例提供的非隔离DCDC谐振变换控制方法的流程图。非隔离DCDC谐振变换控制方法包括以下步骤：
701、根据输入接口的电压和输出接口的电压，通过移相角计算公式确定移相角θ。
移相角计算公式为：
Figure BDA0002473696370000061
Figure BDA0002473696370000071
其中，Vin为输入接口的电压，Vout为输出接口的电压。
本申请实施例可以通过设置移相角调节单元执行步骤701。在本申请实施例中，输入接口的电压和输出接口的电压是根据实际需要获取的。在一些实施例中，移相角调节单元可以连接输入接口和输出接口，以获取输入接口的电压和输出接口的电压。
示例性的，该电路的输入接口连接一锂电池，输出接口连接一风扇，锂电池的输出电压为5V，而风扇需要12V电压驱动，则根据Vin＝5V，Vout＝12V以及移相角计算公式可以算得移相角θ约等于65.38°。
示例性的，一个充电宝内部包括锂电池以及图3所示的电路，该电路的输入接口连接该锂电池，输出接口连接一手机，手机通过锂电池进行充电。锂电池的输出电压为5V，而手机需要9V2A即18W的快充，则需要锂电池需要通过图3所示的电路将电压提升到9V。则根据Vin＝5V，Vout＝9V以及移相角计算公式可以算得移相角θ约等于56.25°。
通过移相角计算公式确定移相角θ的方式可以是根据移相角计算公式以及输入接口的电压和输出接口的电压直接计算得到，也可以是根据移相角计算公式和输入接口的电压，不断调节移相角θ，并实时计算得到输出接口的电压，直到输出接口的电压达到所需值。
例如，在一些实施例中，控制方法可以有自动适应调整的模式。该自动适应调整的模式具体为：在输入接口电压确定的情况下，设定所需的输出接口目标电压值，然后自动从小到大或从大到小调节移相角θ，期间不断实时计算输出接口电压。当计算到的输出接口电压到达该输出接口目标电压值(也可以是输出接口电压到达该输出接口目标电压值相近的阈值范围内)时，确定当前的移相角θ的数值。示例性的，该电路的输入接口连接一锂电池，输出接口连接一风扇，锂电池的输出电压为5V，而风扇需要12V电压驱动，则在Vin＝5V的情况下，不断调节移相角θ，并根据移相角计算公式实时计算得到输出接口的电压。当输出接口的电压达到12V(或12±0.5V)时，确定当前的移相角θ的数值。
在一些实施例中，在输入接口电压确定的情况下，设定所需的输出接口目标电压值，然后自动从小到大或从大到小调节移相角θ，根据移相角θ控制开关管S1-S4的导通关断(其他电路参数可以采用默认)，期间不断实时通过电压检测模块检测输出接口的电压。当检测到的输出接口的电压到达该输出接口目标电压值(也可以是输出接口电压到达该输出接口目标电压值相近的阈值范围内)时，确定当前的移相角θ的数值。
在本申请实施例中，移相角θ可以是输入接口与输出接口之间电压的相位差。为方便理解，本申请实施例对图3的电路进行基波分析，得到如图8所示的电路等效模型以及如图9所示的向量图。
图8为本申请实施例中图3对应电路的基波分析的电路等效模型图。图9为本申请实施例中图8对应的向量图。其中，Vp为输入电压基波等效，Vs’为输出电压基波等效，ix为谐振腔电流的基波等效。满足上述移相角计算公式的移相角可以得到最小的电流有效值，使得如图9所示的谐振腔电流ix相位在在Vp和Vs’电压相位之间。因此，通过调整移相角θ可以使得谐振腔电流相位在Vp和Vs’电压相位之间，从而实现开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)或零电流开关(Zero-Current-Switching，ZCS)。ZVS和ZCS都是软开关，是指半导体开关器件零电压开通或零电流关断，此时开关的损耗低。还可以减小开关过程中激起的振荡，使开关频率可以大幅度提高，为DCDC转换器的小型化和模块化创造了条件。
因此，在本申请实施例中，可以首先根据输入接口的电压和输出接口的电压选定可以实现全范围ZVS的移相角θ，保证开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4能够全功率范围ZVS。
702、根据输出功率计算公式、移相角θ和输出接口的功率或电流调整开关频率。
其中，输出功率计算公式为：
Figure BDA0002473696370000081
其中，P0为输出接口的功率，Vin为输入接口的电压，Vout为输出接口的电压，fs为开关频率，L为电感的电感值，C为电容的电容值，θ为输入接口与输出接口之间电压的移相角。
本申请实施例可以设置调频单元执行步骤702。在一些实施例中，调频单元可以连接移相角调节单元，以获得移相角、输入接口的电压、输出接口的电压等参数。调频单元计算出开关频率后，可以将开关频率和移相角发送至控制单元。
在本申请实施例中，移相角θ已计算得到后，输出功率计算公式中的其他参数(除输出接口的功率以及开关频率之外的参数)均确定，调频单元可以根据所需的输出接口的目标功率以及输出功率计算公式直接计算开关频率。在本申请实施例中，开关频率可以是指开关管S1或开关管S2或开关管S3或开关管S4在一个周期内的开关次数。在本申请实施例中，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的开关频率可以是相同的。
在一些实施例中，移相角θ已计算得到后，调频单元可以调整开关频率，并实时根据输出功率计算公式计算输出接口的功率。当输出接口的功率达到所需的目标数值(或该目标数值相近的阈值范围内)时，确定当前开关频率的值。
在一些实施例中，移相角θ已计算得到后，调频单元可以调整开关频率，并根据调整得到的开关频率以及移相角等参数，通过控制单元控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的导通和关断，并实时通过电压检测模块和电流检测模块检测输出接口的电压和电流，并根据检测到的电压和电流计算得到输出接口的功率。在另一些实施例中，也可以通过功率传感器直接检测输出接口的功率。当输出接口的功率达到所需的目标数值(或该目标数值相近的阈值范围内)时，确定当前开关频率的值。
在一些实施例中，开关频率确定后，当所需的输出功率变化时(例如，负载设置有多个工作档位，在不同的工作档位，所需的功率不同)，调频单元可以再次调整开关频率，使得输出接口的功率再次达到所需的输出功率。示例性的，当所需的输出功率变化为第二目标输出功率时，调频单元可以根据移相角θ和输出接口的第二目标功率调节开关频率，直到输出接口的功率达到该第二目标功率。调整方法与前述实施例类似，此处不再赘述。同理，所需的输出电流变化时，也可以进行类似的调节，此处不再赘述。
在一些实施例中，控制方法可以通过输出接口的电流以及输出功率计算公式确定开关频率。具体地，控制方法根据输出接口的电流和输出接口的电压计算得到输出接口的功率。在得到输出接口的功率后，控制方法可以根据输出接口的功率和输出功率计算公式确定开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的开关频率。与前述实施例类似，此处不再赘述。
在一些实施例中，步骤701和步骤702没有顺序关系，即可以同时调整移相角和开关频率，使得输出接口的电压和功率均达到所需的数值。确定移相角和开关频率的方式可以是直接通过公式计算，也可以是通过调整移相角和开关频率，实时计算输出接口的电压和功率，直到输出接口的电压和功率均达到所需的数值，还可以是通过调整移相角和开关频率，实时监测输出接口的电压和功率，直到输出接口的电压和功率达到所需的数值。本申请实施例对此不再赘述。
本申请实施例提供的控制方法不仅可以调整移相角，还可以调整开关频率，因此，可以调节的输出接口的电压和功率范围大，即非隔离DCDC电路的增益调节范围大，实现了非隔离的宽范围的DCDC谐振变换。
703、根据移相角θ和开关频率控制图3所示电路中开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4的导通和关断。
本申请实施例提供的控制方法可以通过确定模块执行步骤701和步骤702，得到移相角θ和开关频率。然后确定模块将移相角θ和开关频率发送至控制单元，使得控制单元根据移相角θ和开关频率控制图3所示电路中开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4的导通和关断。在一些情况中，确定模块可以设置电压检测单元、电流检测单元、功率检测单元以检测输出接口的电压、电流和功率。
在另一些实施例中，控制单元可以直接执行步骤701和步骤702，得到移相角θ和开关频率后，直接根据移相角θ和开关频率控制图3所示电路中开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4的导通和关断。在一些情况中，控制单元可以设置电压检测单元、电流检测单元、功率检测单元以检测输出接口的电压、电流和功率。
在本申请实施例中，控制单元是连接开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的电路器件，可以通过驱动信号控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的导通和关断。示例性的，驱动信号中，高电平用于使得开关管导通，低电平用于使得开关管关断。则当控制单元连接开关管S1的连接线电压变为高电平时，开关管S1导通。当控制单元连接开关管S1的连接线电压变为低电平时，开关管S1关断。在实际应用中，控制单元还可以通过其他方式控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的导通和关断，本申请实施例对此不做限定。
控制单元根据移相角θ和开关频率控制图3所示电路中开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4的导通和关断。其过程如图10a、图10b、图10c、图10d、图10e、图10f所示。
图10a为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图一。本申请实施例中图3所示的非隔离DCDC谐振变换控制电路的初始状态如图10a所示。开关管S2和开关管S4导通，谐振腔电流反向流动。
图10b为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图二。基于图10a所示的电路，控制单元控制开关管S2关断，则开关管S1反并联二极管导通，此时控制单元控制开关管S1导通使得开关管S1可以ZVS导通，如图10b所示。
图10c为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图三。基于图10b所示的电路，开关管S1实现ZVS导通后，谐振腔电流正向流动，输入接口正极的电流依次流动至开关管S1、电感L、电容C、开关管S4后回流到输入接口的负极，如图10c所示。
图10d为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图四。基于图10c所示的电路，控制单元控制开关管S4关断，则开关管S3反并联二极管导通，此时控制单元控制开关管S3导通使得开关管S3可以ZVS导通，如图10d所示。
图10e为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图五。基于图10d所示的电路，控制单元控制开关管S1关断，则开关管S2反并联二极管导通，此时控制单元控制开关管S2导通，使得开关管S2可以ZVS导通，如图10e所示。
图10f为本申请实施例中非隔离DCDC谐振变换控制电路的工作原理示意图六。基于图10e所示的电路，开关管S2实现ZVS导通后，谐振腔电流反向流动，如图10f所示。
基于图10f所示的电路，控制单元控制开关管S3关断，则开关管S4反并联二极管导通。此时控制单元控制开关管S4导通，使得开关管S4可以ZVS导通，如图10a所示。
在本申请实施例中，当控制单元控制开关管S1导通时，控制单元控制开关管S2关断；当控制单元控制开关管S1关断时，控制单元控制开关管S2导通；当控制单元控制开关管S3导通时，控制单元控制开关管S4关断；当控制单元控制开关管S3关断时，控制单元控制开关管S4导通。
上述如图10a、图10b、图10c、图10d、图10e、图10f所示的过程中，控制单元控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4不断导通和关断。在一个周期内，开关管S1的导通次数和关断次数称为开关管S1的开关频率。在本申请实施例中，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的开关频率可以是相同的。示例性的，如图10a、图10b、图10c、图10d、图10e、图10f所示的过程所用的时间为1毫秒，则开关管S1的开关频率为2次/毫秒，其中一次是开通次数，另一次是关断次数。若控制单元得到的开关频率为1次/毫秒，则控制单元可以通过降低开关管导通和关断的速率，从而延长如图10a、图10b、图10c、图10d、图10e、图10f所示的过程所用的时间，使得所用的时间延长为2毫秒，则开关管S1的开关频率变为1次/毫秒。
上述如图10a、图10b、图10c、图10d、图10e、图10f所示的过程中，控制单元控制开关管S3导通的时刻滞后于控制开关管S1导通的时刻，具体需要滞后多长时间可以根据移相角θ确定。图11为本申请实施例中图3所示电路的工作波形图。其中，VS1为开光S1的驱动信号的电压，VS3为开关管S3的驱动信号的电压，且VS1与VS3为互补信号。VAO为A端到O端的电压，VBO为B端到O端的电压。可见，开关管S3滞后开关管S1的导通角(即移相角θ)为θ。因此，控制单元可以根据得到的移相角θ控制开关管S3导通的时刻滞后于控制开关管S1导通的时刻。
如图11所示，流经电感L的电流IL呈正弦波形，正弦波波形系数小，导通损耗低，因此，本申请实施例提供的电路能够显著降低电路的损耗。
图12为本申请实施例中对图3电路的控制策略示意图。可见，本申请实施例可以获取输入接口的电压和输出接口的电压后确定得到合适的移相角，然后根据移相角和输出接口的功率或电流确定开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的开关频率，最后根据确定的移相角和开关频率控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的导通和关断。具体地，可以通过移相角调节单元、调频单元以及控制单元实施。如图12可见，控制单元连接开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4，可以通过驱动信号控制开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的导通和关断。移相角调节单元连接输入接口和输出接口，用于根据输入接口的电压和输出接口的电压，通过移相角计算公式确定移相角θ，然后将输入电压、输出电压和移相角θ等参数发至调频单元。调频单元连接输出接口以及移相角调节单元，用于根据输出功率计算公式、移相角θ和输出接口的功率或电流调整开关频率，然后将移相角θ和开关频率发至控制单元。在一些情况下，如图12所示，调频单元和输出接口之间耦合输入有参考电流，用来做电流内环进行环路控制,保证系统稳定性。
在一些实施例中，上述的移相角调节单元、调频单元以及控制单元可以合并为一个控制模块，以综合执行上述的各个单元的功能，如图13所示。图13为本申请实施例中包括控制模块的电路示意图。
图14为本申请实施例提供的一种供电系统的示意图。该供电系统具体包括电源模块以及上述任意一个实施例中的非隔离DCDC谐振变换控制电路。该电源模块的输出端连接该非隔离DCDC谐振变换控制电路的输入接口。该非隔离DCDC谐振变换控制电路的输出接口连接负载。示例性的，该电源模块的输出电压为9V，而负载所需的电压为12V，则可以通过调节非隔离DCDC谐振变换控制电路，使得非隔离DCDC谐振变换控制电路的输出接口输出电压为12V，以符合负载的要求。在一些实施例中，该电源模块具体为锂电池，具有能量比较高、使用寿命长、绿色环保的优点。在一些实施例中，该电源模块具体为光伏电源。
本申请实施例主要应用在有非隔离DCDC变换需求应用场景，如锂电DCDC转换，电池DCDC变换，光伏前级DCDC变换等，可以作为一个DCDC变换电源。本申请实施例对该应用场景不做限定。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

Claims (15)

1.一种非隔离DCDC谐振变换控制电路，其特征在于，包括：输入接口、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电感、电容、输出接口及调频单元；
所述第一开关管与所述第二开关管串联后与所述输入接口串联耦合；
所述第三开关管与所述第四开关管串联后与所述输出接口串联耦合；
所述第一开关管与所述第二开关管的串联节点为A端；
所述第三开关管与所述第四开关管的串联节点为B端；
所述电感和所述电容串联后耦合在所述A端和所述B端之间；
所述输入接口的负极与所述输出接口的负极耦合，或所述输入接口的正极与所述输出接口的正极耦合；
所述调频单元用于根据输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ，和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述控制电路中第一开关管的开关频率。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ满足：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
其中，V in 为所述输入接口的电压，V out 为所述输出接口的电压。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述输出接口的输出功率P 0 为：
Figure 163808DEST_PATH_IMAGE002
其中，V in 为所述输入接口的电压，V out 为所述输出接口的电压，f s 为开关频率，L为所述电感的电感值，C为所述电容的电容值，θ为所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，当所述第一开关管导通时，所述第二开关管关断；
当所述第一开关管关断时，所述第二开关管导通；
当所述第三开关管导通时，所述第四开关管关断；
当所述第三开关管关断时，所述第四开关管导通。
5.根据权利要求1至4任意一项所述的电路，其特征在于，还包括控制单元；
所述控制单元耦合连接所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管以及所述第四开关管，用于控制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管以及所述第四开关管的导通和关断。
6.根据权利要求1至4任意一项所述的电路，其特征在于，还包括移相角调节单元；
所述移相角调节单元用于根据输入接口的电压和输出接口的目标电压确定所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ。
7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，
所述调频单元还用于根据所述移相角θ和所述输出接口的第二目标功率或第二目标电流调节所述开关频率。
8.一种非隔离DCDC谐振变换控制方法，其特征在于，基于权利要求1至7任意一项所述的控制电路，所述控制方法包括：
根据输入接口的电压和输出接口的目标电压确定所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角θ；
根据所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述控制电路中第一开关管的开关频率；
根据所述移相角θ和所述开关频率控制所述控制电路中第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管进行导通和关断。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述根据输入接口的电压和输出接口的目标电压确定移相角θ包括：
根据所述输入接口的电压和所述输出接口的目标电压，通过移相角计算公式确定所述移相角θ，所述移相角计算公式为：
Figure 27859DEST_PATH_IMAGE001
其中，V in 为所述输入接口的电压，V out 为所述输出接口的目标电压。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定开关频率包括：
根据输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率，所述输出功率计算公式为：
Figure 827186DEST_PATH_IMAGE002
其中， V in 为所述输入接口的电压，V out 为所述输出接口的目标电压，f s 为所述开关频率，L为所述电感的电感值，C为所述电容的电容值，θ为所述输入接口与所述输出接口之间电压的移相角。
11.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述根据输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率之后，所述方法还包括：
调节所述开关频率，通过所述输出功率计算公式计算所述输出接口的功率，直到所述输出接口的功率达到所述输出接口的第二目标功率。
12.根据权利要求8至11任意一项所述的控制方法，其特征在于，所述根据输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率包括：
通过所述输出接口的目标电流和所述输出接口的目标电压计算得到所述输出接口的第一目标功率；
根据所述输出功率计算公式、所述移相角θ和所述输出接口的第一目标功率或第一目标电流确定所述开关频率。
13.根据权利要求8至11任意一项所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述移相角θ和所述开关频率控制所述控制电路中第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管进行导通和关断具体包括：
当控制所述第一开关管导通时，控制所述第二开关管关断；
当控制所述第一开关管关断时，控制所述第二开关管导通；
当控制所述第三开关管导通时，控制所述第四开关管关断；
当控制所述第三开关管关断时，控制所述第四开关管导通。
14.一种供电系统，其特征在于，包括电源模块以及如权利要求1至7任意一项所述的DCDC谐振变换控制电路；
所述电源模块连接所述DCDC谐振变换控制电路的输入接口。
15.根据权利要求14的供电系统，其特征在于，所述电源模块为锂电池或光伏电源。
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