CN102549906A - 对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构 - Google Patents

对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种对于不论功率因数的大小都能够尽可能降低开关损耗，由此能够提高电力变换效率的三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构。在线间电压非最大相(U相)与线电流指令值最大相(U相)一致的情况下，在一个调制周期T内空出隔离时间T1地设置以便将线电流指令值最大相以外的二相(V相及W相)的开关脉冲在时间上隔离，对线电流指令值最大相(U相)配置短路脉冲SP，另一方面在线间电压非最大相(V相或W相)与线电流指令值最大相(U相)不一致的情况下，在一个调制周期T内将线电流指令值最大相以外的二相(V相及W相)的开关脉冲在时间上相邻地设置，对线间电压非最大相(V相或W相)或线电流指令值最大相(U相)配置短路脉冲SP。

Description

对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构
技术领域
本发明涉及一种对各相的上下臂由反向阻断型的开关元件构成、且通过脉宽调制进行电力变换的三相电流型电力变换器生成脉冲图形的脉冲图形生成结构。
背景技术
在各相的上下臂由反向阻断型的开关元件构成、且通过脉宽调制进行电力变换的以往的三相电流型电力变换器中，提出了作为三相电流型高功率因数整流器而利用的例子(下述非专利文献1)。
图8是表示非专利文献1所述的三相电流型电力变换系统10的概要结构的电路图。
图8所示的三相电流型电力变换系统10具备有：U相、V相以及W相的各相U、V、W的上下臂(UP，UN)，(VP，VN)，(WP，WN)由反向阻断型的开关元件构成、且通过脉宽调制进行电力变换的三相电流型电力变换器A、电力变换器A的直流侧电路11、电力变换器A的交流侧电路12、以及管理电力变换系统10整体的控制的控制部130。
在电力变换器A中，U相U、V相V以及W相W的臂对BU、BV、BW三对并联连接。U相U、V相V以及W相W的臂对BU、BV、BW，分别将U相U、V相V以及W相W的上臂UP、VP、WP以及U相U、V相V以及W相W的下臂UN、VN、WN串联连接。U相U、V相V以及W相W的上臂UP、VP、WP以及U相U、V相V以及W相W的下臂UN、VN、WN都由反向阻断型的开关元件构成。
在电力变换器A的交流侧电路12中，在各臂对BU、BV、BW的上臂UP、VP、WP与下臂UN、VN、WN之间分别经由U相、V相、W相的三相线U、V、W连接了三相电力系统E和负载Load。此外，本说明书所说的上臂是指电流从直流侧向三相电流型电力变换器流入的一方的臂群(UP，VP，WP)，下臂是指电流从三相电流型电力变换器向直流侧流出的一方的臂群(UN，VN，WN)。
在U相U、V相V、W相W的各线中分别设置有对各线U、V、W并联连接的电容器CU、CV、CW和滤波器电路F。
直流侧电路11在输入侧连接了直流电源G、且在输出侧连接了电力变换器A。在直流侧电路11中，设置有串联连接到直流电源G的输出侧且电力变换器A的输入侧的电感器LD。
此外，在图8中，标记iL表示直流侧的电流，标记iU、iV、iW分别表示电力变换器A的U相U、V相V以及W相W的交流侧线电流。另外，标记IU、IV、IW分别表示三相电力系统E侧(负载Load侧)的U相U、V相V以及W相W的交流侧线电流。这些对后述的图9～图11也相同。
并且，图8所示的电力变换器A作为按照控制部130的指示命令从交流侧向直流侧以高功率因数(功率因数约100％)进行电力变换的三相电流型高功率因数整流器(转换器)而利用。从容易决定向电力变换器A的开关脉冲这样的观点出发，在直流侧电路11中还设置有在电感器LD与电力变换器A之间并联连接到直流电源G的二极管DFW。
另外，在没有设置如图8所示的二极管DFW那样的元件的一般的三相电流型电力变换系统中，通常直流侧的电流量与交流侧的电流量不同，因此当用于电力变换的开关动作以外时，也需要确保在直流侧使电流环流(短路)的环流路径，因此当用于电力变换的开关动作以外时，进行生成用于确保环流路径的短路脉冲的开关动作。
关于这点，在图8所示的三相电流型电力变换系统10中，在电感器LD与电力变换器A之间二极管DFW并联连接到直流电源G，因此通过该二极管DFW，当用于电力变换的开关动作以外时不生成短路脉冲也能够确保环流路径α。即，二极管DFW还作为用于确保在直流侧使电流环流(短路)的环流路径的短路元件而发挥功能。
非专利文献1：Y.Nishida and A.Maeda，″A SimplifiedDiscontinuous-Switching-Modulation for Three-Phase Current-FedPFC-Converters and Experimental Study for the Effects，″Proc.IEEE APEC′96，Vol.2，pp.552-558，1996
发明内容
(发明要解决的问题)
但是，在图8所示的三相电流型电力变换系统10中设置有二极管DFW，因此电力变换器A限定于从交流侧向直流侧以高功率因数(功率因数约100％)进行电力变换的三相电流型高功率因数转换器的利用。因此，无法将电力变换器A作为低功率因数的三相电流型转换器、三相电流型逆变器而利用。
为了将电力变换器A作为低功率因数的三相电流型转换器、三相电流型逆变器而利用，只要去除二极管DFW即可，但是这样的话，当用于电力变换的开关动作以外时将进行基于生成用于确保环流路径的短路脉冲的脉宽调制(具体地说三相调制或者二相调制)的开关动作。
图9～图11是表示将电力变换器A作为三相电流型逆变器而利用的情况下的三相电流型电力变换系统10a～10c的概要结构的电路图。图9表示将三相电力系统E和负载Load替换为马达来驱动马达E的例子的三相电流型电力变换系统10a，图10表示将电力变换器A作为三相电流型逆变器的SVG(Static Var Generator：静止无功发生器)或者APF(Active Power filter：有源电力滤波器)而利用的例子的三相电流型电力变换系统10b，图11表示进行系统联网运行的例子的三相电流型电力变换系统10c。
另外，图12是表示对于在电力变换器A中U相U、V相V以及W相W的上臂UP、VP、WP中的任一个成为导通、且U相U、V相V以及W相W的下臂UN、VN、WN中的任一个成为导通的导通臂的组合(开关动作模式M1～M9)的电流路径α1～α9的表。
此外，在图8～图12中，直流侧的电流iL将向电力变换器A流出的方向设为正，在图8中，U相U、V相V以及W相W的交流侧线电流iU、iV、iW将从三相电力系统E向电力变换器A流入的方向设为正，在图9～图12中，U相U、V相V以及W相W的交流侧线电流iU、iV、iW将从电力变换器A向马达E或者三相电力系统E流出的方向设为正。另外，在图12的表中粗框部的动作模式M1、M5、M9中，电流路径α1、α5、α9表示在直流侧使电流环流(短路)的环流路径。
控制部13a～13c具备有CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)14、以及存储部15。存储部15包含ROM(Read OnlyMemory：只读存储器)151以及RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)152，存储各种控制程序、所需的函数以及表格。
控制部13a～13c构成为：通过由CPU 14将开关控制程序从存储部15读出、并执行该读出的开关控制程序来进行三相电流型电力变换器A中的各上下臂(UP，UN)、(VP，VN)、(WP，WN)的开关元件的开关控制。
即，如图12所示，当在第1动作模式M1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通时形成电流路径(环流路径)α1，当在第2动作模式M2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通时形成电流路径α2，当在第3动作模式M3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通时形成电流路径α3。
另外，当在第4动作模式M4中V相V的上臂VP以及U相U的下臂UN导通时形成电流路径α4，当在第5动作模式M5中V相V的上臂VP以及V相V的下臂VN导通时形成电流路径(环流路径)α5，当在第6动作模式M6中V相V的上臂VP以及W相W的下臂WN导通时形成电流路径α6。
而且，当在第7动作模式M7中W相W的上臂WP以及U相U的下臂UN导通时形成电流路径α7，当在第8动作模式M8中W相W的上臂WP以及V相V的下臂VN导通时形成电流路径α8，当在第9动作模式M9中W相W的上臂WP以及W相W的下臂WN导通时形成电流路径(环流路径)α9。
此外，第1、第5以及第9动作模式M1、M5、M9设为生成短路脉冲SP(参照后述的图13以及图14)的短路模式。
图13是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中通过控制部13a～13c进行三相调制的情况下的电力变换器A的各相U、V、W中的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊随时间的变化的一个例子、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流iU、iV、iW对应起来的图。
另外，图14是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中通过控制部13a～13c进行第1以及第2二相调制的情况下的电力变换器A的各相U、V、W中的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊随时间的变化、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流iU、iV、iW对应起来的图。图14(a)表示第1二相调制的一个例子，图14(b)表示第2二相调制的一个例子。
此外，在图13以及图14中，标记β表示用于控制开关动作的载波(三角波)。标记iUV ＊、iVW ＊、iWU ＊表示与载波β一起决定对于一个调制周期T的各相U、V、W的交流侧线电流iU、iV、iW流过的时间所占的比例的开关参数。在开关参数iUV ＊与开关参数iWU ＊之间决定U相U的交流侧线电流指令值iU ＊，在开关参数iVW ＊与开关参数iUV ＊之间决定V相V的交流侧线电流指令值iV ＊，在开关参数iWU ＊与开关参数iVW ＊之间决定W相W的交流侧线电流指令值iW ＊。另外，标记T表示一个调制周期。作为一个调制周期T不限于此，但是例如能在变换电力小于等于100kW的情况下能够例示小于等于100μsec、或者在变换电力超过100kW的情况下能够例示200μsec左右。这些对于后述的图1～图3以及图5的情况也相同。
脉宽调制的一个调制周期的起点以及终点的位置能够任意地决定，但是在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中，例如将一个调制周期T的起点以及终点设为载波β的振幅的最小位置时进行如下的开关动作的控制。
这里，以流过U相U的交流侧线电流iU设为正的电流、流过V相V的交流侧线电流iV以及流过W相W的交流侧线电流iW设为负的电流、而且U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况为例进行说明。
更具体地说，将直流侧的电流iL设为20A、一个调制周期T内流过的U相U、V相V以及W相W的交流侧线电流iU、iV、iW分别设为10A、-7.5A 以及-2.5A来顺序地说明三相调制、第1以及第2二相调制。
[三相调制]
在图13所示的三相调制的一个例子中，在一个调制周期T中的第1时间T1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/8周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)。
接着，在第1时间T1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，而且在第1时间T1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/8周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))。
即，在该三相调制的一个例子中，在第1动作模式M1(短路模式)中作为第1时间T1使U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通周期T的1/2(＝1/8+1/4+1/8＝50％)，在第2动作模式M2中作为第2时间T2使U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通周期T的3/8(＝3/16+3/16＝37.5％)，在第3动作模式M3中作为第3时间T3使U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通周期T的1/8(＝1/16+1/16＝12.5％)。
[第1二相调制]
在图14(a)所示的第1二相调制的一个例子中，开关参数iUV ＊配置在载波β的振幅的顶点位置X，开关参数iVW ＊、iWU ＊以载波β的振幅的顶点位置X为基准配置在下侧。
如图14(a)所示，在一个调制周期T中的第1时间T1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/8周期(图12的第2动作模式M2)。
接着，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，而且在第1时间T1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))。
即，在该第1二相调制的一个例子中，在第1动作模式M1(短路模式)中作为第1时间T1使U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通周期T的1/2(＝1/4+1/4＝50％)，在第2动作模式M2中作为第2时间T2使U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通周期T的3/8(＝37.5％)，在第3动作模式M3中作为第3时间T3使U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通周期T的1/8(＝1/16+1/16＝12.5％)。
[第2相调制]
在图14(b)所示的第2相调制的一个例子中，开关参数iWU ＊配置在载波β的振幅的谷底位置X，开关参数iUV ＊、iVW ＊以载波β的振幅的谷底位置X为基准配置在上侧。
如图14(b)所示，在一个调制周期T中的第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)，在第1时间T1中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/2周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))。
接着，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂UN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)，而且在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)。
即，在该第2二相调制的一个例子中，在第1动作模式M1(短路模式)中作为第1时间T1使U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通周期T的1/2(＝50％)，在第2动作模式M2中作为第2时间T2使U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通周期T的3/8(＝3/16+3/16＝37.5％)，在第3动作模式M3中作为第3时间T3使U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通周期T的1/8(＝1/16+1/16＝12.5％)。
由此，在三相调制以及第1以及第2二相调制中，作为一个调制周期T整体，在U相中流过10A(＝iL×(T2+T3)/T)、在V相流过-7.5A(＝-iL×T2/T)、在W相中流过-2.5A(＝-iL×T3/T)、在环流路径α1中流过10A(＝iL×T1/T)的电流。
另外，在三相电流型电力变换器中，作为开关损耗增加的主要要素，与换流的次数、直流侧的电流、交流侧的线间电压的大小有关。这里，换流是指电流流过的臂切换为其它臂，在图13以及图14中，相当于执行中的开关动作模式切换为其它开关动作模式。此外，这在图1～图3以及图5中也相同。
即，如果换流的次数变多、或者/而且如果直流侧的电流变大、或者/而且对交流侧的线间电压中的绝对值成为最大的线间的各相进行开关动作时，开关损耗相应地变大，随之电力变换效率下降。
[关于换流的次数]
在三相电流型电力变换系统10a～10c中，在如图13所示那样进行三相调制的情况下，开关动作模式切换为第1动作模式M1→第3动作模式M3→第2动作模式M2→第1动作模式M1→第2动作模式M2→第3动作模式M3→第1动作模式M1，换流次数成为6次。
与此相对，在如图14(a)所示那样进行第1二相调制的情况下开关动作模式切换为第1动作模式M1→第3动作模式M3→第2动作模式M2→第3动作模式M3→第1动作模式M1。另外，在如图14(b)所示那样进行第2二相调制的情况下开关动作模式切换为第3动作模式M3→第2动作模式M2→第1动作模式M1→第2动作模式M2→第3动作模式M3。即，在第1以及第2二相调制的情况下，无论哪个，换流次数都成为4次。
因而，与三相调制的情况相比第1以及第2二相调制的情况能够降低开关损耗。
[关于交流侧的线间电压]
图15是表示在U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况下对于通过切换开关动作模式来产生换流的换流模式的电路图、开关损耗的计算公式、在三相调制的情况下成为对象的换流模式、在第1二相调制的情况下成为对象的换流模式、以及在第2二相调制的情况下成为对象的换流模式的表格。
此外，在图15所示的表格中，标记VUV表示U相U与V相V之间的交流侧线间电压，标记VVW表示V相V与W相W之间的交流侧线间电压，标记VWU表示W相W与U相U之间的交流侧线间电压。各线间电压VUV、VVW、VWU将箭头的方向设为正。另外，表格的换流模式中的左侧的UV换流模式是在第1动作模式M1与第2动作模式M2之间换流的换流模式，中央的VW换流模式是在第2动作模式M2与第3动作模式M3之间换流的换流模式，右侧的WU换流模式是在第3动作模式M3与第1动作模式M1之间换流的换流模式。另外，”○”标记表示调制对象。这些对后述的图4也相同。
如图15所示，三相调制将UV换流模式、VW换流模式以及WU换流模式设为调制对象，第1二相调制将VW换流模式以及WU换流模式设为调制对象，第2二相调制将UV换流模式以及VW换流模式设为调制对象。
这里，开关损耗在UV换流模式下成为|VUV|×iL，因此能够通过进行当交流侧线间电压VUV的绝对值|VUV|为最大时暂停UV换流模式的第1二相调制来避免开关损耗的增大。另外，开关损耗在WU换流模式下成为|VWU|×iL，因此能够通过进行当交流侧线间电压VWU的绝对值|VWU|为最大时暂停WU换流模式的第2二相调制来避免开关损耗的增大。
另一方面，开关损耗在VW换流模式下成为|VVW|×iL，但是在将电力变换器A的利用限定于以高功率因数(功率因数约100％)进行电力变换的三相电流型高功率因数电力变换器的情况下，能够避免交流侧线间电压VVW的绝对值|VVW|成为最大，因此也可以不考虑V相V与W相W的交流侧线间电压VVW导致的开关损耗的增大。
然而，在将电力变换器A作为低功率因数的三相电流型转换器、三相电流型逆变器而利用的情况下，有时交流侧线间电压VVW的绝对值|VVW|成为最大，这样的话，在不进行VW换流模式的暂停的第1二相调制以及第2二相调制中，都不得不执行VW换流模式，因此无论如何都不能避免开关损耗的增大。
此外，这里以U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况为例进行了说明，但是在其它的相V、W的交流侧线电流指令值iV ＊、iW ＊的绝对值|iV ＊|、|iW ＊|成为最大的情况下也能够同样地考虑。
本发明是鉴于上述课题而作出的，其目的在于提供一种对于不论功率因数的大小都能够尽可能降低开关损耗、由此能够提高电力变换效率的三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构。
(解决问题的方案)
本发明为了解决上述课题，提供一种对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构，该三相电流型电力变换器的各相的上下臂由反向阻断型的开关元件构成，且通过脉宽调制进行电力变换，该脉冲图形生成结构的特征在于，在不包含在上述三相电流型电力变换器的交流侧线间电压中的绝对值成为最大的线间的线间电压非最大相、与上述三相电流型电力变换器的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的线电流指令值最大相一致的情况下，在上述脉宽调制的一个调制周期内进行第1开关控制，该第1开关控制中，空出隔离时间地设置，以使上述线电流指令值最大相以外的二相的开关脉冲在时间上隔离，且对上述线电流指令值最大相在上述隔离时间配置短路脉冲，另一方面，在上述线间电压非最大相、与上述线电流指令值最大相不一致的情况下，在上述脉宽调制的一个调制周期内进行第2开关控制，该第2开关控制中，将上述线电流指令值最大相以外的二相的开关脉冲在时间上相邻地设置，且对上述线间电压非最大相或者上述线电流指令值最大相，与上述线间电压非最大相的开关脉冲在时间上相邻地配置短路脉冲。
在与本发明有关的脉冲图形生成结构中，例如在U相U的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的情况下，将U相的上臂以及U相的下臂导通的情况设为第1动作模式，U相的上臂以及V相的下臂导通的情况设为第2动作模式，U相的上臂以及W相的下臂导通的情况设为第3动作模式。另外，将在上述第1动作模式与上述第2动作模式之间换流的换流模式设为UV换流模式，在上述第2动作模式与上述第3动作模式之间换流的换流模式设为VW换流模式，在上述第3动作模式与上述第1动作模式之间换流的换流模式设为WU换流模式。
由此，在U相与V相的交流侧线间电压的绝对值成为最大的情况下，能够通过上述第2开关控制来进行暂停上述UV换流模式的第1二相调制。另外，在W相与U相的交流侧线间电压的绝对值成为最大的情况下，能够通过上述第2开关控制来进行暂停上述WU换流模式的第2二相调制。
并且，在V相与W相的交流侧线间电压的绝对值成为最大的情况下，能够通过上述第1开关控制来进行暂停上述VW换流模式的第3二相调制。
此外，在其它的V相以及W相的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的情况也能够同样地考虑。
这样，根据与本发明有关的脉冲图形生成结构，进行二相调制，因此与进行三相调制的情况相比能够降低开关次数(开关损耗)。并且，能够暂停上述三相电流型电力变换器的交流侧线间电压中的绝对值成为最大的线间的各相的开关动作模式。例如，在U相的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的情况下，当V相与W相的交流侧线间电压的绝对值成为最大时，能够通过进行第3二相调制来暂停VW换流模式。因而，不论功率因数的大小都能够尽可能地降低开关损耗。
在与本发明有关的脉冲图形生成结构中，优选是在上述三相电流型电力变换器的交流侧线电流指令值中包含零的情况下，将上述短路脉冲配置在与刚要开始上述一个调制周期之前的前调制周期中的最后的脉冲、和紧接上述一个调制周期之后的下一调制周期中的最初的脉冲中的至少一个相同的相。
在该方式中，能够在相邻的调制周期之间避免奇异点，在该相邻的调制周期之间不切换传输模式，因此能够进一步降低开关次数(开关损耗)。
在与本发明有关的脉冲图形生成结构中，优选是将上述一个调制周期内的脉冲图形以该一个调制周期中的中央时刻的时间轴为基准而线对称地配置。
该方式在中，能够使上述三相电流型电力变换器的交流侧中的线电流的波形的开关频率成分集中在开关频率周边。由此，能够使连接到交流侧的滤波器电路等的电路设计变得容易。
(发明的效果)
如以上说明那样，根据与本发明有关的脉冲图形生成结构，进行二相调制，因此与进行三相调制的情况相比能够降低开关次数(开关损耗)。并且，能够暂停上述三相电流型电力变换器的交流侧线间电压中的绝对值成为最大的线间的各相的开关动作模式。例如，在U相的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的情况下，当V相与W相的交流侧线间电压的绝对值成为最大时，能够通过进行上述第3二相调制来暂停VW换流模式。因而，不论功率因数的大小都能够尽可能地降低开关损耗。
附图说明
图1是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统中通过控制部进行与本实施方式有关的二相调制中的第3二相调制的情况下的交流侧线电流指令值随时间的变化的一个例子、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流对应起来的图。
图2是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统中通过控制部进行与本实施方式有关的二相调制中的第1二相调制的情况下的交流侧线电流指令值随时间的变化、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流对应起来的图，图(a)是表示第1二相调制的其它例子的图，图(b)是表示第1二相调制的一个例子的图。
图3是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统中通过控制部进行与本实施方式有关的二相调制中的第2二相调制的情况下的交流侧线电流指令值随时间的变化、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流对应起来的图，图(a)是表示第2二相调制的其它例子的图，图(b)是表示第2二相调制的一个例子的图。
图4是表示对于在U相的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的情况下通过切换开关动作模式产生换流的换流模式的电路图、开关损耗的计算公式、在第1二相调制的情况下成为对象的换流模式、在第3二相调制的情况下成为对象的换流模式、在第2二相调制的情况下成为对象的换流模式的表格。
图5是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统中通过控制部进行与本实施方式有关的二相调制的情况下交流侧线电流指令值中包含零的情况下的交流侧线电流指令值随时间的变化的一个例子、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流对应起来的图。
图6是表示与本实施方式有关的开关控制的一个例子的主例程的流程图。
图7是表示图6所示的流程图中的脉宽运算的一个例子的子例程的流程图。
图8是表示非专利文献1所述的三相电流型电力变换系统的概要结构的电路图。
图9是表示在将三相电流型电力变换器作为三相电流型逆变器而利用的情况下将负载作为马达来驱动马达的例子的三相电流型电力变换系统的电路图。
图10是表示在将三相电流型电力变换器作为三相电流型逆变器而利用的情况下将三相电流型电力变换器作为三相电流型逆变器的SVG或者APF而利用的例子的三相电流型电力变换系统的电路图。
图11是表示在将三相电流型电力变换器作为三相电流型逆变器而利用的情况下进行系统联网运行的例子的三相电流型电力变换系统的电路图。
图12是表示对于在电力变换器中U相、V相以及W相的上臂中的任一个成为导通、且U相、V相以及W相的下臂中的任一个成为导通的导通臂的组合(开关动作模式)的电流路径的表格。
图13是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统中通过控制部进行三相调制的情况下三相电流型电力变换器的各相中的交流侧线电流指令值随时间的变化的一个例子、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流对应起来的图。
图14是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统中通过控制部进行第1以及第2二相调制的情况下的三相电流型电力变换器的各相中的交流侧线电流指令值随时间的变化、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流对应起来的图，图(a)是表示第1二相调制的一个例子的图，图(b)是表示第2二相调制的一个例子的图。
图15是表示在U相的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的情况下对于通过切换开关动作模式产生换流的换流模式的电路图、开关损耗的计算公式、在三相调制的情况下成为对象的换流模式、在第1二相调制的情况下成为对象的换流模式、在第2二相调制的情况下成为对象的换流模式的表格。
具体实施方式
下面，举出图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c并参照附图说明本发明的实施方式。此外，下面的实施方式是将本发明具体化了的例子，并非限定于本发明的技术范围。
在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中，控制部13a～13c设为如下结构：通过与本发明的实施方式有关的开关控制程序对电力变换器A进行第1～第3二相调制来生成脉冲图形。
即，控制部13a～13c设为如下结构：在不包含在电力变换器A的交流侧线间电压VUV、VVW、VWU中的绝对值|VUV|、|VVW|、|VWU|成为最大的线间的线间电压非最大相、与电力变换器A的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊的绝对值|iU ＊|、|iV ＊|、|iW ＊|成为最大的线电流指令值最大相一致的情况下，在脉宽调制的一个调制周期T内进行第1开关控制，该第1开关控制中，空出隔离时间地设置，以将上述线电流指令值最大相以外的二相的开关脉冲在时间上隔离，且对上述线电流指令值最大相配置短路脉冲SP以填补隔离时间。
另一方面，控制部13a～13c设为如下结构：在上述线间电压非最大相与上述线电流指令值最大相不一致的情况下在脉宽调制的一个调制周期T内进行第2开关控制，该第2开关控制中，将上述线电流指令值最大相以外的二相的开关脉冲在时间上相邻(连续)地设置，且对上述线间电压非最大相或者上述线电流指令值最大相配置短路脉冲SP，以与上述线间电压非最大相的开关脉冲在时间上相邻(连续)地填补开关处于关断状态的相邻关断时间。
此外，这里如图9～11所示，三相电流型电力变换系统10a～10c具备有：检测直流侧的电流iL的直流侧电流检测单元17、以及检测交流侧线间电压VUV、VVW、VWU的线间电压检测单元18。由此，直流侧的电流iL能够通过直流侧电流检测单元17来检测，交流侧线间电压VUV、VVW、VWU能够通过线间电压检测单元18来检测。
具体地说，以流过U相U的交流侧线电流iU设为正的电流、流过V相V的交流侧线电流iV以及流过W相W的交流侧线电流iW设为负的电流、而且U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况为例，参照图1～图5进行说明。此外，在第3二相调制中以交流侧线间电压VVW的绝对值|VVW|成为最大的情况为例、在第1二相调制中以交流侧线间电压VUV的绝对值|VUV|成为最大的情况为例、在第2二相调制中以交流侧线间电压VWU的绝对值|VWU|成为最大的情况为例进行说明。
在下面的说明中，上下臂(UP，UN)、(VP，VN)、(WP，WN)中没有特别提到的臂设为关断状态。
图1是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中通过控制部13a～13c来进行与本实施方式有关的二相调制中的第3二相调制的情况下的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊随时间的变化的一个例子、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流iU、iV、iW对应起来的图。
图2是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中通过控制部13a～13c来进行与本实施方式有关的二相调制中的第1二相调制的情况下的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊随时间的变化、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流iU、iV、iW对应起来的图。图2(a)表示第1二相调制的其它的例子，图2(b)表示第1二相调制的一个例子。此外，图2(b)与上述的图14(a)相对应。
图3是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中通过控制部13a～13c来进行与本实施方式有关的二相调制中的第2二相调制的情况下的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊随时间的变化、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流iU、iV、iW对应起来的图。图3(a)表示第2二相调制的其它的例子，图3(b)表示第2二相调制的一个例子。此外，图3(b)与上述的图14(b)相对应。
首先说明第3二相调制之后顺序地说明第1二相调制以及第2二相调制。
在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中，例如将脉宽调制的一个调制周期T的起点以及终点设为载波β的振幅的最小位置时，进行接下来的开关动作的控制。
此外，下面以流过U相U的交流侧线电流iU设为正的电流、流过V相V的交流侧线电流iV以及流过W相W的交流侧线电流iW设为负的电流、而且U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况为例进行说明。更具体地说，将直流侧的电流iL设为20A，一个调制周期T内流过的U相U、V相V以及W相W的交流侧线电流iU、iV、iW分别设为10A、-7.5A以及-2.5A，来顺序地说明第3二相调制以及第1以及第2二相调制。
[第3二相调制]
(电压VVW的绝对值|VVW|为最大的情况)
在电压VVW的绝对值|VVW|为最大的情况下，在图1所示的第3二相调制的一个例子中，不包含在电压VVW的绝对值|VVW|的线间(这里为V相以及W相)中的线间电压非最大相(这里为U相)、与交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊的绝对值|iU ＊|、|iV ＊|、|iW ＊|成为最大(这里为|iU ＊|)的线电流指令值最大相(这里为U相)一致。
因而，在第1开关控制中，在脉宽调制的一个调制周期T内空出隔离时间(第1时间T1)地设置，以将线电流指令值最大相(这里为U相)以外的二相(这里为V相以及W相)的开关脉冲(这里为PV、PW)在时间上隔离，且对线电流指令值最大相(这里为U相)配置短路脉冲SP以填补隔离时间(第1时间T1)。
具体地说，在一个调制周期T中的第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在隔离时间(第1时间T1)中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/8周期(图12的第2动作模式M2)。
接着，在隔离时间(第1时间T1)中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)。
[第1二相调制]
(电压VUV的绝对值|VUV|为最大的情况)
在电压VUV的绝对值|VUV|为最大的情况下，在图2所示的第1二相调制的例子中不包含在电压VUV的绝对值|VUV|的线间(这里为U相以及V相)中的线间电压非最大相(这里为W相)、与线电流指令值最大相(这里为U相)不一致。
因而，在第2开关控制中，在脉宽调制的一个调制周期T内将线电流指令值最大相(这里为U相)以外的二相(这里为V相以及W相)的开关脉冲(这里为Pv、Pw)在时间上相邻(连续)地设置，且对线间电压非最大相(这里为W相：参照图2(a))或者线电流指令值最大相(这里为U相：参照图2(b))配置短路脉冲SP，以与线间电压非最大相(这里为W相)的开关脉冲(这里为Pw)在时间上相邻(连续)地填补开关处于关断状态的相邻关断时间(在图2(a)中为第9时间T9或者在图2(b)中为第1时间T1)。
具体地说，在图2(a)所示的例子中，在一个调制周期T中的相邻关断时间(第9时间T9)中W相W的上臂WP以及W相W的下臂WN导通1/4周期(图12的第9动作模式M9(短路模式))，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/8周期(图12的第2动作模式M2)。
接着，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，而且在相邻关断时间(第9时间T9)中W相W的上臂WP以及W相W的下臂WN导通1/4周期(图12的第9动作模式M9(短路模式))。
另外，在图2(b)所示的例子中，在一个调制周期T中的相邻关断时间(第1时间T1)中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/8周期(图12的第2动作模式M2)。
接着，在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，而且在相邻关断时间(第1时间T1)中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/4周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))。
这里，线间电压非最大相(这里为W相)的开关脉冲(这里为Pw)的脉宽有时变得极端小，因此在进行开关控制的过程中担心识别不到线间电压非最大相(这里为W相)的开关脉冲(这里为Pw)。因此，优选是对线间电压非最大相(这里为W相)配置短路脉冲SP。由此，能够消除极端小的脉宽的开关脉冲，由此能够实现精度优良的开关控制。这对于接下来的第2二相调制也相同。
[第2二相调制]
(电压VWU的绝对值|VWU|为最大的情况)
在电压VWU的绝对值|VWU|为最大的情况下，在图3所示的第2二相调制的例子中不包含在电压VWU的绝对值|VWU|的线间(这里为W相以及U相)中的线间电压非最大相(这里为V相)、与线电流指令值最大相(这里为U相)不一致。
因而，在第2开关控制中，在脉宽调制的一个调制周期T内将线电流指令值最大相(这里为U相)以外的二相(这里为V相以及W相)的开关脉冲(这里为Pv、Pw)在时间上相邻(连续)地设置，且对线间电压非最大相(这里为V相：参照图3(a))或者线电流指令值最大相(这里为U相：参照图3(b))配置短路脉冲SP，以与线间电压非最大相(这里为V相)的开关脉冲(这里为Pv)在时间上相邻(连续)地填补开关处于关断状态的相邻关断时间(在图3(a)中为第5时间T5或者在图3(b)中为第1时间T1)。
具体地说，在图3(a)所示的例子中，在一个调制周期T中的第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)，在相邻关断时间(第5时间T5)中V相V的上臂VP以及V相V的下臂VN导通1/2周期(图12的第5动作模式M5(短路模式))。
接着，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂UN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)，而且在第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)。
另外，在图3(b)所示的例子中，在一个调制周期T中的第3时间T3中U相U的上臂UP以及W相W的下臂WN导通1/16周期(图12的第3动作模式M3)，在第2时间T2中U相U的上臂UP以及V相V的下臂VN导通3/16周期(图12的第2动作模式M2)，在相邻关断时间(第1时间T1)中U相U的上臂UP以及U相U的下臂UN导通1/2周期(图12的第1动作模式M1(短路模式))。之后与图3(a)所示的例子相同，省略说明。
[关于换流的次数]
如图1所示，在进行第3二相调制的情况下，开关动作模式切换为第3动作模式M3→第1动作模式M1→第2动作模式M2→第1动作模式M1→第3动作模式M3。即，在第3二相调制的情况下换流次数成为4次。此外，在第1以及第2二相调制的情况下，如上述那样换流次数都成为4次。
因而，与三相调制的情况相比第1～第3二相调制的情况下能够降低开关损耗。
[关于交流侧的线间电压]
图4是表示对于在U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况下通过切换开关动作模式产生换流的换流模式的电路图、开关损耗的计算公式、在第1二相调制的情况下成为对象的换流模式、在第3二相调制的情况下成为对象的换流模式、在第2二相调制的情况下成为对象的换流模式的表格。
如图4所示，第1二相调制将VW换流模式以及WU换流模式设为调制对象，第3二相调制将UV换流模式以及WU换流模式设为调制对象，第2二相调制将UV换流模式以及VW换流模式设为调制对象。
如图4所示，在U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况下，当U相U与V相V的交流侧线间电压VUV的绝对值|VUV|成为最大时能够通过第2开关控制来进行暂停UV换流模式的第1二相调制。另外，当W相W与U相U的交流侧线间电压VWU的绝对值|VWU|成为最大时能够通过第2开关控制来进行暂停WU换流模式的第2二相调制。
并且，在V相V与W相W的交流侧线间电压VVW的绝对值|VVW|成为最大的情况下，能够通过第1开关控制来进行暂停VW换流模式的第3二相调制。
此外，这里以U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况为例进行了说明，但是在其它的相V、W的交流侧线电流指令值iV ＊、iW ＊的绝对值|iV ＊|、|iW ＊|成为最大情况下也能够同样地考虑。
根据与本发明的实施方式有关的三相电流型电力变换系统10a～10c，进行二相调制，因此与进行三相调制的情况相比能够降低开关次数(开关损耗)。并且，能够暂停电力变换器A的交流侧线间电压VUV、VVW、VWU中的绝对值|VUV|、|VVW|、|VWU|成为最大的线间的各相的开关动作模式。例如，在U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况下，当V相V与W相W的交流侧线间电压VVW的绝对值|VVW|成为最大时，能够通过进行第3二相调制来暂停VW换流模式。因而，不论功率因数的大小如何，都能够尽可能地降低开关损耗。
另外，在一个调制周期T内的脉冲图形以中央时刻的时间轴γ为基准而不具有对称性的情况下，电力变换器A的交流侧中的线电流iU、iV、iW的波形的开关频率成分分散。由此，应该考虑的频率成分增加，因此滤波器电路F等的用于消除开关频率成分的电路设计变得复杂化。这点如本实施方式那样，在将一个调制周期T内的脉冲图形以一个调制周期T中的中央时刻的时间轴γ为基准而线对称地配置的情况下，能够使电力变换器A的交流侧中的线电流iU、iV、iW的波形的开关频率成分集中在开关频率周边，由此能够实现连接到交流侧的滤波器电路F等的电路设计的容易化。
在本实施方式中，在控制部13a～13c的存储部15中预先存储有交流侧线电流指令值指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊的表格，有时存在在交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊中包含零的定时。
图5是将在图9～图11所示的三相电流型电力变换系统10a～10c中通过控制部13a～13c进行与本实施方式有关的二相调制的情况下在交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊中包含零的情况下的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊随时间的变化的一个例子、与图12所示的开关动作模式的脉冲图形、以及交流侧线电流iU、iV、iW对应起来的图。
如图5所示，在交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊中包含零的情况下，为了电力变换而进行开关动作的相只有2相，当短路脉冲SP配置在如虚线来表示那样的相邻的调制周期之间不同的相位时，换流次数增加，导致开关次数(开关损耗)相应变大，因此不是优选的。
因此，优选是将短路脉冲SP如斜线表示那样配置在与刚要开始一个调制周期T之前的前调制周期中的最后的短路脉冲SP、和紧接一个调制周期T之后的下一调制周期中的最初的短路脉冲SP中的至少一个(这里为两者)相同的相。由此，能够在相邻的调制周期之间避免奇异点，并且在该相邻的调制周期之间不切换传输模式，因此能够进一步降低开关次数(开关损耗)。
接着，说明与本实施的某一个方式有关的开关控制的动作例。图6是表示与本实施方式有关的开关控制的一个例子的主例程的流程图，图7是表示图6所示的流程图中的脉宽运算的一个例子的子例程的流程图。
在该控制例中，也以U相U的交流侧线电流指令值iU ＊的绝对值|iU ＊|成为最大的情况为例进行说明，其中，在第3二相调制中以交流侧线间电压VVW的绝对值|VVW|成为最大的情况为例，在第1二相调制中以交流侧线间电压VUV的绝对值|VUV|成为最大的情况为例，在第2二相调制中以交流侧线间电压VWU的绝对值|VWU|成为最大的情况为例。
在图6所示的主例程中，首先由步骤S1向图7所示的子例程进行跳转，根据电力变换器A的各相U、V、W中的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊运算各相的开关脉冲的脉宽。
即，在图7所示的子例程中，首先计算各相U、V、W的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊(步骤S1a)，由直流侧电流检测单元17来检测直流侧的电流iL(步骤S1b)。
接着，计算交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊的绝对值|iU ＊|、|iV ＊|、|iW ＊|以及直流侧的电流iL的绝对值|iL|来运算各相U、V、W的脉宽(步骤S1c)。
此外，当将各相U、V、W的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊的脉宽分别设为TU、TV、TW时，脉宽TU、TV、TW能够由下式来求出。
TU＝|iU ＊|/|iL|
TV＝|iV ＊|/|iL|
TW＝|iW ＊|/|iL|
另外，当将脉宽TU、TV、TW中的最大值[TU、TV、TW]MAX、中间值[TU、TV、TW]MID以及最小值[TU、TV、TW]MIN分别设为TMAX、TMID以及TMIN时，最大值TMAX、中间值TMID以及最小值TMIN成立下面的关系。
TMAX＝TMID+TMIN
返回到图6所示的主例程，在步骤S2中由线间电压检测单元18来检测电力变换器A的交流侧线间电压VUV、VVW、VWU。
接着，计算交流侧线间电压VUV、VVW、VWU的绝对值|VUV|、|VVW|、|VWU|，判断不包含在绝对值|VUV|、|VVW|、|VWU|成为最大的线间的线间电压非最大相、与电力变换器A的交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊的绝对值|iU ＊|、|iV ＊|、|iW ＊|成为最大的线电流指令值最大相一致、还是不一致(步骤S3)。
在由步骤S3判断为线间电压非最大相与线电流指令值最大相一致的情况下(步骤S3：一致)，由步骤S4以及步骤S5进行第1开关控制的第3二相调制。
即，在第3二相调制(这里为电压VVW的绝对值|VVW|为最大的情况)中，在步骤S4中在脉宽调制的一个调制周期T内将线电流指令值最大相(这里为U相)以外的二相(这里为V相以及W相)的开关脉冲(这里为Pv、Pw)在时间上隔离，在步骤S5中对线电流指令值最大相(这里为U相：参照图1)配置短路脉冲SP。
另一方面，在由步骤S3判断为线间电压非最大相与线电流指令值最大相不一致的情况下(步骤S3：不一致)，由步骤S6以及步骤S7进行第2开关控制的第1以及第2二相调制。
即，在第1二相调制(这里为电压VUV的绝对值|VUV|为最大的情况)中，在步骤S6中在脉宽调制的一个调制周期T内将线电流指令值最大相(这里为U相)以外的二相(这里为V相以及W相)的开关脉冲(这里为Pv、Pw)在时间上相邻(连续)地设置，在步骤S7中对线间电压非最大相(这里为W相：参照图2(a))、或者线电流指令值最大相(这里为U相：参照图2(b))配置短路脉冲SP。
另外，在第2二相调制(这里为电压VWU的绝对值|VWU|为最大的情况)中，在步骤S6中在脉宽调制的一个调制周期T内将线电流指令值最大相(这里为U相)以外的二相(这里为V相以及W相)的开关脉冲(这里为Pv、Pw)在时间上相邻(连续)地设置，在步骤S7中对线间电压非最大相(这里为V相：参照图3(a))、或者线电流指令值最大相(这里为U相：参照图3(b))配置短路脉冲SP。
接着，判断在交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊中包含、还是不包含零(步骤S8)。
在由步骤S8判断为在交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊中包含零的情况下(步骤S8：包含)，将短路脉冲SP配置在与刚要开始一个调制周期T之前的前调制周期中的最后的短路脉冲SP、和紧接一个调制周期T之后的下一调制周期中的最初的短路脉冲SP中的至少一个(这里为双方)相同的相(步骤S9)，向步骤S10进行跳转。
另一方面，在由步骤S8判断为在交流侧线电流指令值iU ＊、iV ＊、iW ＊中不包含零的情况下(步骤S8：不包含)，直接向步骤S10进行跳转。
接着，将一个调制周期T内的脉冲图形以一个调制周期T中的中央时刻的时间轴γ为基准而线对称地配置(步骤S10)，将这样生成的脉冲图形向电力变换器A进行输出(步骤S11)。
并且，由步骤S12判断是否处理结束，在处理没有结束的前提下(步骤S12：否)重复步骤S1～步骤S12的处理。
此外，本实施方式的脉冲图形生成结构应用于将电力变换器A作为三相电流型逆变器而利用的情况，但是也可以应用于作为三相电流型转换器而利用的情况。
(附图标记说明)
10a、10b、10c：三相电流型电力变换系统；13a、13b、13c：控制部；A：三相电流型逆变器(三相电流型电力变换器的一个例子)；PU：U相的开关脉冲；PV：V相的开关脉冲；PW：W相的开关脉冲；SP：短路脉冲；T：一个调制周期；T1：隔离时间；UP：U相的上臂；VP：V相的上臂；WP：W相的上臂；UN：U相的下臂；VN：V相的下臂；WN：W相的下臂；U：U相；V：V相；W：W相；VUV：U相与V相之间的交流侧线间电压；VVW：V相与W相之间的交流侧线间电压；VWU：W相与U相之间的交流侧线间电压；iL：直流侧的电流；iU ＊：U相的交流侧线电流指令值；iV ＊：V相的交流侧线电流指令值；iW ＊：W相的交流侧线电流指令值；γ：时间轴。

Claims (3)

1.一种对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构，该三相电流型电力变换器的各相的上下臂由反向阻断型的开关元件构成，且通过脉宽调制进行电力变换，该脉冲图形生成结构的特征在于，
在不包含在上述三相电流型电力变换器的交流侧线间电压中的绝对值成为最大的线间的线间电压非最大相、与上述三相电流型电力变换器的交流侧线电流指令值的绝对值成为最大的线电流指令值最大相一致的情况下，
在上述脉宽调制的一个调制周期内进行第1开关控制，
该第1开关控制中，空出隔离时间地设置以便上述线电流指令值最大相以外的二相的开关脉冲在时间上隔离，且对上述线电流指令值最大相在上述隔离时间配置短路脉冲；
另一方面，在上述线间电压非最大相、与上述线电流指令值最大相不一致的情况下，
在上述脉宽调制的一个调制周期内进行第2开关控制，
该第2开关控制中，将上述线电流指令值最大相以外的二相的开关脉冲在时间上相邻地设置，且对上述线间电压非最大相或者上述线电流指令值最大相，与上述线间电压非最大相的开关脉冲在时间上相邻地配置短路脉冲。
2.根据权利要求1所述的对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构，其特征在于，
在上述三相电流型电力变换器的交流侧线电流指令值中包含零的情况下，将上述短路脉冲配置在与刚要开始上述一个调制周期之前的前调制周期中的最后的脉冲、和紧接上述一个调制周期之后的下一调制周期中的最初的脉冲中的至少一个相同的相。
3.根据权利要求1或者2所述的对于三相电流型电力变换器的脉冲图形生成结构，其特征在于，
将上述一个调制周期内的脉冲图形以该一个调制周期中的中央时刻的时间轴为基准而线对称地配置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105900325A (zh) * 2014-01-09 2016-08-24 三菱电机株式会社 电力变换装置

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5923822B2 (ja) * 2012-02-09 2016-05-25 ミネベア株式会社 ブラシレスモータの駆動制御装置
US9780703B2 (en) 2015-08-12 2017-10-03 Stmicroelectronics S.R.L. Power supply for multiphase motor providing recirculation compensation features and related methods
EP3419153A1 (en) * 2017-06-20 2018-12-26 Koninklijke Philips N.V. A control circuit for controlling a resonant power converter
US11575329B1 (en) * 2021-09-01 2023-02-07 Wisconsin Alumni Research Foundation Balanced current-source inverter
JP2024028008A (ja) * 2022-08-19 2024-03-01 サンデン株式会社 電力変換装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001008458A (ja) * 1999-06-16 2001-01-12 Japan Atom Energy Res Inst 三相電流形コンバータ回路のパルスパターン発生法
CN2909691Y (zh) * 2006-04-30 2007-06-06 石家庄市联力创佳科技有限公司 高效率三相三阶正弦波输出逆变器
JP2008312367A (ja) * 2007-06-15 2008-12-25 Yanmar Co Ltd 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成
CN101404461A (zh) * 2008-11-13 2009-04-08 山东大学 用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3541883B2 (ja) * 2000-10-13 2004-07-14 サンケン電気株式会社 電力変換装置
JP2008295280A (ja) * 2007-04-27 2008-12-04 Meidensha Corp モータ駆動装置
US8130518B2 (en) * 2007-11-30 2012-03-06 Rowan Technologies, Inc. Multiphase grid synchronized regulated current source inverter systems

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001008458A (ja) * 1999-06-16 2001-01-12 Japan Atom Energy Res Inst 三相電流形コンバータ回路のパルスパターン発生法
CN2909691Y (zh) * 2006-04-30 2007-06-06 石家庄市联力创佳科技有限公司 高效率三相三阶正弦波输出逆变器
JP2008312367A (ja) * 2007-06-15 2008-12-25 Yanmar Co Ltd 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成
CN101404461A (zh) * 2008-11-13 2009-04-08 山东大学 用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105900325A (zh) * 2014-01-09 2016-08-24 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN105900325B (zh) * 2014-01-09 2017-11-21 三菱电机株式会社 电力变换装置

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