JP3541883B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流・３相交流変換又は３相交流・直流変換又はこれ等の両方を行うことができる電流形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電力から直流電力、またはその逆に変換する電力変換器であって、直流側にリアクトルを有する電流形変換器は、非絶縁の降圧コンバ−タや超伝導を利用したエネルギ蓄積システムなどに用いられている。
図１は、従来の三相ＰＷＭ電流形電力変換器を示す。この電力変換器は、電流源１と、ＩＧＢＴ(絶縁ゲ−ト型バイポ−ラトランジスタ)から成る６個の主スイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚと、逆流阻止用の６個の主ダイオ−ドＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗ、Ｄｘ、Ｄｙ、Ｄｚと、３個のフィルタ用コンデンサＣｕｖ、Ｃｖｗ、Ｃｗｕとから成る。電流源１は例えば直流電源Ｅと直流リアクトルＬｄｃとから成る。６個の主スイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚは電流源１の第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に３相ブリッジ接続されている。３個のコンデンサＣｕｖ、Ｃｖｗ、Ｃｗｕは第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの相互間に接続されている。６個のスイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚは、例えば、１９９７年７月発行の電気学会産業応用部門誌である電学論Ｄ、１１９巻７号、第１０２２頁〜第１０２３頁の三浦 友史、松川 誠、中野 博民の論文「三相ＰＷＭ電流形コンバ−タの新パルス発生法」に記載されているような方法で、オン・オフ制御される。
【０００３】
【発明が解決しょうとする課題】
ところで、上記文献に記載された方法では、スイッチング制御の１周期内に、全てのスイッチにたいして１パルスずつ電流が流れる。したがって、変換器全体でのスイッチング損失が大きくなる。また、それぞれのスイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚを強制的にタ−ンオン及びタ−ンオフするので、スイッチに加わる電気的ストレスが大きい。
【０００４】
そこで、本発明の第１の目的は、スイッチングの回数を少なくすることができる電力変換装置を提供することにある。本発明の第２の目的は、スイッチング回数を少なくすることができると共にソフトスイッチングを行うことができる電力変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するために手段】
上記目的を解決し、上記目的を達成するための発明を図２〜図２０の符号を参照して説明する。
上記第１の目的を達成するための発明は、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂと、第1、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗと、前記第１の直流端子１ａから前記第１の交流端子１ａへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子１ａと前記第１の交流端子２ｕとの間に接続された第１のスイッチ手段Ｑｕ、Ｄｕと、前記第１の直流端子１ａから前記第２の交流端子２ｖに向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子１ａと前記第２の交流端子２ｖとの間に接続された第２のスイッチ手段Ｑｖ、Ｄｖと、前記第１の直流端子１ａから前記第３の交流端子２ｗへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子１ａと前記第３の交流端子２ｗとの間に接続された第３のスイッチ手段Ｑｗ、Ｄｗと、前記第１の交流端子２ｕから前記第２の直流端子１ｂへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の交流端子２ｕと前記第２の直流端子１ｂとの間に接続された第４のスイッチ手段Ｑｘ、Ｄｘと、前記第２の交流端子２ｖから前記第２の直流端子１ｂへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第２の交流端子２ｖと前記第２の直流端子１ｂとの間に接続された第５のスイッチ手段Ｑｙ、Ｄｙと、前記第３の交流端子２ｗから前記第２の直流端子１ｂへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第３の交流端子２ｗと前記第２の直流端子１ｂとの間に接続された第６のスイッチ手段Ｑｚ、Ｄｚと、前記第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂに接続された直電流源の電力を３相交流電力に変換するため、又は前記第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの３相交流電を直流電力に交換するため
に前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段を制御する制御回路とから成る３相電流形ＰＷＭ電力変換装置であって、前記制御回路は、前記交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの交流の１周期を複数の区間に分割し、前記複数の区間の内の第１の区間では前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の２つ又は全部をＰＷＭ制御し且つ前記第４、第５及び第６のスイッチ手段をＰＷＭ制御せず、前記複数の区間の内で前記第１の区間に隣接する第２の区間では前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の２つ又は全部をＰＷＭ制御し且つ前記第１、第２及び第３のスイッチ手段をＰＷＭ制御しないように前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段のための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを形成する回路であることを特徴とする３相電流形ＰＷＭ電力変換装置に係わるものである。
【０００６】
なお、請求項２に示すように、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段は、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）と、これ等にそれぞれ直列に接続された前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオ−ド（Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ、Ｄｘ、Ｄｙ、Ｄｚ）とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、更に、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサ（Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ、Ｃｘ、Ｃｙ、Ｃｚ）を設けることが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の相互間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサ（Ｃｕｖ、Ｃｕｗ、Ｃｗｕ）を設けることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記制御回路は、前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）における交流の周期と同一の周期を有し且つ順次に１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の交流電流基準信号（Ｊｕ*、Ｊｖ*、Ｊｗ*）を発生する交流電流基準発生手段（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）と、前記交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の電圧を検出して第１、第２及び第３の電圧検出信号（Vu、Vv、Vw）を出力する電圧検出回路（３）と、前記第１、第２及び第３の交流端子の交流電圧の周波数よりも高い繰返しを有している鋸波（Vc）発生する鋸波発生器（１６又は６ａ）と、前記交流電流基準信号の１周期を複数に分割した区間の内の所定区間において前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の少なくとも２つを前記鋸波（Vc）の繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第４、第５及び第６のスイッチ手段はオン・オフ制御せずに少なくとも１つを連続的にオン制御し、前記複数に分割した区間の内の残りの区間において前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の少なくとも２つを前記高い繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段はオン・オフ制御せずに少なくとも１つを連続的にオン制御することができるように、前記第１、第２及び第３の交流電流基準信号（Ｊｕ*、Ｊｖ*、Ｊｗ*）を変形して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段の制御形態を決めるための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の通電幅基準信号（Jqu*、Jqv*、Jqw*、Jqx*、Jqy*、Jqz*）を演算する通電幅基準演算器（１３）と、前記通電幅基準演算器（１３）から得られた第１、第２、第３、第４、第５及び第６の通電幅基準信号（Jqu*、Jqv*、Jqw*、Jqx*、Jqy*、Jqz*）と前記電圧検出回路（３）から得られた前記電圧検出信号（Vu、Vv、Vw）とに基づいて、前記鋸波（Vｃ）と比較するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*、Dqx*、Dqy*、Dqｚ*）を求めるためのものであって、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第１、第２及び第３の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*）の相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖu、Ｖv、Ｖw）の相互間の大小関係と逆になるように前記第１、第２及び第３の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*）を決定し、前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqx*、Dqy*、Dqz*）の相互間の大小関係が前記第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖu、Ｖv、Ｖw）の大小関係と一致するように前記第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqx*、Dqy*、Dqz*）を決定するための比較基準演算器（１４）と、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*、Dqx*、Dqy*、ｄｑｚ*）と前記鋸波（Vc）とを比較して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ手段を制御するための制御信号を形成するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較手段（１７〜２２）とを備えていることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記交流電流基準発生器（１２ａ、１２ｂ，１２ｃ）は、前記直流端子（１ａ、１ｂ）の電流（Idc）が所定指令値となるように調整された第１、第２及び第３の交流電流基準（Ju*、Jv*、Jw*）を発生するものであることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記鋸波（Vc）は立上り傾斜を有して最大値まで増大し、しかる後リセットされるものであり、前記第１〜第６のスイッチ手段のための複数のPWM制御信号のタ−ンオン時点が実質的に同時であることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記鋸波（Vc）は、立下り傾斜を有して最定値まで減少し、しかる後リセットされるものであり、前記第１〜第６のスイッチ手段のための複数のPWM制御信号はタ−ンオフ時点が実質的に同時であることが望ましい。
また、請求項９に示すように、更に、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段と前記第４、第５及び第６のスイッチ手段との間の第１、第２及び第３の相互接続点と前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）との間に接続された第１、第２及び第３の交流リアクトル（Lu、Lv、Lw）を有していることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、更に、第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）と第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の回生用ダイオ−ド（Da、Db、Dc、Dd、De、Df、Dg、Dh）と第１及び第２の回生用リアクトル（La、Lb）と第１及び第２の回生用電源（Ea、Eｂ）とを有し、前記第１の回生用リアクトル（La）の一端は前記第１の直流端子（１ａ）に接続され、前記第１の回生用スイッチ（Qa）の一端は前記第１の回生用リアクトル（La）の他端に接続され、
前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のアノ−ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のカソ−ドは前記第１の主スイッチ（Qu）と前記第１の主ダイオ−ド（Du）との相互接続点に接続され、
前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の主スイッチ（Qｖ）と前記第２の主ダイオ−ド（Dｖ）との相互接続点に接続され、
前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のカソ−ドは前記第３の主スイッチ（Qｗ）と前記第３の主ダイオ−ド（Dｗ）との相互接続点に接続され、前記第２の回生用リアクトル（Lb）の一端は前記第２の直流端子（１ｂ）に接続され、前記第２の回生用スイッチ（Qb）の一端は前記第２の回生用リアクトル（Lb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dd）のアノ−ドは前記第４のスイッチ（Qx）と前記第４の主ダイオ−ド（Dx）との相互接続点に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のアノ−ドは前記第５のスイッチ（Qｙ）と前記第１の主ダイオ−ド（Dｙ）との相互接続点に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のアノ−ドは前記第６のスイッチ（Qｚ）と前記第６の主ダイオ−ド（Dｚ）との相互接続点に接続され、前記第１の回生用電源（Ea）は前記第７の回生用ダイオ−ド（Dg）を介して前記第１の回生用リアクトル（La）に並列に接続され、前記第２の回生用電源（Eｂ）は前記第８の回生用ダイオ−ド（Dｈ）を介して前記第２の回生用リアクトル（Lｂ）に並列に接続され、前記制御回路は、前記第１〜第６の主スイッチのタ−ンオン時のソフトスイッチングが可能なように前記第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）を所定期間のみオンするためのパルス発生回路を有していることが望ましい。
また、請求項１1に示すように、更に、第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）と第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の回生用ダイオ−ド（Da、Db、Dc、Dd、De、Df、Dg、Dh）と第１及び第２の回生用コンデンサ（Ca、Cb）と第１及び第２の回生用電流源（４１、４２）とを有し、前記第１の回生用コンデンサ（Ca）の一端は前記第１の直流端子（１ａ）に接続され、前記第１の回生用スイッチ（Qa）の一端は前記第１の回生用コンデンサ（Ca）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のアノ−ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のカソ−ドは前記第１の主スイッチ（Qu）と前記第１の主ダイオ−ド（Du）との相互接続点に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の主スイッチ（Qｖ）と前記第２の主ダイオ−ド（Dｖ）との相互接続点に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のカソ−ドは前記第３の主スイッチ（Qｗ）と前記第３の主ダイオ−ド（Dｗ）との相互接続点に接続され、前記第２の回生用コンデンサ（Cb）の一端は前記第２の直流端子（１ｂ）に接続され、前記第２の回生用スイッチ（Qb）の一端は前記第２の回生用コンデンサ（Cb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dａ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dd）のアノ−ドは前記第４のスイッチ（Qx）と前記第４の主ダイオ−ド（Dx）との相互接続点に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のアノ−ドは前記第５のスイッチ（Qｙ）と前記第１の主ダイオ−ド（Dｙ）との相互接続点に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のアノ−ドは前記第６のスイッチ（Qｚ）と前記第６の主ダイオ−ド（Dｚ）との相互接続点に接続され、前記第１の回生用電流源（４１）は前記第１の回生用コンデンサ（Ca）に並列に接続され、前記第７の回生用ダイオ−ド（Dg）は前記第１の回生用電流源（４１）に並列に接続され、前記第２の回生用電流源（４２）は前記第２の回生用コンデンサ（Cｂ）に並列に接続され、前記第８の回生用ダイオ−ド（Dh）は前記第２の回生用電流源（４２）に接続され、前記制御回路は、前記第１〜第６の主スイッチのタ−ンオフ時のソフトスイッチングが可能なように前記第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）を所定期間のみオンするためのパルス発生回路を有していることが望ましい。
【０００７】
【発明の効果】
各請求項の発明によれば、第１〜第６のスイッチ手段の全てをオン・オン制御即ちPWM制御しないで、選択されたもののみをオン・オフ制御する。従って、単位時間当たりの第１〜第６のスイッチ手段のスイッチング回数が少なくなり、電力変換装置の効率を向上させることができる。また、スイッチング回数の減少によって、第１〜第６のスイッチング手段に加わる電気的ストレスの回数も低減し、第１〜第６のスイッチング手段の負担が少なくなる。
また、請求項２によれば、電流制御可能なスイッチング手段を容易に構成することができる。
また、請求項３の発明によれば、第１〜第６のスイッチのタ‐ンオフ時のスナバ効果を確実に得ることができる。
また、請求項４の発明によれば、高周波成分の少ない交流を得ることができる。
また、請求項５の発明によれば、第１〜第６のスイッチ手段のオン・オフ制御区間を容易且つ確実に決定することができる。
また、請求項６の発明によれば、電流の制御を容易に達成することができる。
また、請求項７の発明によれば、複数のスイッチ手段のタ‐ンオン時点を同一にすることができる。
また、請求項８の発明によれば、複数のスイッチ手段のタ−ンオフ時点を同一にすることができる。
また、請求項９の発明によれば、交流リアクトルによって出力電流の高周波成分を除去することができるのみでなく、転流時の急激な電流変化を防ぐことができる。
また、請求項１０の発明によれば、主スイッチのタ−ンオン時のソフトスイッチングを容易に達成することができる。
また、請求項１１の発明によれば、主スイッチのタ‐ンオフ時のソフトスイッチングを容易に達成することができる。
【０００８】
【実施形態】
次に、図２〜図２０を参照して本発明の実施形態を説明する。
【０００９】
【第１の実施形態】
図２に示す第１の実施形態の電流形電力変換装置は、直流・３相交流変換又は３相交流・直流変換又はこれ等の両方を行うことができるように形成されており、電流源１と、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）から成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 、Ｑx 、Ｑy 、Ｑzと、逆流阻止用の第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw 、Ｄx 、Ｄy 、Ｄzと、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw 、Ｃx 、Ｃy 、Ｃzと、第１、第２及び第３のフィルタ用の交流コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuと、電圧検出回路３と、電流検出器４と、制御回路５とから成る。
【００１０】
電流源１は例えば直流電源Ｅとここに直列に接続された直流リアクトルＬdcとから成り、直流電流Ｉdcを流すことができる回路である。第１〜第６の主スイッチＱｕ〜Ｑｚと第１〜第６の主ダイオ−ドＤｕ〜Ｄｚとから成る第１〜第６のスイッチ手段は電流源１の第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に３相ブリッジ接続されている。３個のコンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuは第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの相互間に接続されている。
【００１１】
ＩＧＢＴから成る第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzは、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂと第１〜第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗとの間に第１〜第６の主ダイオードＤu 〜Ｄzを介してブリッジ接続されている。即ち、第１の直流端子１ａから第１の交流端子２ｕへ向って正方向電流が流れるように第１の直流端子１ａと第１の交流端子２ｕとの間に接続された第１の主スイッチＱu と第１の主ダイオードＤu との直列回路から成る第１のスイッチ手段と、第１の直流端子１ａから第２の交流端子２ｖに向って正方向電流が流れるように、第１の直流端子１ａと第２の交流端子２ｖとの間に接続された第２の主スイッチＱv と第２の主ダイオードＤv との直列回路から成る第２のスイッチ手段と、第１の直流端子１ａから第３の交流端子１ｗへ向って正方向電流が流れるように第１の直流端子１ａと第３の交流端子１ｗとの間に接続された第３の主スイッチＱw と第３の主ダイオードＤw との直列回路から成る第３のスイッチ手段と、第１の交流端子２ｕから第２の直流端子１ｂへ向って正電流が流れるように第１の交流端子２ｕと第２の直流端子１ｂとの間に接続された第４の主ダイオードＤｘと第４の主スイッチＱx との直列回路から成る第４のスイッチ手段と、第２の交流端子２ｖから第２の直流端子１ｂへ向って正方向電流が流れるように第２の交流端子２ｖと第２の直流端子２ｂとの間に接続された第５の主スイッチＱy と第５の主ダイオードＤy との直列回路から成る第５のスイッチ手段と、第３の交流端子２ｗから第２の直流端子１ｂへ向って正方向電流が流れるように第３の交流端子２ｗと第２の直流端子１ｂとの間に接続された第６の主スイッチＱzと第６の主ダイオードＤzとの直列回路から成る第６のスイッチ手段とによって３相ブリッジ回路が形成されている。なお、第１〜第６の主スイッチＱｕ〜Ｑｚは逆並列に接続された寄生ダイオ−ドを内蔵している。
【００１２】
第１〜第６のスナバ用コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw 、Ｃx 、Ｃy 、Ｃzは第１〜第６の主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 、Ｑx 、Ｑy 、Ｑzに並列に接続されている。
【００１３】
第１〜第３の交流コンデンサ即ち、フィルタ用コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuは、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzのオン・オフに基づく高周波成分を除去するものであり、第１〜第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ間にそれぞれ接続されている。このコンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuの充電電圧の向きは交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの電圧の変化に応じて変化する。
【００１４】
電圧検出回路３は、第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに接続されたトランスを含み、３相交流電圧の各相電圧Ｖu 、Ｖv ，Ｖw を検出し、これをライン３ａ、３ｂ、３ｃによって制御回路５に送る。なお、電圧検出回路３のトランスは第１、第２及び第３の巻線がＹ結線された周知のトランスである。ここでは説明を簡単にするために、交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける相電圧と電圧検出回路３の出力電圧即ち電圧検出信号との両方をＶu 、Ｖv 、Ｖw で示すことにする。電圧検出回路３からは１２０度の位相差を順次に有する第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw が得られる。第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw は３相信号であるので、Ｖu＋Ｖv＋Ｖw ＝０の関係を有する。
【００１５】
電流検出器４は、直流端子１ａ、１ｂを流れる電流Ｉdcを検出し、ライン４ａによって制御回路５に送る。ここでは、直流端子１ａ、１ｂの電流と電流検出器４から得られる電流検出信号の両方を同一のＩdcで示す。
【００１６】
制御回路５は、電流源１の直流を３相交流に変換して交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに出力する動作、及び逆に交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの３相交流を直流に変換する動作が得られるように第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzを制御するための第１〜第６の制御信号を形成し、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzの制御端子（ゲート）に送るものである。図２では制御回路５と第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzとの接続が省略されているが、各制御信号は各主スイッチＱu 〜Ｑzの制御端子（ゲート）とエミッタとの間に供給される。
【００１７】
図２の制御回路５は、図３に示すように電流指令発生器１１と第１、第２及び第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃと、通電幅基準演算器１３と、比較基準演算器１４と、スイッチ制御信号形成回路１５とから成る。
【００１８】
電流指令発生器１１は、３相の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊を発生する。第１、第２及び第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊は互いに１２０度の位相差を有し、Ｉu ＋Ｉv ＋Ｉw ＝０の関係を有する。また、各電流指令値は次の条件を満足するように設定されている。
−Ｉdc≦Ｉu＊≦Ｉdc
−Ｉdc≦Ｉv＊≦Ｉdc
−Ｉdc≦Ｉw＊≦Ｉdc
なお、第１〜第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊は振幅を除いて図５（Ｂ）のＪu＊、Ｊv＊、Ｊw＊と同様に変化する３相交流信号である。
【００１９】
第１、第２及び第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、第１、第２及び第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊を電流検出信号Ｉdcで割算して第１、第２及び第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊を形成するものであり、電流指令発生器１１と電流検出信号ライン４ａとに接続されている。即ち、第１〜第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃは次の割算を行う。
Ｊu＊＝Ｉu＊／Ｉdc
Ｊv＊＝Ｉv＊／Ｉdc
Ｊw＊＝Ｉw＊／Ｉdc
第１〜第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊の電流検出信号Ｉdcに対する条件から、電流検出信号Ｉdcの正の最大値を１、負の最大値を−１とすると、第１〜第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊は次の値に制限される。
−１≦Ｊu＊≦１
−１≦Ｊv＊≦１
−１≦Ｊw＊≦１
図５（Ｂ）は第１〜第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊を示している。
【００２０】
第１〜第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃに接続された通電幅基準演算器１３は、図５（Ｂ）に示す第１〜第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊に基づいて図５（Ｃ）に示す第１、第２及び第３の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊と、図５（Ｄ）に示す第４、第５及び第６の通電幅基準信号Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊とを形成する。第１〜第６の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊は、３相変換回路の主スイッチＱu 〜Ｑzを正弦波の１周期（３６０度）の全ての期間でオン・オフ制御せず、休止期間を設けて必要な期間のみオン・オフ制御するために使用するものであり、第１〜第６の相通電基準信号とも呼ぶことができるものである。
図５（Ｃ）〜（Ｆ）において縦軸の１は最大振幅値を示し、０は最小振幅値を示し、０．５は中間値を示している。また図５（Ａ）（Ｂ）の１は正の最大振幅値を示し、０は中間値を示し、−１は負の最大振幅値を示している。
図５（Ｃ）（Ｄ）の第１〜第６の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊と図５（Ｂ）の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊とは次式の関係を有する。
【００２１】
ｔ0 〜ｔ2 に示す、Ｊu*≧０であり且つＪv＊≧０であり且つＪw＊＜０である第１区間（０〜６０度）は、
Ｊqu＊＝Ｊu＊
Ｊqv＊＝Ｊv＊
Ｊqw＊＝１＋Ｊw＊
Ｊqx＊＝０
Ｊqy＊＝０
Ｊqz＊ ＝１
ｔ2 〜ｔ4 に示す、Ｊu＊≧０であり且つＪv＊ ＜０であり且つＪw＊＜０である第２区間（６０〜１２０度）は、
Ｊqu＊＝１
Ｊqv＊＝０
Ｊqw＊＝０
Ｊqx＊＝１−Ｊu＊
Ｊqy＊＝−Ｊv＊
Ｊqz＊＝−Ｊw＊
ｔ4 〜ｔ6 に示す、Ｊu＊≧０であり且つＪv＊＜０であり且つＪw＊≧０である第３区間（１２０〜１８０度）は、
Ｊqu＊＝Ｊu＊
Ｊqv＊＝１＋Ｊv＊
Ｊqw＊＝Ｊw＊
Ｊqx＊＝０
Ｊqy＊＝１
Ｊqz＊＝０
ｔ6 〜ｔ8 に示す、Ｊu＊＜０であり且つＪv＊＜０であり且つＪw＊≧０である第４区間（１８０〜２４０度）は、
Ｊqu＊＝０
Ｊqv＊＝０
Ｊqw＊＝１
Ｊqx＊＝−Ｊu＊
Ｊqy＊＝−Ｊv＊
Ｊqz＊＝１−Ｊw＊
ｔ8 〜ｔ10に示す、Ｊu＊＜０であり且つＪv＊≧０であり且つＪw＊≧０である第５区間（２４０〜３００度）は、
Ｊqu＊＝１＋Ｊu＊
Ｊqv＊＝Ｊv ＊
Ｊqw＊＝Ｊw ＊
Ｊqx＊＝１
Ｊqy＊＝０
Ｊqz＊＝０
ｔ10〜ｔ12に示す、Ｊu＊＜０であり且つＪv＊≧０であり且つＪw＊＜０である第６区間（３００〜３６０度）は、
Ｊqu＊＝０
Ｊqv＊＝１
Ｊqw＊＝０
Ｊqx＊＝−Ｊu＊
Ｊqy＊＝１−Ｊv＊
Ｊqz＊＝−Ｊw＊ （１）
である。なお、上記第１〜第６区間の第１〜第６の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊を示す式をまとめて（1）
式と呼ぶことにする。
先の条件により、第１〜第６の通電幅基準信号は次の値に制限される。
０≦Ｊqu＊ ≦１
０≦Ｊqv＊ ≦１
０≦Ｊqw＊ ≦１
０≦Ｊqx＊ ≦１
０≦Ｊqy＊ ≦１
０≦Ｊqz＊ ≦１
Ｊqu＊＋Ｊqv＊＋Ｊqw＊＝１
Ｊqx＊＋Ｊqy＊＋Ｊqz＊＝１
【００２２】
比較基準演算器１４は、通電幅基準演算器１３と第１、第２及び第３の電圧検出信号ライン３ａ、３ｂ、３ｃとに接続されており、通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊と３相の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw とに基づいて図５（Ｅ）（Ｆ）及び図６に示す各相の比較基準信号Ｄqu*、Ｄqv*、Ｄqw*、Ｄqx*、Ｄqy*、Ｄqz*を生成する。なお、図５（Ｅ）の実線はＤqu*、鎖線はＤqv*、点線はＤqw*を示し、図５（Ｆ）の実線はＤqx*、鎖線はＤqy*、点線はＤqz*を示す。各相の比較基準信号Ｄqu*、Ｄqv*、Ｄqw*、Ｄqx*、Ｄqy*、Ｄqz*は次式のように求める。第１〜第６の比較基準信号Ｄqu*〜Ｄqz*は第１〜第６のオン・オフ指令信号と呼ぶこともできる。
Ｊqu＊＝１のｔ2 〜ｔ4 区間（６０〜１２０度）、Ｊqw＊＝１のｔ6 〜ｔ8 区間（１８０〜２４０度）、Ｊqv＊＝１のｔ10〜ｔ12区間（３００〜３６０）においては、Ｄqu＊＝Ｊqu＊、Ｄqv＊＝Ｊqv＊、Ｄqw＊＝Ｊqw＊であり、Ｄqx＊、Ｄqy＊、Ｄqz＊は、図５（Ａ）の第１〜第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の大小関係の条件に従って所定の演算式で求められる。
また、Ｊqz＊＝１のｔ0 〜ｔ2 区間（０〜６０度）、Ｊqy＊＝１のｔ4 〜ｔ6 区間（１２０〜１８０度）、Ｊqx＊＝１のｔ8 〜ｔ10区間（２４０〜３００度）においては、Ｄqx＊＝Ｊqx＊、Ｄqy＊＝Ｊqy＊、Ｄqz＊ ＝Ｊqz＊であり、Ｄqu＊、Ｄqv＊、Ｄqw＊は第１〜第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の大小関係に従う所定の演算式で求められる。
【００２３】
図５の各区間における比較基準信号Ｄqu＊、Ｄqv＊、Ｄqw＊、Ｄqx＊、Ｄqy＊、Ｄqz＊を求める演算式は次の通りである。
（１） Ｖv ≦Ｖu ＜Ｖw 且つＪqz＊＝１の時即ちｔ0 〜ｔ1（０〜３０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＋Ｊqv＊
Ｄqv＊＝Ｊqv＊
Ｄqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝１
（２） Ｖu ≦Ｖv ＜Ｖw 且つＪqz＊＝１の時即ちｔ1 〜ｔ2 （３０〜６０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＋Ｊqu＊
Ｄqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝１
（３） Ｖu ＜Ｖv ≦Ｖw 且つＪqu＊＝１の時即ちｔ2 〜ｔ3（６０〜９０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝０
Ｄqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＋Ｊqz＊
Ｄqz＊＝Ｊqz＊
（４） Ｖu ＜Ｖw ≦Ｖv 且つＪqu＊＝１の時即ちｔ3 〜ｔ4（９０〜１２０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝０
Ｄqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＋Ｊqy＊
（５） Ｖu ≦Ｖw ＜Ｖv 且つＪqy＊＝１の時即ちｔ4 〜ｔ5（１２０〜１５０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊
Ｄqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＋Ｊqu＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（６） Ｖw ≦Ｖu ＜Ｖv 且つＪqy＊＝１の時即ちｔ5 〜ｔ6（１５０〜１８０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＋Ｊqw＊
Ｄqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（７） Ｖw ＜Ｖu ≦Ｖv 且つＪqw＊＝１の時即ちｔ6 〜ｔ7（１８０〜２１０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＋Ｊqy＊
Ｄqy＊＝Ｊqy＊
Ｄqz＊＝１
（８） Ｖw ＜Ｖv ≦Ｖu 且つＪqw＊＝１の時即ちｔ7 〜ｔ8（２１０〜２４０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＋Ｊqx＊
Ｄqz＊＝１
（９） Ｖw ≦Ｖv ＜Ｖｕ且つＪqx＊＝１の時即ちｔ8 〜ｔ9（２４０〜２７０度）区間
Ｄqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＋Ｊqw＊
Ｄqw＊＝Ｊqw＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（１０） Ｖv ≦Ｖw ＜Ｖu 且つＪqx＊＝１の時即ちｔ9 〜ｔ10（２７０〜３００度）区間
Ｄqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＋Ｊqv＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（１１） Ｖu ＜Ｖw ≦Ｖu 且つＪqv＊＝１の時即ちｔ10〜ｔ11（３００〜３３０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊
Ｄqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＋Ｊqx＊
（１２） Ｖv ＜Ｖu ≦Ｖw 且つＪqv＊＝１の時即ちｔ11〜ｔ12（３３０〜３６０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝０
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＋Ｊqz＊
Ｄqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊ （２）
上記のＤqu、Ｄqv、Ｄqw、Ｄqx、Ｄqy、Ｄqzを求める演算式をまとめて（２）式と呼ぶことにする。
【００２４】
スイッチ制御信号形成回路１５は、比較基準演算器１４から得られた図６に示す各相比較基準信号Ｄqu＊〜Ｄqz＊と鋸波電圧とを比較して第１〜第６のスイッチＱu 〜ＱzのためのＰＷＭ制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 、Ｇ5 、Ｇ6 を形成するものであって、図４に示すように鋸波発生器１６と、第１〜第６の比較器１７〜２２と、駆動回路２３とから成る。
【００２５】
鋸波発生器１６は、図７（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖc を発生する。鋸波電圧Ｖc は交流電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の周波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い繰返し周波数（例えば２５kHz）で三角波（搬送波）を発生する。鋸波電圧Ｖc は図７（Ａ）に示すように傾斜を有して立上った後に垂直に立下る波形を有する。なお、この鋸波電圧Ｖc はその電圧が０から１まで変化するように設定されている。
【００２６】
第１、第２、第３、第４、第５及び第６のＰＷＭ用比較器１７、１８、１９、２０、２１、２２は、比較基準演算器１４から与えられた各相の比較基準信号Ｄqu＊、Ｄqv＊、Ｄqw＊、Ｄqx＊、Ｄqy＊、Ｄqz＊と鋸波発生器１６から与えられた鋸波電圧Ｖc とを比較して図７（Ｂ）〜（Ｇ）に示すような第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号Ｇu 、Ｇv 、Ｇw 、Ｇx 、Ｇy 、Ｇzを形成するものである。各比較器１７〜２２は、比較基準信号Ｄqu＊〜Ｄqz＊の値が鋸波電圧Ｖc 以上の時に論理の１即ち高レベル信号を発生し、これ以外は０即ち低レベル信号を出力する。
【００２７】
図７は、図５のｔ0 〜ｔ1 期間即ち０度〜３０度期間の中の一部を拡大して示すものである。この０〜３０度期間では、図７（Ａ）で実線で示すようにＵ相及びＶ相の比較基準信号Ｄqu＊及びＤqv＊が鋸波電圧Ｖc に交差し、Ｗ相及びＺ相の比較基準信号Ｄqw＊、Ｄqz＊が鋸波電圧Ｖc の最大値即ち１と同一であり、Ｘ相及びＹ相の比較基準信号Ｄqx＊、Ｄqy＊が鋸波電圧Ｖc の最小値即ち０と同一である。従って、第１の比較器１７からは図７（Ｂ）のｔ1 〜ｔ3 に示すＰＷＭパルスを含む第１の制御信号Ｇu が発生し、第２の比較器１８からは図７（Ｃ）のｔ1 〜ｔ2 に示すＰＷＭパルスを含む第２の制御信号Ｇv が発生し、第３の比較器１９からは図７（Ｄ）の連続的オンを示す第３の制御信号Ｇw が発生し、第４及び第５の比較器２０、２１からは図７（Ｅ）（Ｆ）の連続的にオフを示す第４及び第５の制御信号Ｇx 、Ｇy が発生し、第６の比較器２２からは図７（Ｇ）の連続的オンを示す信号が発生する。ＰＷＭパルスのオフになる順番はＶ相、Ｕ相の順番であり、電圧Ｖｕ、Ｖｖの大小関係と逆である。
【００２８】
第１〜第６の比較器１７〜２２から得られた第１〜第６の制御信号Ｇu 〜Ｇzは駆動回路２３を介して図２の第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzに供給される。第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzが図７（Ｂ）〜（Ｇ）に示す制御信号Ｇu 〜Ｇzに応答してオン・オフすると、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwu及び第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに接続された負荷（図示せず）に図７（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）に示す電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw が流れる。
【００２９】
次に、図７のｔ1 〜ｔ2 区間、ｔ2 〜ｔ3 区間、ｔ3 〜ｔ4 区間の動作を詳しく説明する。なお、以下の説明において電流経路を図２の回路要素を示す記号のみで示すこともある。
【００３０】
（ｔ1 〜ｔ2 区間）
図７は図５の０〜３０度区間即ちＶv ＜Ｖu ＜Ｖw であり且つＪqz＊＝１の区間を示している。図７のｔ1 〜ｔ2 区間では鋸波電圧Ｖc のリセットに同期して第１及び第２のに主スイッチＱu 、Ｑv がオンになり、第３及び第６の主スイッチＱw 、Ｑzは前の鋸波周期から引続きオン状態にある。０〜３０度区間では第１〜第３のフィルタ用コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuが図２で示す極性に充電されており、第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおけるＵ、Ｖ、Ｗ相電圧は図５（Ａ）と同様にＶv ＜Ｖu ＜Ｖw の関係を有する。Ｗ相が最も電位が高く、Ｖ相が最も電位が低いので、Ｃvw及びＣuv−Ｃwuから、Ｄz−Ｑz−１−Ｑv −Ｄv の経路によって図７（Ｉ）（Ｊ）に示す電流Ｉv Ｉw が流れる。即ち、直流電流ＩdcはＤz−Ｑzを介して供給され、Ｑv −Ｄzを介して放出される。
【００３１】
（ｔ2 〜ｔ3 ）
ｔ2 時点でＶ相の主スイッチＱv がターンオフ制御されると、Ｃvw及びＣuv−Ｃwuから、Ｄz−Ｑz−１−Ｃv −Ｄv の経路でスナバ用コンデンサＣv が充電され、このコンデンサＣv 及び第２の主スイッチＱv の電圧が徐々に高くなり、第２の主スイッチＱv のターンオフがソフトスイッチングとなる。第２のスナバ用コンデンサＣv の電圧が第１のフィルタ用コンデンサＣuvの電圧よりも高くなると、第１の主スイッチＱu 及び第１の主ダイオードＤu が順バイアス状態となり、Ｃwu及びＣuv−Ｃuwから、Ｄz−Ｑz−１−Ｑu −Ｄu の経路で図７（Ｈ）（Ｊ）に示す電流Ｉu 、Ｉw が流れる。即ち、直流電流ＩdcはＤz−Ｑzを介して供給され、Ｑu −Ｄu を介して放出される。
【００３２】
（ｔ3 〜ｔ4 ）
ｔ3 時点で第１の主スイッチＱu がターンオフ制御されると、第１のスナバ用コンデンサＣu が、Ｃwu及びＣuv＋Ｃvw−Ｄz−Ｑz−１−Ｃu −Ｄu の経路で充電され、この電圧が徐々に高くなり、第１の主スイッチＱu のソフトスイッチングが達成される。
第１のスナバ用コンデンサＣu の電圧と第１のフィルタ用コンデンサＣuvの電圧との和が第２のスナバ用コンデンサＣv よりも高くなると、第２のスナバ用コンデンサＣv の充電電流も流れる。
第１のスナバ用コンデンサＣu の電圧が第２のフィルタ用コンデンサＣvwの電圧よりも高くなると、第３の主スイッチＱw 及び第３の主ダイオードＤw が順バイアス状態となり、オンする。この結果、Ｅ−Ｌdc−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路で直流電流Ｉdcが還流する。ｔ4 時点になると再び第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がオン制御され、ｔ1 〜ｔ4 と同様な動作の繰返しが生じる。直流電流Ｉdcが還流している時には直流リアクトルＬdcにエネルギが蓄積される。
なお、図５の３０〜３６０度区間においても、０〜３０度区間と同様な原理の動作が生じる。
【００３３】
交流電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の制御は、電流検出器４による直流電流Ｉdcの検出に基づいて実行される。例えば、出力電流が目標値よりも小さくなると、第１〜第３の割算器１２ａ〜１２ｃの出力即ち第１〜第３の交流電流基準Ｊu ＊、Ｊv ＊、Ｊw ＊が大きくなり、ＰＷＭパルスの幅が広がり、電流が増大する。出力電流が目標値よりも高い時は、上記の低い時と逆の動作になる。
【００３４】
また、図２の回路において、交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに３相交流電源又は回生電源を接続し、直流電源Ｅ又はこの代りに負荷に直流を供給することもできる。この逆変換時の動作は順変換時の動作と同一である。
【００３５】
本実施形態は次の効果を有する。
（１） 図５（Ｅ）（Ｆ）及び図６（Ａ）〜（Ｆ）から明らかなように、交流の６０度区間毎に３相ブリッジ回路の上半分のアームの主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 又は下半分のアームの主スイッチＱx 、Ｑy 、Ｑzのオン・オフ動作を禁止し、且つオン・オフ動作が許可されている側のアームにおいても、２つのスイッチがオン・オフするのみである。従って、従来回路に比べてスイッチング回数が大幅に少なくなり、効率向上を図ることができる。
（２） 第１〜第６のスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzを設けたので、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオフ時のソフトスイッチングが達成され、電気的ストレスの低減を図ることができる。即ち、図７のｔ1 〜ｔ4 の１周期において、電気的ストレスの加わるスイッチングはｔ1 時点の１回のみとなり、ストレス及びスイッチング損失が小さくなる。
（３） 主スイッチＱu 〜Ｑzのスイッチング回数を低減させるための演算処理を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の大小関係に基づいて行っているので、比較的簡単に達成できる。
【００３６】
【第２の実施形態】
次に、図８及び図９を参照して第２の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、第２の実施形態の電力変換装置は、第１の実施形態を示す図２の回路に第１、第２及び第３の交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw を追加し、且つ図７（Ａ）の鋸波電圧Ｖc の傾きを図９（Ａ）に示すように逆にした他は、第１の実施形態の電力変換装置と実質的に同一であるので、図８及び図９において図１〜図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、図８の説明において必要に応じて図３〜図７も参照することにする。
【００３７】
第１、第２及び第３の交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw は３相ブリッジ回路のダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw 、Ｄx 、Ｄy 、Ｄzの相互接続点と第１〜第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗとの間のラインに直列に接続されている。これ等のリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw は高周波成分を除去するためのフィルタとして機能する。
【００３８】
第２の実施形態において制御回路５に含まれている図４の鋸波発生器１６と同様なものから図９（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖc が発生する。図８（Ａ）の鋸波電圧Ｖc は垂直に立上った後に傾斜を有して立下っている。図９の波形は、図７と同様に図５及び図６の０〜３０度区間の一部を示す。従って、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv のための第１及び第２の制御信号Ｇu 、Ｇv のみにＰＷＭパルスが含まれている。図９（Ｂ）（Ｃ）から明らかなように、第１及び第２の制御信号Ｇu 、Ｇv のパルスの後縁が互いに同期している。図９（Ｂ）（Ｃ）から明らかなようにＵ相、Ｖ相の順で主スイッチＱｕ，Ｑｖがオンを開始する。即ち電圧Ｖｕ、Ｖｖの大小の順に第１及び第２の主スイッチＱｕ、Ｑｖがオンを開始する。
【００３９】
図９のｔ1 〜ｔ2 区間は、第３及び第６の主スイッチＱw 、Ｑzのための制御信号Ｇw 、Ｇzのみが高レベルである。従って、この区間ではＥ−Ｌdc−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路で直流電流Ｉdcが還流する。
【００４０】
図９のｔ2 時点で第１の主スイッチＱu がオン状態に転換すると、第３のフィルタ用コンデンサＣwuの電圧によってＣwu−Ｌw −Ｄw −Ｑw −Ｑu −Ｄu −Ｌv の経路で電流が還流し、第３の主スイッチＱw の電流が減少し、代って第１の主スイッチＱu の電流が徐々に増大する。なお、第３の主ダイオードＤw はコンデンサＣwuの電圧に対して逆方向であるが、逆回復時間の間に逆方向電流が流れる。また、第１〜第６の主スイッチＱｕ〜Ｑｚには逆並列に寄生ダイオ−ドが接続されているので第３の主スイッチＱｗにも電流が流れる。第１の主スイッチＱu の電流はソフトに立上るので、第１の主スイッチＱu のターンオンが零電流スイッチングとなり、電気的ストレスが発生しない。第３の主ダイオードＤw の逆回復時間が経過すると、この電流は実質的に零になる。その後、同様にＣwu及びＣuv−Ｃvwから、Ｌw −Ｄz−Ｑz−Ｅ−Ｌdc−Ｑu −Ｄu −Ｌu の回路で図９（Ｈ）（Ｊ）の電流Ｉu 、Ｉw が流れる。
【００４１】
（ｔ3 〜ｔ4 ）
ｔ3 時点で第２の主スイッチＱv がオン制御されると、第１のフィルタ用コンデンサＣuvの電圧によってＬu −Ｄu −Ｑu −Ｑv −Ｄv −Ｌv −Ｃuvの経路で電流が還流し、第２の主スイッチＱv 及び第２の主ダイオードＤv の電流が徐々に上昇する。従って、第２の主スイッチＱv のターンオン電流はソフトに立上り、第２の主スイッチＱv のターンオンに伴う電気的ストレスは発生しない。その後、第１の主スイッチＱu 及び第１の主ダイオードＤu の電流が減少し、第１の主ダイオードＤu が逆回復し、ここを流れる電流が零になる。その後、１−Ｑv −Ｄv −Ｌv −Ｃvw及びＣuv−Ｃwuから、Ｌw −Ｄz−Ｑzの経路で図９（Ｉ）（Ｊ）の電流Ｉv 、Ｉw が流れる。ｔ4 時点で第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がターンオフ制御されると、ｔ1 〜ｔ4 と同様な動作の繰返しが生じる。
なお、図５の３０〜３６０度区間においても０〜３０度区間と同様な原理の動作が生じる。
【００４２】
第２の実施形態においても図９から明らかなように０〜３０度区間では鋸波電圧Ｖc の１周期中に第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がオン・オフするのみであり、残りの３０〜３６０度区間でも２個の主スイッチがオン・オフするのみであるから、第１の実施形態と同様にスイッチング回数が少なくなり、効率が向上する。また、交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw の働きによって主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオン時に電流がソフトに立上り、電気的ストレスが抑制される。つまり、本実施形態においても電気的ストレスを伴うスイッチングは鋸波電圧Ｖc の１周期で１回のみであり、スイッチング損失が少なくなる。
【００４３】
【第３の実施形態】
次に、図１０〜図１３を参照して第３の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、図１０〜図１２において図２〜図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、必要に応じて図２〜図７も参照する。
【００４４】
図１０の電力変換装置は、図２の回路に、ソフトスイッチング回路を形成するために、第１及び第２の回生用リアクトルＬa 、Ｌb と、第１〜第８の回生用ダイオードＤa 〜Ｄh と、第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb と、第１及び第２の回生用電圧源Ｅa 、Ｅb とを付加し、且つ変形された制御回路５ａを設け、この他は図２と同一に構成したものである。なお、図１０で付加した各回路素子を転流用又はソフトスイッチング用素子と呼ぶこともできる。付加した各回路素子はスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzのエネルギを電源又は負荷に回生するために使用されている。
【００４５】
第１の回生用リアクトルＬa は第１の直流端子１ａと第１の回生用スイッチＱa の一端との間に接続されている。第１の回生用スイッチＱa の他端は第１、第２及び第３の回生用ダイオードＤa 、Ｄb 、Ｄc のアノードに接続されている。第１の回生用ダイオードＤa のカソードは第１の主ダイオードＤu と第１の主スイッチＱu との接続点に接続されている。第２の回生用ダイオードＤb のカソードは第２の主ダイオードＤv と第２の主スイッチＱv との接続点に接続されている。第３の回生用ダイオードＤc のカソードは第３の主ダイオードＤw と第３の主スイッチＱw との接続点に接続されている。
【００４６】
第２の回生用リアクトルＬb は第２の直流端子１ｂと第２の回生用スイッチＱb の一端との間に接続されている。第２の回生用スイッチＱb の他端は第４、第５及び第６の回生用ダイオードＤd 、Ｄe 、Ｄf のカソードに接続されている。第４の回生用ダイオードＤd のアノードは、第４の主ダイオードＤx と第４の主スイッチＱx との接続点に接続されている。第５の回生用ダイオードＤe のアノードは第５の主ダイオードＤy と第５の主スイッチＱy との接続点に接続されている。第６の回生用ダイオードＤf のアノードは第６の主ダイオードＤzと第６の主スイッチＱzとの接続点に接続されている。
【００４７】
第１の回生用電圧源Ｅa は第７の回生用ダイオードＤg を介して第１の回生用リアクトルＬa に並列に接続されている。第２の回生用電圧源Ｅb は第８の回生用ダイオードＤh を介して第２の回生用リアクトルＬb に並列に接続されている。第７及び第８の回生用ダイオードＤg 、Ｄh は電圧源Ｅa 、Ｅb で逆バイアスされる極性を有する。
【００４８】
制御回路５ａは、図１１に示すように変形されたスイッチ制御信号形成回路１５ａを設けた他は、図３の回路と同一に構成されている。変形されたスイッチ制御信号形成回路１５ａは、図１２に示すように図４の回路に回生制御用パルス発生回路３１と駆動回路３２とを付加し、この他は図４と同一に構成したものである。
回生制御用パルス発生回路３１は、パルス形成回路３３と区間判定回路３４と第１及び第２の分配スイッチ３５、３６とＮＯＴ回路３７とから成る。
【００４９】
回生制御用パルス形成回路３３は、第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb をオン・オフ制御するための信号を形成するためのものであって、第１及び第２の回生用比較器３８ａ、３８ｂと、第１及び第２の基準電圧源３８ｃ、３８ｄと、フリップフロップ３８ｅと、トリガ回路３８ｆとから成る。第１の回生用比較器３８ａの正入力端子は鋸波発生器１６に接続され、この負入力端子は第１の基準電圧Ｖ1 を与える第１の基準電圧源３８ｃに接続されている。第１の基準電圧Ｖ1 は図１３（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc の最高値よりも僅かに低く且つスイッチＱu 〜Ｑzのオン・オフ期間における各相比較基準信号Ｄqu＊〜Ｄqz＊の最高値よりも高い値を有する。即ち、図１３（Ａ）では、Ｖ1 がＤqu＊値と振幅１との間に設定されている。第２の回生用比較器３８ｂの正入力端子は鋸波発生器１６に接続され、この負入力端子は第２の基準電圧Ｖ2 を与える第２の基準電圧源３８ｄに接続されている。第２の基準電圧Ｖ2 は図１３（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc の最低値の零よりも少し高い値に設定されている。なお、第２の基準電圧Ｖ2 は、スイッチＱu 〜Ｑzのオン・オフ期間における各相比較基準Ｄqu＊〜Ｄqz＊の最低値と鋸波電圧Ｖc の最低値との間に設定することが望ましい。フリップフロップ３８ｅのセット端子Ｓは第１の回生用比較器３８ａに接続され、リセット端子Ｒはトリガ回路３８ｆを介して第２の回生用比較器３８ｂに接続されている。従って、図１３（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc が第１の基準電圧Ｖ1 を横切ると一方の比較器３８ａから高レベルパルスが発生し、この前縁でフリップフロップ３８ｅがトリガされる。また、鋸波電圧Ｖc が第２の基準電圧Ｖ2 を横切ると、高レベルパルスが発生し、この前縁がトリガ回路３８ｆで検出され、フリップフロップ３８ｅがリセットされる。この結果、フリップフロップ３８ｅからは図１３（Ｋ）のｔa 〜ｔb に示すパルス信号Ｇabが得られる。この信号Ｇabは、第１及び第２の分配スイッチ３５、３６と第２の駆動回路３２を介して第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb に送られる。なお、図１３（Ｋ）のパルスは、スナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzの電荷の放出時間以上に設定される。
【００５０】
区間判定回路３４は、図５のＪqu＊＝１、Ｊqv＊＝１、Ｊqw＊＝１の区間であるか否かを判定する回路であり、図３の通電幅基準演算器１３に接続されている。この判定回路３４はＪqu＊＝１又はＪqv＊＝１又はＪqw＊＝１の時に１即ち高レベル信号を出力し、上記条件を満足していない時に０即ち低レベル信号を出力する。第１の分配スイッチ３５の制御端子はＮＯＴ回路３７を介して判定回路３４に接続されている。従って、第１の分配スイッチ３５は判定回路３４の低レベル出力に応答して図５の０〜６０度区間、１２０〜１８０度区間及び２４０〜３００度区間でオンになり、パルス形成回路３３の出力パルスを駆動回路３２を介して第１の回生用スイッチＱa に送る。第２の分配スイッチ３６は判定回路３４の出力で制御され、判定回路３４の高レベル出力に応答して図５の６０〜１２０度区間、１８０〜２４０度区間及び３００〜３６０度区間でオンになり、パルス形成回路３３の出力パルスを駆動回路３２を介して第２の回生用スイッチＱb に送る。
【００５１】
図１３は図７と同一の０〜３０度区間の一部を示すものであり、図１３（Ｋ）以外は図７（Ａ）〜（Ｊ）と同一である。図１３（Ｋ）のパルスは図１０の第１の回生用スイッチＱa の制御端子に供給される。０〜３０度区間では、図１３から明らかなように第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がオン・オフ制御され、第３及び第６の主スイッチＱw 、Ｑzが連続的にオンに制御され、第４及び第５の主スイッチＱx 、Ｑy が連続的にオフに制御される。図１０の回路の第１、第２及び第３の交流電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw は、図７（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）と同一の図１３（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）に示すように流れる。
【００５２】
図１３のｔ1 〜ｔ2 区間の動作は、第１の回生用スイッチＱa の回路の動作を除いて図７のｔ1 〜ｔ2 区間の動作と同一であり、１−Ｑv −Ｄv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwv−Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。また、図１３のｔ2 〜ｔ3 区間の動作は図７のｔ2 〜ｔ3 区間の動作と同一であって、１−Ｑu −Ｄu −Ｃwu及びＣuv＋Ｃvw−Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。また、図１３のｔ3 〜ｔ4 区間の動作は図７のｔ3 〜ｔ4 区間の動作と同一であり、１−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。
【００５３】
次に、スナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzのエネルギの回生動作を図１４を参照して説明する。図１４は図１３のｔa 〜ｔb 区間の各部の状態を示す。図１４のｔa 、ｔb 、ｔ1 は図１３のｔa 、ｔb 、ｔ1 と同一時点を示す。図１３のｔ1 直前はｔ3 〜ｔ4 区間と同様に１−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れている。
【００５４】
（ｔa 〜ｔa1）
ｔa 時点で第１の回生用スイッチＱa をターンオンすると、１−Ｌa −Ｑa −Ｄb −Ｄv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwu−Ｄz−Ｑzの経路が成立し、第２のフィルタ用コンデンサＣvwの電圧が第１の回生用リアクトルＬa に印加され、ここを流れる電流Ｉqaが図１４（Ｅ）に示すように徐々に上昇する。このため、第１の回生用スイッチＱa のターンオン時のソフトスイッチングが達成され、ここに加わる電気的ストレスは小さく、またスイッチング損失も小さい。
第１の回生用リアクトルＬa の電流の増大に反比例的に第３の主スイッチＱw の電流Ｉqwが図１４（Ｂ）に示すように低下し、第１の回生用リアクトルＬa を通る電流が直流電流Ｉdcよりも大きくなると、第３の主ダイオードＤw が逆バイアス状態となり、オフ状態になる。即ち、Ｃvw−Ｄw −Ｑw −Ｌa −Ｑa −Ｄb −Ｄv の経路で第３の主ダイオードＤw が逆バイアスされてオフ状態に転換する。
【００５５】
（ｔa1〜ｔa2）
次に、Ｃv −Ｌa −Ｑa −Ｄb から成る共振回路で第２のスナバ用コンデンサＣv の放電が生じ、この電圧Ｖcvが図１４（Ａ）に示すようにｔa1から低下し始める。
【００５６】
（ｔa2〜ｔa3）
第２の主スナバ用コンデンサＶcvが低下し、ｔa2時点で第１の主ダイオードＤu の逆バイアスが解除され、Ｃu −Ｌa −Ｑa −Ｄa の共振回路が形成され、第１のスナバ用コンデンサＣu の電圧Ｖcuが図１４（Ａ）に低下し、ｔa3時点で第１及び第２のスナバ用コンデンサＣu 、Ｃv の電圧Ｖcu、Ｖcvが零になる。
【００５７】
（ｔa3〜ｔ1 ）
ｔa3〜ｔ1 区間では、Ｌa −Ｑa −Ｄc −Ｑw の回路が形成され、ここに巡還電流が流れる。
【００５８】
（ｔ1 〜ｔb ）
ｔ1 時点で第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がターンオン制御される。この時、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv の電圧が前もって零にされているので、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）となり、ターンオンに伴う電気的ストレスが印加されず、且つスイッチング損失も生じない。
【００５９】
（ｔb 以後）
ｔb で第１の回生用スイッチＱa をターンオフすると、直流電流Ｉd は３つの交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの中で最も電位の低い第２の交流端子２ｖに向って流れる。即ち、１−Ｑv −Ｄv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwu−Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。また、第７の回生用ダイオードＤg がｔb 時点でオンになり、Ｌa −Ｄg −Ｅa の回路が形成され、第１の回生用リアクトルＬa のエネルギが図１４ （Ｃ）に示すように第１の回生用電源Ｅa に回生される。第１の回生用電源Ｅa はコンデンサ又は蓄電池から成る。この回生用電源Ｅa のエネルギは直流端子１ａ、１ｂ間側又は交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ側又は図示されていない制御用電源に回生することができる。
【００６０】
以上、０〜３０度区間の動作について述べたが、他の区間においても同様な動作が生じる。なお、図５の６０〜１２０度区間、１８０〜２４０度区間、３００〜３６０度区間では、第２の回生用スイッチＱb がオン・オフ動作し、ブリッジ回路の下半分の回路において上半分と同様な動作が生じる。
【００６１】
第３の実施形態においても図１３から明らかなように鋸波の１周期の間に２つの主スイッチがオン・オフするのみであるから、第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。更に、この第３の実施形態では第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb の働きによってスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzのエネルギを主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオン前に放出することができ、スイッチング損失の低減及び電気的ストレスの低減を更に向上させることができる。
【００６２】
【第４の実施形態】
次に、図１５〜図１７を参照して第４の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、図１５〜図１７において、図２〜図１４と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６３】
図１５の電力変換装置は、図８の回路に図１０の第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb 及び第１〜第８の回生用ダイオードＤa 〜Ｄh に相当するものを付加し、新たに第１及び第２の回生用コンデンサＣa 、Ｃb と第１及び第２の回生用電流源４１、４２とを設け、且つ変形された制御回路５ｂを設けた他は、図８と同一に形成したものである。
【００６４】
図１５において第７の回生用ダイオードＤg は第１の直流端子１ａと第１の回生用スイッチＱa との間に接続されている。第１の回生用コンデンサＣa 及び第１の回生用電流源４１は第１の回生用ダイオードＤg に並列に接続されている。第８の回生用ダイオードＤh は第２の直流端子１ｂと第２の回生用スイッチＱb との間に接続されている。第２の回生用コンデンサＣb 及び第２の回生用電流源４２は第８の回生用ダイオードＤh に並列に接続されている。なお、第７及び第８の回生用ダイオードＤg 、Ｄh は第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb に対して逆の方向性を有している。
【００６５】
図１５の制御回路５ｂは、図１２に示す第３の実施形態のスイッチ制御信号形態１５ａを変形したスイッチ制御信号形成回路１５ｂを設けた他は、第１〜第３の実施形態と同一に構成されている。図１６に示す第４の実施形態のスイッチ制御信号形成回路１５ｂは、図１２の鋸波発生器１６を変形した鋸波発生器１６ａを設け、且つ図１２の回生用パルス発生回路３１を変形したパルス発生回路３１ａを設けた他は、図１２と同一に形成されている。
【００６６】
図１６の鋸波発生器１６ａは図１７（Ａ）に示すように立下り傾斜の鋸波電圧Ｖc を発生する。図１６の回生用パルス発生回路３１ａは、図１２の回生用パルス発生回路３１のパルス形成回路３３を変形し、この他は図１２と同一に形成したものである。図１６のパルス形成回路３３ａは鋸波発生器１６ａに接続され、図１７（Ａ）に示す立下り傾斜の鋸波電圧Ｖc のリセット時点に同期して図１７（Ｋ）の方形波パルスを発生する。図１７（Ｋ）のパルスは主スイッチＱu 〜Ｑzの転流時間以上のパルス幅を有する。
【００６７】
第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑa のオン・オフ制御動作は、図８及び図９に示す第２の実施形態と同一である。
図１７は図７及び図９と同様に図５の０〜３０度区間の一部を示している。従って、図１７のｔ1 時点の直前は図７及び図１３のｔ1 〜ｔ2 区間、並びに図９のｔ3 〜ｔ4 区間と同一である。また、図１７の（Ｋ）を除く（Ａ）〜（Ｊ）は図９の（Ａ）〜（Ｊ）と同一である。
【００６８】
（第１モード）
図１７のｔ1 直前には、第１、第２、第３及び第６の主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 、Ｑzがオンしている。ｔ1 直前の区間では、第３のフィルタ用コンデンサＣvwの電圧が最も高く、第２の交流端子２ｖの電位が最も低いので、Ｃvw−Ｌw −Ｄz−Ｑz−１−Ｑv −Ｄv −Ｌu の経路で図１７（Ｉ）（Ｊ）に示す電流Ｉv 、Ｉw が流れる。この区間には、第１の回生用電流源４１と第７の回生用ダイオードＤg との閉回路にも電流が流れる。
（第２モード）
図１７のｔ1 で第１の回生用スイッチＱa がオンになる。しかし、第１の回生用スイッチＱa の端子間電圧は零であるので、第１の回生用スイッチＱa に直ちに電流が流れない。即ち、ｔ1 時点では、第１〜第３の主スイッチＱu 〜Ｑw が図１７（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すようにオン状態にあるので、第１の回生用スイッチＱa は第１〜第３の主スイッチＱu 〜Ｑw で短絡されており、第１の回生用スイッチＱa の両端子間電圧は零であり、ここに電流が流れない。従って、第１の回生用スイッチＱa のターンオン時に電気的ストレスが第１の回生用スイッチＱa に印加されない。
（第３モード）
ｔ1 時点では第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv が同時にターンオフ制御される。これにより、１−Ｃa −Ｑa −Ｄb −Ｄv −Ｌv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwu−Ｌw −Ｄz−Ｑzの経路で第１のスナバ用コンデンサＣa が徐々に充電され、この電圧Ｖcaが図１８に示すように徐々に高くなる。この結果、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv の零電圧スイッチングが達成され、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv のターンオフ時の電気的ストレス及びスイッチング損失は無い。
（第４モード）
第３モードにおいて第１のスナバ用コンデンサＣa の電圧Ｖcaが第２のフィルタ用コンデンサＣvuの電圧よりも高く充電されると、第３の主ダイオードＤw が順方向バイアス状態に戻り、Ｑw −Ｄw −Ｌw −Ｃvw−Ｌv −Ｄb −Ｄv −Ｑa −Ｃa の経路に電流が流れ、第２及び第３の交流リアクトルＬv 、Ｌw のエネルギが第１の回生用コンデンサＣa に移される。
（第５モード）
第２及び第３の交流リアクトルＬv 、Ｌw のエネルギの放出が終了し、ここを流れる電流が零になると、第２の主ダイオードＤv 及び第２の回生用ダイオードＤb がオフ状態になる。ダイオードＤv 、Ｄb がオフの第５のモード時には、１−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路で巡還電流が流れる。また、回生用コンデンサＣa のエネルギが回生用電流源４１に戻される。
（第６モード）
図１７のＴb 時点で第１の回生用スイッチＱa がターンオフ制御される。ｔb 時点よりも前の第５モードで既に第１の回生用スイッチＱa に電流が流れていないので、ｔb 時点で第１の回生用スイッチＱa は零電流スイッチングされる。従って、ターンオフ時に電気的ストレスが生じない。
この第１の回生用スイッチＱa がオフの期間に第１の回生用コンデンサＣa のエネルギが第１の回生用電流源４１に回生される。
（第７モード）
第１の回生用コンデンサＣa のエネルギの全部が第１の回生用電流源４１に回生されると、第７の回生用ダイオードＤg がオンになり、電流源４１とダイオードＤg の閉回路を電流が還流する。
第１の回生用電流源４１に回生されたエネルギは、図示されていない回生回路によって電流源１側、交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ側、又は図示されていない制御電源に周知の方法で回生される。
【００６９】
図５の０〜３０度以外の区間においても０〜３０度の区間と同様な動作が生じる。
【００７０】
第４の実施形態においても、図１７から明らかなように鋸波電圧Ｖc の１周期に２つの主スイッチＱu 、Ｑv がオン・オフ制御されるのみであり、他の主スイッチは連続的にオフ制御又はオン制御される。従って、主スイッチＱu 〜Ｑzにおける電気的ストレス及びスイッチング損失を第２の実施形態と同様に低減することができる。また、回生用コンデンサＣa 、Ｃb で主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオフ時の零電圧スイッチングを達成することができる。従って、第２の実施形態よりも効果が良くなる。
【００７１】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 上述の実施形態では、逆方向接続されたダイオードを内蔵するＩＧＢＴを主スイッチＱu 〜Ｑz及び回生用スイッチＱa 、Ｑb として使用したが、この代りに、逆方向接続されたダイオードが外部接続又は内蔵されたバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタ等の別の半導体スイッチを使用することができる。また、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzとして逆流阻止機能を有するスイッチング素子を使用して第１〜第６の主ダイオードＤu 〜Ｄzを省くことができる。
（２） 図２及び図１０の回路に図８及び図１５の交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw と同様のものを接続することができる。また、図８及び図１５の回路に図２及び図１０の第１〜第６のスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzと同様なものを接続することができる。
（３） 図１２等の区間判定回路３４を第４、第５及び第６の通電幅基準信号Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊に基づいて作成することができる。 また、Jqu*、Jqv*、Jqw*がJu*、Jv*、Jw*のみから生成できることにより、区間判定回路３４の出力を、Ju*、Jv*、Jw*又はIu*、Iv*、Iw*から直接生成することもできる。
（４） 図１２のパルス形成回路３３を図１８に示すように変形することができる。図１８では、第１及び第２のタイマ５１、５２によって図１９（Ｃ）のパルスを作成している。即ち、第１のタイマ５１によって図１９（Ａ）の鋸波電圧の立上り開始時点（リセット時点）から図１９（Ｂ）に示すように第１の時間Ｔ1 を計測している。第２のタイマ５２は、第１のタイマ５１の計測終了時点に同期してトリガされ、第２の時間Ｔ2 を計測し、図１９（Ｃ）のパルスを第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb のための制御信号として出力する。第２の時間Ｔ2 は図１３のｔa 〜ｔb に相当する。
（５） パルス形成回路３３を図２０に示すように変形することができる。図２０の第１のタイマ５１ａは図１８の第１のタイマ５１と同一の第１の時間Ｔ1 を鋸波電圧Ｖc に同期して計測し、この終了時にトリガパルスを発生し、フリップフロップ５３をセットする。第２のタイマ５２ａは図１９のＴ1 ＋Ｔ2 に相当する時間を鋸波電圧Ｖc に同期して計測し、この終了時にトリガパルスを発生する。フリップフロップ５３は図１９（Ｃ）と同一のパルスを発生する。
（６） 電圧検出回路３の出力段及び電流検出器４の出力段にアナログ・ディジタル変換回路を設け、制御回路５をディジタル信号処理回路とし、制御回路５の出力段にディジタル・アナログ変換回路を設けることができる。
（７） 前記スナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzは浮遊容量であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＰＷＭコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図３】図２の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図３のスイッチ制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。
【図６】図５の（Ｅ）（Ｆ）を詳しく示す波形図である。
【図７】図２及び図４の各部の状態を示す波形図である。
【図８】第２の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図９】図８の各部の状態を示す波形図である。
【図１０】第３の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１１】図１０の制御回路を示すブロック図である。
【図１２】図１１のスイッチ制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図１３】図１０の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】図１０のｔa 〜ｔb 区間における図１０の各部の状態を詳しく示す波形図である。
【図１５】第４の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１６】図１５の制御回路に含まれているスイッチ制御信号形成回路を図１２と同様に示すブロック図である。
【図１７】図１５の各部の状態を示す波形図である。
【図１８】図１２の回生用パルス形成回路３３の変形例を示すブロック図である。
【図１９】図１８の各部の波形図である。
【図２０】別の変形例のパルス形成回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ｑu 〜ｑz 第１〜第６の主スイッチ
Ｑa 、Ｑb 第１及び第２の回生用スイッチ
Ｄu 〜Ｄz 第１〜第６の主ダイオード
Ｄa 〜Ｄh 第１〜第８の回生用ダイオード、
Ｃuv、Ｃvw、Ｃwu 交流コンデンサ
Ｌdc 直流リアクトル
１ 電流源
１ａ、１ｂ 直流端子
２ｕ、２ｖ、２ｗ 交流端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流・３相交流変換又は３相交流・直流変換又はこれ等の両方を行うことができる電流形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電力から直流電力、またはその逆に変換する電力変換器であって、直流側にリアクトルを有する電流形変換器は、非絶縁の降圧コンバ−タや超伝導を利用したエネルギ蓄積システムなどに用いられている。
図１は、従来の三相ＰＷＭ電流形電力変換器を示す。この電力変換器は、電流源１と、ＩＧＢＴ(絶縁ゲ−ト型バイポ−ラトランジスタ)から成る６個の主スイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚと、逆流阻止用の６個の主ダイオ−ドＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗ、Ｄｘ、Ｄｙ、Ｄｚと、３個のフィルタ用コンデンサＣｕｖ、Ｃｖｗ、Ｃｗｕとから成る。電流源１は例えば直流電源Ｅと直流リアクトルＬｄｃとから成る。６個の主スイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚは電流源１の第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に３相ブリッジ接続されている。３個のコンデンサＣｕｖ、Ｃｖｗ、Ｃｗｕは第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの相互間に接続されている。６個のスイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚは、例えば、１９９７年７月発行の電気学会産業応用部門誌である電学論Ｄ、１１９巻７号、第１０２２頁〜第１０２３頁の三浦 友史、松川 誠、中野 博民の論文「三相ＰＷＭ電流形コンバ−タの新パルス発生法」に記載されているような方法で、オン・オフ制御される。
【０００３】
【発明が解決しょうとする課題】
ところで、上記文献に記載された方法では、スイッチング制御の１周期内に、全てのスイッチにたいして１パルスずつ電流が流れる。したがって、変換器全体でのスイッチング損失が大きくなる。また、それぞれのスイッチＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚを強制的にタ−ンオン及びタ−ンオフするので、スイッチに加わる電気的ストレスが大きい。
【０００４】
そこで、本発明の第１の目的は、スイッチングの回数を少なくすることができる電力変換装置を提供することにある。本発明の第２の目的は、スイッチング回数を少なくすることができると共にソフトスイッチングを行うことができる電力変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するために手段】
上記目的を解決し、上記目的を達成するための発明を図２〜図２０の符号を参照して説明する。
上記第１の目的を達成するための発明は、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂと、第1、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗと、前記第１の直流端子１ａから前記第１の交流端子１ａへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子１ａと前記第１の交流端子２ｕとの間に接続された第１のスイッチ手段Ｑｕ、Ｄｕと、前記第１の直流端子１ａから前記第２の交流端子２ｖに向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子１ａと前記第２の交流端子２ｖとの間に接続された第２のスイッチ手段Ｑｖ、Ｄｖと、前記第１の直流端子１ａから前記第３の交流端子２ｗへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子１ａと前記第３の交流端子２ｗとの間に接続された第３のスイッチ手段Ｑｗ、Ｄｗと、前記第１の交流端子２ｕから前記第２の直流端子１ｂへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の交流端子２ｕと前記第２の直流端子１ｂとの間に接続された第４のスイッチ手段Ｑｘ、Ｄｘと、前記第２の交流端子２ｖから前記第２の直流端子１ｂへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第２の交流端子２ｖと前記第２の直流端子１ｂとの間に接続された第５のスイッチ手段Ｑｙ、Ｄｙと、前記第３の交流端子２ｗから前記第２の直流端子１ｂへ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第３の交流端子２ｗと前記第２の直流端子１ｂとの間に接続された第６のスイッチ手段Ｑｚ、Ｄｚと、前記第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂに接続された直電流源の電力を３相交流電力に変換するため、又は前記第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの３相交流電を直流電力に交換するため
に前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段を制御する制御回路とから成る３相電流形ＰＷＭ電力変換装置であって、前記制御回路は、前記交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの交流の１周期を複数の区間に分割し、前記複数の区間の内の第１の区間では前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の２つ又は全部をＰＷＭ制御し且つ前記第４、第５及び第６のスイッチ手段をＰＷＭ制御せず、前記複数の区間の内で前記第１の区間に隣接する第２の区間では前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の２つ又は全部をＰＷＭ制御し且つ前記第１、第２及び第３のスイッチ手段をＰＷＭ制御しないように前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段のための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを形成する回路であることを特徴とする３相電流形ＰＷＭ電力変換装置に係わるものである。
【０００６】
なお、請求項２に示すように、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段は、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）と、これ等にそれぞれ直列に接続された前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオ−ド（Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ、Ｄｘ、Ｄｙ、Ｄｚ）とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、更に、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサ（Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ、Ｃｘ、Ｃｙ、Ｃｚ）を設けることが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の相互間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサ（Ｃｕｖ、Ｃｕｗ、Ｃｗｕ）を設けることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記制御回路は、前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）における交流の周期と同一の周期を有し且つ順次に１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の交流電流基準信号（Ｊｕ*、Ｊｖ*、Ｊｗ*）を発生する交流電流基準発生手段（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）と、前記交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の電圧を検出して第１、第２及び第３の電圧検出信号（Vu、Vv、Vw）を出力する電圧検出回路（３）と、前記第１、第２及び第３の交流端子の交流電圧の周波数よりも高い繰返しを有している鋸波（Vc）発生する鋸波発生器（１６又は６ａ）と、前記交流電流基準信号の１周期を複数に分割した区間の内の所定区間において前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の少なくとも２つを前記鋸波（Vc）の繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第４、第５及び第６のスイッチ手段はオン・オフ制御せずに少なくとも１つを連続的にオン制御し、前記複数に分割した区間の内の残りの区間において前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の少なくとも２つを前記高い繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段はオン・オフ制御せずに少なくとも１つを連続的にオン制御することができるように、前記第１、第２及び第３の交流電流基準信号（Ｊｕ*、Ｊｖ*、Ｊｗ*）を変形して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段の制御形態を決めるための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の通電幅基準信号（Jqu*、Jqv*、Jqw*、Jqx*、Jqy*、Jqz*）を演算する通電幅基準演算器（１３）と、前記通電幅基準演算器（１３）から得られた第１、第２、第３、第４、第５及び第６の通電幅基準信号（Jqu*、Jqv*、Jqw*、Jqx*、Jqy*、Jqz*）と前記電圧検出回路（３）から得られた前記電圧検出信号（Vu、Vv、Vw）とに基づいて、前記鋸波（Vｃ）と比較するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*、Dqx*、Dqy*、Dqｚ*）を求めるためのものであって、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第１、第２及び第３の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*）の相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖu、Ｖv、Ｖw）の相互間の大小関係と逆になるように前記第１、第２及び第３の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*）を決定し、前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqx*、Dqy*、Dqz*）の相互間の大小関係が前記第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖu、Ｖv、Ｖw）の大小関係と一致するように前記第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqx*、Dqy*、Dqz*）を決定するための比較基準演算器（１４）と、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*、Dqx*、Dqy*、ｄｑｚ*）と前記鋸波（Vc）とを比較して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ手段を制御するための制御信号を形成するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較手段（１７〜２２）とを備えていることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記交流電流基準発生器（１２ａ、１２ｂ，１２ｃ）は、前記直流端子（１ａ、１ｂ）の電流（Idc）が所定指令値となるように調整された第１、第２及び第３の交流電流基準（Ju*、Jv*、Jw*）を発生するものであることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記鋸波（Vc）は立上り傾斜を有して最大値まで増大し、しかる後リセットされるものであり、前記第１〜第６のスイッチ手段のための複数のPWM制御信号のタ−ンオン時点が実質的に同時であることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記鋸波（Vc）は、立下り傾斜を有して最定値まで減少し、しかる後リセットされるものであり、前記第１〜第６のスイッチ手段のための複数のPWM制御信号はタ−ンオフ時点が実質的に同時であることが望ましい。
また、請求項９に示すように、更に、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段と前記第４、第５及び第６のスイッチ手段との間の第１、第２及び第３の相互接続点と前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）との間に接続された第１、第２及び第３の交流リアクトル（Lu、Lv、Lw）を有していることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、更に、第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）と第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の回生用ダイオ−ド（Da、Db、Dc、Dd、De、Df、Dg、Dh）と第１及び第２の回生用リアクトル（La、Lb）と第１及び第２の回生用電源（Ea、Eｂ）とを有し、前記第１の回生用リアクトル（La）の一端は前記第１の直流端子（１ａ）に接続され、前記第１の回生用スイッチ（Qa）の一端は前記第１の回生用リアクトル（La）の他端に接続され、
前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のアノ−ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のカソ−ドは前記第１の主スイッチ（Qu）と前記第１の主ダイオ−ド（Du）との相互接続点に接続され、
前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の主スイッチ（Qｖ）と前記第２の主ダイオ−ド（Dｖ）との相互接続点に接続され、
前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のカソ−ドは前記第３の主スイッチ（Qｗ）と前記第３の主ダイオ−ド（Dｗ）との相互接続点に接続され、前記第２の回生用リアクトル（Lb）の一端は前記第２の直流端子（１ｂ）に接続され、前記第２の回生用スイッチ（Qb）の一端は前記第２の回生用リアクトル（Lb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dd）のアノ−ドは前記第４のスイッチ（Qx）と前記第４の主ダイオ−ド（Dx）との相互接続点に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のアノ−ドは前記第５のスイッチ（Qｙ）と前記第１の主ダイオ−ド（Dｙ）との相互接続点に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のアノ−ドは前記第６のスイッチ（Qｚ）と前記第６の主ダイオ−ド（Dｚ）との相互接続点に接続され、前記第１の回生用電源（Ea）は前記第７の回生用ダイオ−ド（Dg）を介して前記第１の回生用リアクトル（La）に並列に接続され、前記第２の回生用電源（Eｂ）は前記第８の回生用ダイオ−ド（Dｈ）を介して前記第２の回生用リアクトル（Lｂ）に並列に接続され、前記制御回路は、前記第１〜第６の主スイッチのタ−ンオン時のソフトスイッチングが可能なように前記第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）を所定期間のみオンするためのパルス発生回路を有していることが望ましい。
また、請求項１1に示すように、更に、第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）と第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の回生用ダイオ−ド（Da、Db、Dc、Dd、De、Df、Dg、Dh）と第１及び第２の回生用コンデンサ（Ca、Cb）と第１及び第２の回生用電流源（４１、４２）とを有し、前記第１の回生用コンデンサ（Ca）の一端は前記第１の直流端子（１ａ）に接続され、前記第１の回生用スイッチ（Qa）の一端は前記第１の回生用コンデンサ（Ca）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のアノ−ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のカソ−ドは前記第１の主スイッチ（Qu）と前記第１の主ダイオ−ド（Du）との相互接続点に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の主スイッチ（Qｖ）と前記第２の主ダイオ−ド（Dｖ）との相互接続点に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のカソ−ドは前記第３の主スイッチ（Qｗ）と前記第３の主ダイオ−ド（Dｗ）との相互接続点に接続され、前記第２の回生用コンデンサ（Cb）の一端は前記第２の直流端子（１ｂ）に接続され、前記第２の回生用スイッチ（Qb）の一端は前記第２の回生用コンデンサ（Cb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dａ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dd）のアノ−ドは前記第４のスイッチ（Qx）と前記第４の主ダイオ−ド（Dx）との相互接続点に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のアノ−ドは前記第５のスイッチ（Qｙ）と前記第１の主ダイオ−ド（Dｙ）との相互接続点に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のアノ−ドは前記第６のスイッチ（Qｚ）と前記第６の主ダイオ−ド（Dｚ）との相互接続点に接続され、前記第１の回生用電流源（４１）は前記第１の回生用コンデンサ（Ca）に並列に接続され、前記第７の回生用ダイオ−ド（Dg）は前記第１の回生用電流源（４１）に並列に接続され、前記第２の回生用電流源（４２）は前記第２の回生用コンデンサ（Cｂ）に並列に接続され、前記第８の回生用ダイオ−ド（Dh）は前記第２の回生用電流源（４２）に接続され、前記制御回路は、前記第１〜第６の主スイッチのタ−ンオフ時のソフトスイッチングが可能なように前記第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）を所定期間のみオンするためのパルス発生回路を有していることが望ましい。
【０００７】
【発明の効果】
各請求項の発明によれば、第１〜第６のスイッチ手段の全てをオン・オン制御即ちPWM制御しないで、選択されたもののみをオン・オフ制御する。従って、単位時間当たりの第１〜第６のスイッチ手段のスイッチング回数が少なくなり、電力変換装置の効率を向上させることができる。また、スイッチング回数の減少によって、第１〜第６のスイッチング手段に加わる電気的ストレスの回数も低減し、第１〜第６のスイッチング手段の負担が少なくなる。
また、請求項２によれば、電流制御可能なスイッチング手段を容易に構成することができる。
また、請求項３の発明によれば、第１〜第６のスイッチのタ‐ンオフ時のスナバ効果を確実に得ることができる。
また、請求項４の発明によれば、高周波成分の少ない交流を得ることができる。
また、請求項５の発明によれば、第１〜第６のスイッチ手段のオン・オフ制御区間を容易且つ確実に決定することができる。
また、請求項６の発明によれば、電流の制御を容易に達成することができる。
また、請求項７の発明によれば、複数のスイッチ手段のタ‐ンオン時点を同一にすることができる。
また、請求項８の発明によれば、複数のスイッチ手段のタ−ンオフ時点を同一にすることができる。
また、請求項９の発明によれば、交流リアクトルによって出力電流の高周波成分を除去することができるのみでなく、転流時の急激な電流変化を防ぐことができる。
また、請求項１０の発明によれば、主スイッチのタ−ンオン時のソフトスイッチングを容易に達成することができる。
また、請求項１１の発明によれば、主スイッチのタ‐ンオフ時のソフトスイッチングを容易に達成することができる。
【０００８】
【実施形態】
次に、図２〜図２０を参照して本発明の実施形態を説明する。
【０００９】
【第１の実施形態】
図２に示す第１の実施形態の電流形電力変換装置は、直流・３相交流変換又は３相交流・直流変換又はこれ等の両方を行うことができるように形成されており、電流源１と、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）から成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 、Ｑx 、Ｑy 、Ｑzと、逆流阻止用の第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw 、Ｄx 、Ｄy 、Ｄzと、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw 、Ｃx 、Ｃy 、Ｃzと、第１、第２及び第３のフィルタ用の交流コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuと、電圧検出回路３と、電流検出器４と、制御回路５とから成る。
【００１０】
電流源１は例えば直流電源Ｅとここに直列に接続された直流リアクトルＬdcとから成り、直流電流Ｉdcを流すことができる回路である。第１〜第６の主スイッチＱｕ〜Ｑｚと第１〜第６の主ダイオ−ドＤｕ〜Ｄｚとから成る第１〜第６のスイッチ手段は電流源１の第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂ間に３相ブリッジ接続されている。３個のコンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuは第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの相互間に接続されている。
【００１１】
ＩＧＢＴから成る第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzは、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂと第１〜第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗとの間に第１〜第６の主ダイオードＤu 〜Ｄzを介してブリッジ接続されている。即ち、第１の直流端子１ａから第１の交流端子２ｕへ向って正方向電流が流れるように第１の直流端子１ａと第１の交流端子２ｕとの間に接続された第１の主スイッチＱu と第１の主ダイオードＤu との直列回路から成る第１のスイッチ手段と、第１の直流端子１ａから第２の交流端子２ｖに向って正方向電流が流れるように、第１の直流端子１ａと第２の交流端子２ｖとの間に接続された第２の主スイッチＱv と第２の主ダイオードＤv との直列回路から成る第２のスイッチ手段と、第１の直流端子１ａから第３の交流端子１ｗへ向って正方向電流が流れるように第１の直流端子１ａと第３の交流端子１ｗとの間に接続された第３の主スイッチＱw と第３の主ダイオードＤw との直列回路から成る第３のスイッチ手段と、第１の交流端子２ｕから第２の直流端子１ｂへ向って正電流が流れるように第１の交流端子２ｕと第２の直流端子１ｂとの間に接続された第４の主ダイオードＤｘと第４の主スイッチＱx との直列回路から成る第４のスイッチ手段と、第２の交流端子２ｖから第２の直流端子１ｂへ向って正方向電流が流れるように第２の交流端子２ｖと第２の直流端子２ｂとの間に接続された第５の主スイッチＱy と第５の主ダイオードＤy との直列回路から成る第５のスイッチ手段と、第３の交流端子２ｗから第２の直流端子１ｂへ向って正方向電流が流れるように第３の交流端子２ｗと第２の直流端子１ｂとの間に接続された第６の主スイッチＱzと第６の主ダイオードＤzとの直列回路から成る第６のスイッチ手段とによって３相ブリッジ回路が形成されている。なお、第１〜第６の主スイッチＱｕ〜Ｑｚは逆並列に接続された寄生ダイオ−ドを内蔵している。
【００１２】
第１〜第６のスナバ用コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw 、Ｃx 、Ｃy 、Ｃzは第１〜第６の主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 、Ｑx 、Ｑy 、Ｑzに並列に接続されている。
【００１３】
第１〜第３の交流コンデンサ即ち、フィルタ用コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuは、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzのオン・オフに基づく高周波成分を除去するものであり、第１〜第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ間にそれぞれ接続されている。このコンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuの充電電圧の向きは交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの電圧の変化に応じて変化する。
【００１４】
電圧検出回路３は、第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに接続されたトランスを含み、３相交流電圧の各相電圧Ｖu 、Ｖv ，Ｖw を検出し、これをライン３ａ、３ｂ、３ｃによって制御回路５に送る。なお、電圧検出回路３のトランスは第１、第２及び第３の巻線がＹ結線された周知のトランスである。ここでは説明を簡単にするために、交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおける相電圧と電圧検出回路３の出力電圧即ち電圧検出信号との両方をＶu 、Ｖv 、Ｖw で示すことにする。電圧検出回路３からは１２０度の位相差を順次に有する第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw が得られる。第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw は３相信号であるので、Ｖu＋Ｖv＋Ｖw ＝０の関係を有する。
【００１５】
電流検出器４は、直流端子１ａ、１ｂを流れる電流Ｉdcを検出し、ライン４ａによって制御回路５に送る。ここでは、直流端子１ａ、１ｂの電流と電流検出器４から得られる電流検出信号の両方を同一のＩdcで示す。
【００１６】
制御回路５は、電流源１の直流を３相交流に変換して交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに出力する動作、及び逆に交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの３相交流を直流に変換する動作が得られるように第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzを制御するための第１〜第６の制御信号を形成し、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzの制御端子（ゲート）に送るものである。図２では制御回路５と第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzとの接続が省略されているが、各制御信号は各主スイッチＱu 〜Ｑzの制御端子（ゲート）とエミッタとの間に供給される。
【００１７】
図２の制御回路５は、図３に示すように電流指令発生器１１と第１、第２及び第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃと、通電幅基準演算器１３と、比較基準演算器１４と、スイッチ制御信号形成回路１５とから成る。
【００１８】
電流指令発生器１１は、３相の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊を発生する。第１、第２及び第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊は互いに１２０度の位相差を有し、Ｉu ＋Ｉv ＋Ｉw ＝０の関係を有する。また、各電流指令値は次の条件を満足するように設定されている。
−Ｉdc≦Ｉu＊≦Ｉdc
−Ｉdc≦Ｉv＊≦Ｉdc
−Ｉdc≦Ｉw＊≦Ｉdc
なお、第１〜第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊は振幅を除いて図５（Ｂ）のＪu＊、Ｊv＊、Ｊw＊と同様に変化する３相交流信号である。
【００１９】
第１、第２及び第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、第１、第２及び第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊を電流検出信号Ｉdcで割算して第１、第２及び第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊を形成するものであり、電流指令発生器１１と電流検出信号ライン４ａとに接続されている。即ち、第１〜第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃは次の割算を行う。
Ｊu＊＝Ｉu＊／Ｉdc
Ｊv＊＝Ｉv＊／Ｉdc
Ｊw＊＝Ｉw＊／Ｉdc
第１〜第３の電流指令値Ｉu＊、Ｉv＊、Ｉw＊の電流検出信号Ｉdcに対する条件から、電流検出信号Ｉdcの正の最大値を１、負の最大値を−１とすると、第１〜第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊は次の値に制限される。
−１≦Ｊu＊≦１
−１≦Ｊv＊≦１
−１≦Ｊw＊≦１
図５（Ｂ）は第１〜第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊を示している。
【００２０】
第１〜第３の割算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃに接続された通電幅基準演算器１３は、図５（Ｂ）に示す第１〜第３の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊に基づいて図５（Ｃ）に示す第１、第２及び第３の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊と、図５（Ｄ）に示す第４、第５及び第６の通電幅基準信号Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊とを形成する。第１〜第６の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊は、３相変換回路の主スイッチＱu 〜Ｑzを正弦波の１周期（３６０度）の全ての期間でオン・オフ制御せず、休止期間を設けて必要な期間のみオン・オフ制御するために使用するものであり、第１〜第６の相通電基準信号とも呼ぶことができるものである。
図５（Ｃ）〜（Ｆ）において縦軸の１は最大振幅値を示し、０は最小振幅値を示し、０．５は中間値を示している。また図５（Ａ）（Ｂ）の１は正の最大振幅値を示し、０は中間値を示し、−１は負の最大振幅値を示している。
図５（Ｃ）（Ｄ）の第１〜第６の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊と図５（Ｂ）の交流電流基準信号Ｊu＊、Ｊv＊、Ｊw＊とは次式の関係を有する。
【００２１】
ｔ0 〜ｔ2 に示す、Ｊu*≧０であり且つＪv＊≧０であり且つＪw＊＜０である第１区間（０〜６０度）は、
Ｊqu＊＝Ｊu＊
Ｊqv＊＝Ｊv＊
Ｊqw＊＝１＋Ｊw＊
Ｊqx＊＝０
Ｊqy＊＝０
Ｊqz＊ ＝１
ｔ2 〜ｔ4 に示す、Ｊu＊≧０であり且つＪv＊ ＜０であり且つＪw＊＜０である第２区間（６０〜１２０度）は、
Ｊqu＊＝１
Ｊqv＊＝０
Ｊqw＊＝０
Ｊqx＊＝１−Ｊu＊
Ｊqy＊＝−Ｊv＊
Ｊqz＊＝−Ｊw＊
ｔ4 〜ｔ6 に示す、Ｊu＊≧０であり且つＪv＊＜０であり且つＪw＊≧０である第３区間（１２０〜１８０度）は、
Ｊqu＊＝Ｊu＊
Ｊqv＊＝１＋Ｊv＊
Ｊqw＊＝Ｊw＊
Ｊqx＊＝０
Ｊqy＊＝１
Ｊqz＊＝０
ｔ6 〜ｔ8 に示す、Ｊu＊＜０であり且つＪv＊＜０であり且つＪw＊≧０である第４区間（１８０〜２４０度）は、
Ｊqu＊＝０
Ｊqv＊＝０
Ｊqw＊＝１
Ｊqx＊＝−Ｊu＊
Ｊqy＊＝−Ｊv＊
Ｊqz＊＝１−Ｊw＊
ｔ8 〜ｔ10に示す、Ｊu＊＜０であり且つＪv＊≧０であり且つＪw＊≧０である第５区間（２４０〜３００度）は、
Ｊqu＊＝１＋Ｊu＊
Ｊqv＊＝Ｊv ＊
Ｊqw＊＝Ｊw ＊
Ｊqx＊＝１
Ｊqy＊＝０
Ｊqz＊＝０
ｔ10〜ｔ12に示す、Ｊu＊＜０であり且つＪv＊≧０であり且つＪw＊＜０である第６区間（３００〜３６０度）は、
Ｊqu＊＝０
Ｊqv＊＝１
Ｊqw＊＝０
Ｊqx＊＝−Ｊu＊
Ｊqy＊＝１−Ｊv＊
Ｊqz＊＝−Ｊw＊ （１）
である。なお、上記第１〜第６区間の第１〜第６の通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊を示す式をまとめて（1）
式と呼ぶことにする。
先の条件により、第１〜第６の通電幅基準信号は次の値に制限される。
０≦Ｊqu＊ ≦１
０≦Ｊqv＊ ≦１
０≦Ｊqw＊ ≦１
０≦Ｊqx＊ ≦１
０≦Ｊqy＊ ≦１
０≦Ｊqz＊ ≦１
Ｊqu＊＋Ｊqv＊＋Ｊqw＊＝１
Ｊqx＊＋Ｊqy＊＋Ｊqz＊＝１
【００２２】
比較基準演算器１４は、通電幅基準演算器１３と第１、第２及び第３の電圧検出信号ライン３ａ、３ｂ、３ｃとに接続されており、通電幅基準信号Ｊqu＊、Ｊqv＊、Ｊqw＊、Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊と３相の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw とに基づいて図５（Ｅ）（Ｆ）及び図６に示す各相の比較基準信号Ｄqu*、Ｄqv*、Ｄqw*、Ｄqx*、Ｄqy*、Ｄqz*を生成する。なお、図５（Ｅ）の実線はＤqu*、鎖線はＤqv*、点線はＤqw*を示し、図５（Ｆ）の実線はＤqx*、鎖線はＤqy*、点線はＤqz*を示す。各相の比較基準信号Ｄqu*、Ｄqv*、Ｄqw*、Ｄqx*、Ｄqy*、Ｄqz*は次式のように求める。第１〜第６の比較基準信号Ｄqu*〜Ｄqz*は第１〜第６のオン・オフ指令信号と呼ぶこともできる。
Ｊqu＊＝１のｔ2 〜ｔ4 区間（６０〜１２０度）、Ｊqw＊＝１のｔ6 〜ｔ8 区間（１８０〜２４０度）、Ｊqv＊＝１のｔ10〜ｔ12区間（３００〜３６０）においては、Ｄqu＊＝Ｊqu＊、Ｄqv＊＝Ｊqv＊、Ｄqw＊＝Ｊqw＊であり、Ｄqx＊、Ｄqy＊、Ｄqz＊は、図５（Ａ）の第１〜第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の大小関係の条件に従って所定の演算式で求められる。
また、Ｊqz＊＝１のｔ0 〜ｔ2 区間（０〜６０度）、Ｊqy＊＝１のｔ4 〜ｔ6 区間（１２０〜１８０度）、Ｊqx＊＝１のｔ8 〜ｔ10区間（２４０〜３００度）においては、Ｄqx＊＝Ｊqx＊、Ｄqy＊＝Ｊqy＊、Ｄqz＊ ＝Ｊqz＊であり、Ｄqu＊、Ｄqv＊、Ｄqw＊は第１〜第３の電圧検出信号Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の大小関係に従う所定の演算式で求められる。
【００２３】
図５の各区間における比較基準信号Ｄqu＊、Ｄqv＊、Ｄqw＊、Ｄqx＊、Ｄqy＊、Ｄqz＊を求める演算式は次の通りである。
（１） Ｖv ≦Ｖu ＜Ｖw 且つＪqz＊＝１の時即ちｔ0 〜ｔ1（０〜３０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＋Ｊqv＊
Ｄqv＊＝Ｊqv＊
Ｄqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝１
（２） Ｖu ≦Ｖv ＜Ｖw 且つＪqz＊＝１の時即ちｔ1 〜ｔ2 （３０〜６０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＋Ｊqu＊
Ｄqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝１
（３） Ｖu ＜Ｖv ≦Ｖw 且つＪqu＊＝１の時即ちｔ2 〜ｔ3（６０〜９０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝０
Ｄqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＋Ｊqz＊
Ｄqz＊＝Ｊqz＊
（４） Ｖu ＜Ｖw ≦Ｖv 且つＪqu＊＝１の時即ちｔ3 〜ｔ4（９０〜１２０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝０
Ｄqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＋Ｊqy＊
（５） Ｖu ≦Ｖw ＜Ｖv 且つＪqy＊＝１の時即ちｔ4 〜ｔ5（１２０〜１５０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊
Ｄqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＋Ｊqu＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（６） Ｖw ≦Ｖu ＜Ｖv 且つＪqy＊＝１の時即ちｔ5 〜ｔ6（１５０〜１８０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＋Ｊqw＊
Ｄqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝０
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（７） Ｖw ＜Ｖu ≦Ｖv 且つＪqw＊＝１の時即ちｔ6 〜ｔ7（１８０〜２１０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＋Ｊqy＊
Ｄqy＊＝Ｊqy＊
Ｄqz＊＝１
（８） Ｖw ＜Ｖv ≦Ｖu 且つＪqw＊＝１の時即ちｔ7 〜ｔ8（２１０〜２４０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝０
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＋Ｊqx＊
Ｄqz＊＝１
（９） Ｖw ≦Ｖv ＜Ｖｕ且つＪqx＊＝１の時即ちｔ8 〜ｔ9（２４０〜２７０度）区間
Ｄqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＋Ｊqw＊
Ｄqw＊＝Ｊqw＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（１０） Ｖv ≦Ｖw ＜Ｖu 且つＪqx＊＝１の時即ちｔ9 〜ｔ10（２７０〜３００度）区間
Ｄqu＊＝１
Ｄqv＊＝Ｊqv＊
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＋Ｊqv＊
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＝１
Ｄqy＊＝Ｊqy＊＝０
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＝０
（１１） Ｖu ＜Ｖw ≦Ｖu 且つＪqv＊＝１の時即ちｔ10〜ｔ11（３００〜３３０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝１
Ｄqx＊＝Ｊqx＊
Ｄqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊＋Ｊqx＊
（１２） Ｖv ＜Ｖu ≦Ｖw 且つＪqv＊＝１の時即ちｔ11〜ｔ12（３３０〜３６０度）区間
Ｄqu＊＝Ｊqu＊＝０
Ｄqv＊＝Ｊqv＊＝１
Ｄqw＊＝Ｊqw＊＝０
Ｄqx＊＝Ｊqx＊＋Ｊqz＊
Ｄqy＊＝１
Ｄqz＊＝Ｊqz＊ （２）
上記のＤqu、Ｄqv、Ｄqw、Ｄqx、Ｄqy、Ｄqzを求める演算式をまとめて（２）式と呼ぶことにする。
【００２４】
スイッチ制御信号形成回路１５は、比較基準演算器１４から得られた図６に示す各相比較基準信号Ｄqu＊〜Ｄqz＊と鋸波電圧とを比較して第１〜第６のスイッチＱu 〜ＱzのためのＰＷＭ制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 、Ｇ5 、Ｇ6 を形成するものであって、図４に示すように鋸波発生器１６と、第１〜第６の比較器１７〜２２と、駆動回路２３とから成る。
【００２５】
鋸波発生器１６は、図７（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖc を発生する。鋸波電圧Ｖc は交流電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の周波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い繰返し周波数（例えば２５kHz）で三角波（搬送波）を発生する。鋸波電圧Ｖc は図７（Ａ）に示すように傾斜を有して立上った後に垂直に立下る波形を有する。なお、この鋸波電圧Ｖc はその電圧が０から１まで変化するように設定されている。
【００２６】
第１、第２、第３、第４、第５及び第６のＰＷＭ用比較器１７、１８、１９、２０、２１、２２は、比較基準演算器１４から与えられた各相の比較基準信号Ｄqu＊、Ｄqv＊、Ｄqw＊、Ｄqx＊、Ｄqy＊、Ｄqz＊と鋸波発生器１６から与えられた鋸波電圧Ｖc とを比較して図７（Ｂ）〜（Ｇ）に示すような第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号Ｇu 、Ｇv 、Ｇw 、Ｇx 、Ｇy 、Ｇzを形成するものである。各比較器１７〜２２は、比較基準信号Ｄqu＊〜Ｄqz＊の値が鋸波電圧Ｖc 以上の時に論理の１即ち高レベル信号を発生し、これ以外は０即ち低レベル信号を出力する。
【００２７】
図７は、図５のｔ0 〜ｔ1 期間即ち０度〜３０度期間の中の一部を拡大して示すものである。この０〜３０度期間では、図７（Ａ）で実線で示すようにＵ相及びＶ相の比較基準信号Ｄqu＊及びＤqv＊が鋸波電圧Ｖc に交差し、Ｗ相及びＺ相の比較基準信号Ｄqw＊、Ｄqz＊が鋸波電圧Ｖc の最大値即ち１と同一であり、Ｘ相及びＹ相の比較基準信号Ｄqx＊、Ｄqy＊が鋸波電圧Ｖc の最小値即ち０と同一である。従って、第１の比較器１７からは図７（Ｂ）のｔ1 〜ｔ3 に示すＰＷＭパルスを含む第１の制御信号Ｇu が発生し、第２の比較器１８からは図７（Ｃ）のｔ1 〜ｔ2 に示すＰＷＭパルスを含む第２の制御信号Ｇv が発生し、第３の比較器１９からは図７（Ｄ）の連続的オンを示す第３の制御信号Ｇw が発生し、第４及び第５の比較器２０、２１からは図７（Ｅ）（Ｆ）の連続的にオフを示す第４及び第５の制御信号Ｇx 、Ｇy が発生し、第６の比較器２２からは図７（Ｇ）の連続的オンを示す信号が発生する。ＰＷＭパルスのオフになる順番はＶ相、Ｕ相の順番であり、電圧Ｖｕ、Ｖｖの大小関係と逆である。
【００２８】
第１〜第６の比較器１７〜２２から得られた第１〜第６の制御信号Ｇu 〜Ｇzは駆動回路２３を介して図２の第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzに供給される。第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzが図７（Ｂ）〜（Ｇ）に示す制御信号Ｇu 〜Ｇzに応答してオン・オフすると、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwu及び第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに接続された負荷（図示せず）に図７（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）に示す電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw が流れる。
【００２９】
次に、図７のｔ1 〜ｔ2 区間、ｔ2 〜ｔ3 区間、ｔ3 〜ｔ4 区間の動作を詳しく説明する。なお、以下の説明において電流経路を図２の回路要素を示す記号のみで示すこともある。
【００３０】
（ｔ1 〜ｔ2 区間）
図７は図５の０〜３０度区間即ちＶv ＜Ｖu ＜Ｖw であり且つＪqz＊＝１の区間を示している。図７のｔ1 〜ｔ2 区間では鋸波電圧Ｖc のリセットに同期して第１及び第２のに主スイッチＱu 、Ｑv がオンになり、第３及び第６の主スイッチＱw 、Ｑzは前の鋸波周期から引続きオン状態にある。０〜３０度区間では第１〜第３のフィルタ用コンデンサＣuv、Ｃvw、Ｃwuが図２で示す極性に充電されており、第１、第２及び第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗにおけるＵ、Ｖ、Ｗ相電圧は図５（Ａ）と同様にＶv ＜Ｖu ＜Ｖw の関係を有する。Ｗ相が最も電位が高く、Ｖ相が最も電位が低いので、Ｃvw及びＣuv−Ｃwuから、Ｄz−Ｑz−１−Ｑv −Ｄv の経路によって図７（Ｉ）（Ｊ）に示す電流Ｉv Ｉw が流れる。即ち、直流電流ＩdcはＤz−Ｑzを介して供給され、Ｑv −Ｄzを介して放出される。
【００３１】
（ｔ2 〜ｔ3 ）
ｔ2 時点でＶ相の主スイッチＱv がターンオフ制御されると、Ｃvw及びＣuv−Ｃwuから、Ｄz−Ｑz−１−Ｃv −Ｄv の経路でスナバ用コンデンサＣv が充電され、このコンデンサＣv 及び第２の主スイッチＱv の電圧が徐々に高くなり、第２の主スイッチＱv のターンオフがソフトスイッチングとなる。第２のスナバ用コンデンサＣv の電圧が第１のフィルタ用コンデンサＣuvの電圧よりも高くなると、第１の主スイッチＱu 及び第１の主ダイオードＤu が順バイアス状態となり、Ｃwu及びＣuv−Ｃuwから、Ｄz−Ｑz−１−Ｑu −Ｄu の経路で図７（Ｈ）（Ｊ）に示す電流Ｉu 、Ｉw が流れる。即ち、直流電流ＩdcはＤz−Ｑzを介して供給され、Ｑu −Ｄu を介して放出される。
【００３２】
（ｔ3 〜ｔ4 ）
ｔ3 時点で第１の主スイッチＱu がターンオフ制御されると、第１のスナバ用コンデンサＣu が、Ｃwu及びＣuv＋Ｃvw−Ｄz−Ｑz−１−Ｃu −Ｄu の経路で充電され、この電圧が徐々に高くなり、第１の主スイッチＱu のソフトスイッチングが達成される。
第１のスナバ用コンデンサＣu の電圧と第１のフィルタ用コンデンサＣuvの電圧との和が第２のスナバ用コンデンサＣv よりも高くなると、第２のスナバ用コンデンサＣv の充電電流も流れる。
第１のスナバ用コンデンサＣu の電圧が第２のフィルタ用コンデンサＣvwの電圧よりも高くなると、第３の主スイッチＱw 及び第３の主ダイオードＤw が順バイアス状態となり、オンする。この結果、Ｅ−Ｌdc−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路で直流電流Ｉdcが還流する。ｔ4 時点になると再び第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がオン制御され、ｔ1 〜ｔ4 と同様な動作の繰返しが生じる。直流電流Ｉdcが還流している時には直流リアクトルＬdcにエネルギが蓄積される。
なお、図５の３０〜３６０度区間においても、０〜３０度区間と同様な原理の動作が生じる。
【００３３】
交流電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の制御は、電流検出器４による直流電流Ｉdcの検出に基づいて実行される。例えば、出力電流が目標値よりも小さくなると、第１〜第３の割算器１２ａ〜１２ｃの出力即ち第１〜第３の交流電流基準Ｊu ＊、Ｊv ＊、Ｊw ＊が大きくなり、ＰＷＭパルスの幅が広がり、電流が増大する。出力電流が目標値よりも高い時は、上記の低い時と逆の動作になる。
【００３４】
また、図２の回路において、交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗに３相交流電源又は回生電源を接続し、直流電源Ｅ又はこの代りに負荷に直流を供給することもできる。この逆変換時の動作は順変換時の動作と同一である。
【００３５】
本実施形態は次の効果を有する。
（１） 図５（Ｅ）（Ｆ）及び図６（Ａ）〜（Ｆ）から明らかなように、交流の６０度区間毎に３相ブリッジ回路の上半分のアームの主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 又は下半分のアームの主スイッチＱx 、Ｑy 、Ｑzのオン・オフ動作を禁止し、且つオン・オフ動作が許可されている側のアームにおいても、２つのスイッチがオン・オフするのみである。従って、従来回路に比べてスイッチング回数が大幅に少なくなり、効率向上を図ることができる。
（２） 第１〜第６のスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzを設けたので、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオフ時のソフトスイッチングが達成され、電気的ストレスの低減を図ることができる。即ち、図７のｔ1 〜ｔ4 の１周期において、電気的ストレスの加わるスイッチングはｔ1 時点の１回のみとなり、ストレス及びスイッチング損失が小さくなる。
（３） 主スイッチＱu 〜Ｑzのスイッチング回数を低減させるための演算処理を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の大小関係に基づいて行っているので、比較的簡単に達成できる。
【００３６】
【第２の実施形態】
次に、図８及び図９を参照して第２の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、第２の実施形態の電力変換装置は、第１の実施形態を示す図２の回路に第１、第２及び第３の交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw を追加し、且つ図７（Ａ）の鋸波電圧Ｖc の傾きを図９（Ａ）に示すように逆にした他は、第１の実施形態の電力変換装置と実質的に同一であるので、図８及び図９において図１〜図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。また、図８の説明において必要に応じて図３〜図７も参照することにする。
【００３７】
第１、第２及び第３の交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw は３相ブリッジ回路のダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw 、Ｄx 、Ｄy 、Ｄzの相互接続点と第１〜第３の交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗとの間のラインに直列に接続されている。これ等のリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw は高周波成分を除去するためのフィルタとして機能する。
【００３８】
第２の実施形態において制御回路５に含まれている図４の鋸波発生器１６と同様なものから図９（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖc が発生する。図８（Ａ）の鋸波電圧Ｖc は垂直に立上った後に傾斜を有して立下っている。図９の波形は、図７と同様に図５及び図６の０〜３０度区間の一部を示す。従って、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv のための第１及び第２の制御信号Ｇu 、Ｇv のみにＰＷＭパルスが含まれている。図９（Ｂ）（Ｃ）から明らかなように、第１及び第２の制御信号Ｇu 、Ｇv のパルスの後縁が互いに同期している。図９（Ｂ）（Ｃ）から明らかなようにＵ相、Ｖ相の順で主スイッチＱｕ，Ｑｖがオンを開始する。即ち電圧Ｖｕ、Ｖｖの大小の順に第１及び第２の主スイッチＱｕ、Ｑｖがオンを開始する。
【００３９】
図９のｔ1 〜ｔ2 区間は、第３及び第６の主スイッチＱw 、Ｑzのための制御信号Ｇw 、Ｇzのみが高レベルである。従って、この区間ではＥ−Ｌdc−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路で直流電流Ｉdcが還流する。
【００４０】
図９のｔ2 時点で第１の主スイッチＱu がオン状態に転換すると、第３のフィルタ用コンデンサＣwuの電圧によってＣwu−Ｌw −Ｄw −Ｑw −Ｑu −Ｄu −Ｌv の経路で電流が還流し、第３の主スイッチＱw の電流が減少し、代って第１の主スイッチＱu の電流が徐々に増大する。なお、第３の主ダイオードＤw はコンデンサＣwuの電圧に対して逆方向であるが、逆回復時間の間に逆方向電流が流れる。また、第１〜第６の主スイッチＱｕ〜Ｑｚには逆並列に寄生ダイオ−ドが接続されているので第３の主スイッチＱｗにも電流が流れる。第１の主スイッチＱu の電流はソフトに立上るので、第１の主スイッチＱu のターンオンが零電流スイッチングとなり、電気的ストレスが発生しない。第３の主ダイオードＤw の逆回復時間が経過すると、この電流は実質的に零になる。その後、同様にＣwu及びＣuv−Ｃvwから、Ｌw −Ｄz−Ｑz−Ｅ−Ｌdc−Ｑu −Ｄu −Ｌu の回路で図９（Ｈ）（Ｊ）の電流Ｉu 、Ｉw が流れる。
【００４１】
（ｔ3 〜ｔ4 ）
ｔ3 時点で第２の主スイッチＱv がオン制御されると、第１のフィルタ用コンデンサＣuvの電圧によってＬu −Ｄu −Ｑu −Ｑv −Ｄv −Ｌv −Ｃuvの経路で電流が還流し、第２の主スイッチＱv 及び第２の主ダイオードＤv の電流が徐々に上昇する。従って、第２の主スイッチＱv のターンオン電流はソフトに立上り、第２の主スイッチＱv のターンオンに伴う電気的ストレスは発生しない。その後、第１の主スイッチＱu 及び第１の主ダイオードＤu の電流が減少し、第１の主ダイオードＤu が逆回復し、ここを流れる電流が零になる。その後、１−Ｑv −Ｄv −Ｌv −Ｃvw及びＣuv−Ｃwuから、Ｌw −Ｄz−Ｑzの経路で図９（Ｉ）（Ｊ）の電流Ｉv 、Ｉw が流れる。ｔ4 時点で第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がターンオフ制御されると、ｔ1 〜ｔ4 と同様な動作の繰返しが生じる。
なお、図５の３０〜３６０度区間においても０〜３０度区間と同様な原理の動作が生じる。
【００４２】
第２の実施形態においても図９から明らかなように０〜３０度区間では鋸波電圧Ｖc の１周期中に第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がオン・オフするのみであり、残りの３０〜３６０度区間でも２個の主スイッチがオン・オフするのみであるから、第１の実施形態と同様にスイッチング回数が少なくなり、効率が向上する。また、交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw の働きによって主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオン時に電流がソフトに立上り、電気的ストレスが抑制される。つまり、本実施形態においても電気的ストレスを伴うスイッチングは鋸波電圧Ｖc の１周期で１回のみであり、スイッチング損失が少なくなる。
【００４３】
【第３の実施形態】
次に、図１０〜図１３を参照して第３の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、図１０〜図１２において図２〜図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、必要に応じて図２〜図７も参照する。
【００４４】
図１０の電力変換装置は、図２の回路に、ソフトスイッチング回路を形成するために、第１及び第２の回生用リアクトルＬa 、Ｌb と、第１〜第８の回生用ダイオードＤa 〜Ｄh と、第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb と、第１及び第２の回生用電圧源Ｅa 、Ｅb とを付加し、且つ変形された制御回路５ａを設け、この他は図２と同一に構成したものである。なお、図１０で付加した各回路素子を転流用又はソフトスイッチング用素子と呼ぶこともできる。付加した各回路素子はスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzのエネルギを電源又は負荷に回生するために使用されている。
【００４５】
第１の回生用リアクトルＬa は第１の直流端子１ａと第１の回生用スイッチＱa の一端との間に接続されている。第１の回生用スイッチＱa の他端は第１、第２及び第３の回生用ダイオードＤa 、Ｄb 、Ｄc のアノードに接続されている。第１の回生用ダイオードＤa のカソードは第１の主ダイオードＤu と第１の主スイッチＱu との接続点に接続されている。第２の回生用ダイオードＤb のカソードは第２の主ダイオードＤv と第２の主スイッチＱv との接続点に接続されている。第３の回生用ダイオードＤc のカソードは第３の主ダイオードＤw と第３の主スイッチＱw との接続点に接続されている。
【００４６】
第２の回生用リアクトルＬb は第２の直流端子１ｂと第２の回生用スイッチＱb の一端との間に接続されている。第２の回生用スイッチＱb の他端は第４、第５及び第６の回生用ダイオードＤd 、Ｄe 、Ｄf のカソードに接続されている。第４の回生用ダイオードＤd のアノードは、第４の主ダイオードＤx と第４の主スイッチＱx との接続点に接続されている。第５の回生用ダイオードＤe のアノードは第５の主ダイオードＤy と第５の主スイッチＱy との接続点に接続されている。第６の回生用ダイオードＤf のアノードは第６の主ダイオードＤzと第６の主スイッチＱzとの接続点に接続されている。
【００４７】
第１の回生用電圧源Ｅa は第７の回生用ダイオードＤg を介して第１の回生用リアクトルＬa に並列に接続されている。第２の回生用電圧源Ｅb は第８の回生用ダイオードＤh を介して第２の回生用リアクトルＬb に並列に接続されている。第７及び第８の回生用ダイオードＤg 、Ｄh は電圧源Ｅa 、Ｅb で逆バイアスされる極性を有する。
【００４８】
制御回路５ａは、図１１に示すように変形されたスイッチ制御信号形成回路１５ａを設けた他は、図３の回路と同一に構成されている。変形されたスイッチ制御信号形成回路１５ａは、図１２に示すように図４の回路に回生制御用パルス発生回路３１と駆動回路３２とを付加し、この他は図４と同一に構成したものである。
回生制御用パルス発生回路３１は、パルス形成回路３３と区間判定回路３４と第１及び第２の分配スイッチ３５、３６とＮＯＴ回路３７とから成る。
【００４９】
回生制御用パルス形成回路３３は、第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb をオン・オフ制御するための信号を形成するためのものであって、第１及び第２の回生用比較器３８ａ、３８ｂと、第１及び第２の基準電圧源３８ｃ、３８ｄと、フリップフロップ３８ｅと、トリガ回路３８ｆとから成る。第１の回生用比較器３８ａの正入力端子は鋸波発生器１６に接続され、この負入力端子は第１の基準電圧Ｖ1 を与える第１の基準電圧源３８ｃに接続されている。第１の基準電圧Ｖ1 は図１３（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc の最高値よりも僅かに低く且つスイッチＱu 〜Ｑzのオン・オフ期間における各相比較基準信号Ｄqu＊〜Ｄqz＊の最高値よりも高い値を有する。即ち、図１３（Ａ）では、Ｖ1 がＤqu＊値と振幅１との間に設定されている。第２の回生用比較器３８ｂの正入力端子は鋸波発生器１６に接続され、この負入力端子は第２の基準電圧Ｖ2 を与える第２の基準電圧源３８ｄに接続されている。第２の基準電圧Ｖ2 は図１３（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc の最低値の零よりも少し高い値に設定されている。なお、第２の基準電圧Ｖ2 は、スイッチＱu 〜Ｑzのオン・オフ期間における各相比較基準Ｄqu＊〜Ｄqz＊の最低値と鋸波電圧Ｖc の最低値との間に設定することが望ましい。フリップフロップ３８ｅのセット端子Ｓは第１の回生用比較器３８ａに接続され、リセット端子Ｒはトリガ回路３８ｆを介して第２の回生用比較器３８ｂに接続されている。従って、図１３（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc が第１の基準電圧Ｖ1 を横切ると一方の比較器３８ａから高レベルパルスが発生し、この前縁でフリップフロップ３８ｅがトリガされる。また、鋸波電圧Ｖc が第２の基準電圧Ｖ2 を横切ると、高レベルパルスが発生し、この前縁がトリガ回路３８ｆで検出され、フリップフロップ３８ｅがリセットされる。この結果、フリップフロップ３８ｅからは図１３（Ｋ）のｔa 〜ｔb に示すパルス信号Ｇabが得られる。この信号Ｇabは、第１及び第２の分配スイッチ３５、３６と第２の駆動回路３２を介して第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb に送られる。なお、図１３（Ｋ）のパルスは、スナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzの電荷の放出時間以上に設定される。
【００５０】
区間判定回路３４は、図５のＪqu＊＝１、Ｊqv＊＝１、Ｊqw＊＝１の区間であるか否かを判定する回路であり、図３の通電幅基準演算器１３に接続されている。この判定回路３４はＪqu＊＝１又はＪqv＊＝１又はＪqw＊＝１の時に１即ち高レベル信号を出力し、上記条件を満足していない時に０即ち低レベル信号を出力する。第１の分配スイッチ３５の制御端子はＮＯＴ回路３７を介して判定回路３４に接続されている。従って、第１の分配スイッチ３５は判定回路３４の低レベル出力に応答して図５の０〜６０度区間、１２０〜１８０度区間及び２４０〜３００度区間でオンになり、パルス形成回路３３の出力パルスを駆動回路３２を介して第１の回生用スイッチＱa に送る。第２の分配スイッチ３６は判定回路３４の出力で制御され、判定回路３４の高レベル出力に応答して図５の６０〜１２０度区間、１８０〜２４０度区間及び３００〜３６０度区間でオンになり、パルス形成回路３３の出力パルスを駆動回路３２を介して第２の回生用スイッチＱb に送る。
【００５１】
図１３は図７と同一の０〜３０度区間の一部を示すものであり、図１３（Ｋ）以外は図７（Ａ）〜（Ｊ）と同一である。図１３（Ｋ）のパルスは図１０の第１の回生用スイッチＱa の制御端子に供給される。０〜３０度区間では、図１３から明らかなように第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がオン・オフ制御され、第３及び第６の主スイッチＱw 、Ｑzが連続的にオンに制御され、第４及び第５の主スイッチＱx 、Ｑy が連続的にオフに制御される。図１０の回路の第１、第２及び第３の交流電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw は、図７（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）と同一の図１３（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）に示すように流れる。
【００５２】
図１３のｔ1 〜ｔ2 区間の動作は、第１の回生用スイッチＱa の回路の動作を除いて図７のｔ1 〜ｔ2 区間の動作と同一であり、１−Ｑv −Ｄv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwv−Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。また、図１３のｔ2 〜ｔ3 区間の動作は図７のｔ2 〜ｔ3 区間の動作と同一であって、１−Ｑu −Ｄu −Ｃwu及びＣuv＋Ｃvw−Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。また、図１３のｔ3 〜ｔ4 区間の動作は図７のｔ3 〜ｔ4 区間の動作と同一であり、１−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。
【００５３】
次に、スナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzのエネルギの回生動作を図１４を参照して説明する。図１４は図１３のｔa 〜ｔb 区間の各部の状態を示す。図１４のｔa 、ｔb 、ｔ1 は図１３のｔa 、ｔb 、ｔ1 と同一時点を示す。図１３のｔ1 直前はｔ3 〜ｔ4 区間と同様に１−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れている。
【００５４】
（ｔa 〜ｔa1）
ｔa 時点で第１の回生用スイッチＱa をターンオンすると、１−Ｌa −Ｑa −Ｄb −Ｄv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwu−Ｄz−Ｑzの経路が成立し、第２のフィルタ用コンデンサＣvwの電圧が第１の回生用リアクトルＬa に印加され、ここを流れる電流Ｉqaが図１４（Ｅ）に示すように徐々に上昇する。このため、第１の回生用スイッチＱa のターンオン時のソフトスイッチングが達成され、ここに加わる電気的ストレスは小さく、またスイッチング損失も小さい。
第１の回生用リアクトルＬa の電流の増大に反比例的に第３の主スイッチＱw の電流Ｉqwが図１４（Ｂ）に示すように低下し、第１の回生用リアクトルＬa を通る電流が直流電流Ｉdcよりも大きくなると、第３の主ダイオードＤw が逆バイアス状態となり、オフ状態になる。即ち、Ｃvw−Ｄw −Ｑw −Ｌa −Ｑa −Ｄb −Ｄv の経路で第３の主ダイオードＤw が逆バイアスされてオフ状態に転換する。
【００５５】
（ｔa1〜ｔa2）
次に、Ｃv −Ｌa −Ｑa −Ｄb から成る共振回路で第２のスナバ用コンデンサＣv の放電が生じ、この電圧Ｖcvが図１４（Ａ）に示すようにｔa1から低下し始める。
【００５６】
（ｔa2〜ｔa3）
第２の主スナバ用コンデンサＶcvが低下し、ｔa2時点で第１の主ダイオードＤu の逆バイアスが解除され、Ｃu −Ｌa −Ｑa −Ｄa の共振回路が形成され、第１のスナバ用コンデンサＣu の電圧Ｖcuが図１４（Ａ）に低下し、ｔa3時点で第１及び第２のスナバ用コンデンサＣu 、Ｃv の電圧Ｖcu、Ｖcvが零になる。
【００５７】
（ｔa3〜ｔ1 ）
ｔa3〜ｔ1 区間では、Ｌa −Ｑa −Ｄc −Ｑw の回路が形成され、ここに巡還電流が流れる。
【００５８】
（ｔ1 〜ｔb ）
ｔ1 時点で第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv がターンオン制御される。この時、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv の電圧が前もって零にされているので、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）となり、ターンオンに伴う電気的ストレスが印加されず、且つスイッチング損失も生じない。
【００５９】
（ｔb 以後）
ｔb で第１の回生用スイッチＱa をターンオフすると、直流電流Ｉd は３つの交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗの中で最も電位の低い第２の交流端子２ｖに向って流れる。即ち、１−Ｑv −Ｄv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwu−Ｄz−Ｑzの経路に電流が流れる。また、第７の回生用ダイオードＤg がｔb 時点でオンになり、Ｌa −Ｄg −Ｅa の回路が形成され、第１の回生用リアクトルＬa のエネルギが図１４ （Ｃ）に示すように第１の回生用電源Ｅa に回生される。第１の回生用電源Ｅa はコンデンサ又は蓄電池から成る。この回生用電源Ｅa のエネルギは直流端子１ａ、１ｂ間側又は交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ側又は図示されていない制御用電源に回生することができる。
【００６０】
以上、０〜３０度区間の動作について述べたが、他の区間においても同様な動作が生じる。なお、図５の６０〜１２０度区間、１８０〜２４０度区間、３００〜３６０度区間では、第２の回生用スイッチＱb がオン・オフ動作し、ブリッジ回路の下半分の回路において上半分と同様な動作が生じる。
【００６１】
第３の実施形態においても図１３から明らかなように鋸波の１周期の間に２つの主スイッチがオン・オフするのみであるから、第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。更に、この第３の実施形態では第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb の働きによってスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzのエネルギを主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオン前に放出することができ、スイッチング損失の低減及び電気的ストレスの低減を更に向上させることができる。
【００６２】
【第４の実施形態】
次に、図１５〜図１７を参照して第４の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、図１５〜図１７において、図２〜図１４と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６３】
図１５の電力変換装置は、図８の回路に図１０の第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb 及び第１〜第８の回生用ダイオードＤa 〜Ｄh に相当するものを付加し、新たに第１及び第２の回生用コンデンサＣa 、Ｃb と第１及び第２の回生用電流源４１、４２とを設け、且つ変形された制御回路５ｂを設けた他は、図８と同一に形成したものである。
【００６４】
図１５において第７の回生用ダイオードＤg は第１の直流端子１ａと第１の回生用スイッチＱa との間に接続されている。第１の回生用コンデンサＣa 及び第１の回生用電流源４１は第１の回生用ダイオードＤg に並列に接続されている。第８の回生用ダイオードＤh は第２の直流端子１ｂと第２の回生用スイッチＱb との間に接続されている。第２の回生用コンデンサＣb 及び第２の回生用電流源４２は第８の回生用ダイオードＤh に並列に接続されている。なお、第７及び第８の回生用ダイオードＤg 、Ｄh は第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb に対して逆の方向性を有している。
【００６５】
図１５の制御回路５ｂは、図１２に示す第３の実施形態のスイッチ制御信号形態１５ａを変形したスイッチ制御信号形成回路１５ｂを設けた他は、第１〜第３の実施形態と同一に構成されている。図１６に示す第４の実施形態のスイッチ制御信号形成回路１５ｂは、図１２の鋸波発生器１６を変形した鋸波発生器１６ａを設け、且つ図１２の回生用パルス発生回路３１を変形したパルス発生回路３１ａを設けた他は、図１２と同一に形成されている。
【００６６】
図１６の鋸波発生器１６ａは図１７（Ａ）に示すように立下り傾斜の鋸波電圧Ｖc を発生する。図１６の回生用パルス発生回路３１ａは、図１２の回生用パルス発生回路３１のパルス形成回路３３を変形し、この他は図１２と同一に形成したものである。図１６のパルス形成回路３３ａは鋸波発生器１６ａに接続され、図１７（Ａ）に示す立下り傾斜の鋸波電圧Ｖc のリセット時点に同期して図１７（Ｋ）の方形波パルスを発生する。図１７（Ｋ）のパルスは主スイッチＱu 〜Ｑzの転流時間以上のパルス幅を有する。
【００６７】
第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑa のオン・オフ制御動作は、図８及び図９に示す第２の実施形態と同一である。
図１７は図７及び図９と同様に図５の０〜３０度区間の一部を示している。従って、図１７のｔ1 時点の直前は図７及び図１３のｔ1 〜ｔ2 区間、並びに図９のｔ3 〜ｔ4 区間と同一である。また、図１７の（Ｋ）を除く（Ａ）〜（Ｊ）は図９の（Ａ）〜（Ｊ）と同一である。
【００６８】
（第１モード）
図１７のｔ1 直前には、第１、第２、第３及び第６の主スイッチＱu 、Ｑv 、Ｑw 、Ｑzがオンしている。ｔ1 直前の区間では、第３のフィルタ用コンデンサＣvwの電圧が最も高く、第２の交流端子２ｖの電位が最も低いので、Ｃvw−Ｌw −Ｄz−Ｑz−１−Ｑv −Ｄv −Ｌu の経路で図１７（Ｉ）（Ｊ）に示す電流Ｉv 、Ｉw が流れる。この区間には、第１の回生用電流源４１と第７の回生用ダイオードＤg との閉回路にも電流が流れる。
（第２モード）
図１７のｔ1 で第１の回生用スイッチＱa がオンになる。しかし、第１の回生用スイッチＱa の端子間電圧は零であるので、第１の回生用スイッチＱa に直ちに電流が流れない。即ち、ｔ1 時点では、第１〜第３の主スイッチＱu 〜Ｑw が図１７（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すようにオン状態にあるので、第１の回生用スイッチＱa は第１〜第３の主スイッチＱu 〜Ｑw で短絡されており、第１の回生用スイッチＱa の両端子間電圧は零であり、ここに電流が流れない。従って、第１の回生用スイッチＱa のターンオン時に電気的ストレスが第１の回生用スイッチＱa に印加されない。
（第３モード）
ｔ1 時点では第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv が同時にターンオフ制御される。これにより、１−Ｃa −Ｑa −Ｄb −Ｄv −Ｌv −Ｃvw及びＣuv＋Ｃwu−Ｌw −Ｄz−Ｑzの経路で第１のスナバ用コンデンサＣa が徐々に充電され、この電圧Ｖcaが図１８に示すように徐々に高くなる。この結果、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv の零電圧スイッチングが達成され、第１及び第２の主スイッチＱu 、Ｑv のターンオフ時の電気的ストレス及びスイッチング損失は無い。
（第４モード）
第３モードにおいて第１のスナバ用コンデンサＣa の電圧Ｖcaが第２のフィルタ用コンデンサＣvuの電圧よりも高く充電されると、第３の主ダイオードＤw が順方向バイアス状態に戻り、Ｑw −Ｄw −Ｌw −Ｃvw−Ｌv −Ｄb −Ｄv −Ｑa −Ｃa の経路に電流が流れ、第２及び第３の交流リアクトルＬv 、Ｌw のエネルギが第１の回生用コンデンサＣa に移される。
（第５モード）
第２及び第３の交流リアクトルＬv 、Ｌw のエネルギの放出が終了し、ここを流れる電流が零になると、第２の主ダイオードＤv 及び第２の回生用ダイオードＤb がオフ状態になる。ダイオードＤv 、Ｄb がオフの第５のモード時には、１−Ｑw −Ｄw −Ｄz−Ｑzの経路で巡還電流が流れる。また、回生用コンデンサＣa のエネルギが回生用電流源４１に戻される。
（第６モード）
図１７のＴb 時点で第１の回生用スイッチＱa がターンオフ制御される。ｔb 時点よりも前の第５モードで既に第１の回生用スイッチＱa に電流が流れていないので、ｔb 時点で第１の回生用スイッチＱa は零電流スイッチングされる。従って、ターンオフ時に電気的ストレスが生じない。
この第１の回生用スイッチＱa がオフの期間に第１の回生用コンデンサＣa のエネルギが第１の回生用電流源４１に回生される。
（第７モード）
第１の回生用コンデンサＣa のエネルギの全部が第１の回生用電流源４１に回生されると、第７の回生用ダイオードＤg がオンになり、電流源４１とダイオードＤg の閉回路を電流が還流する。
第１の回生用電流源４１に回生されたエネルギは、図示されていない回生回路によって電流源１側、交流端子２ｕ、２ｖ、２ｗ側、又は図示されていない制御電源に周知の方法で回生される。
【００６９】
図５の０〜３０度以外の区間においても０〜３０度の区間と同様な動作が生じる。
【００７０】
第４の実施形態においても、図１７から明らかなように鋸波電圧Ｖc の１周期に２つの主スイッチＱu 、Ｑv がオン・オフ制御されるのみであり、他の主スイッチは連続的にオフ制御又はオン制御される。従って、主スイッチＱu 〜Ｑzにおける電気的ストレス及びスイッチング損失を第２の実施形態と同様に低減することができる。また、回生用コンデンサＣa 、Ｃb で主スイッチＱu 〜Ｑzのターンオフ時の零電圧スイッチングを達成することができる。従って、第２の実施形態よりも効果が良くなる。
【００７１】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 上述の実施形態では、逆方向接続されたダイオードを内蔵するＩＧＢＴを主スイッチＱu 〜Ｑz及び回生用スイッチＱa 、Ｑb として使用したが、この代りに、逆方向接続されたダイオードが外部接続又は内蔵されたバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタ等の別の半導体スイッチを使用することができる。また、第１〜第６の主スイッチＱu 〜Ｑzとして逆流阻止機能を有するスイッチング素子を使用して第１〜第６の主ダイオードＤu 〜Ｄzを省くことができる。
（２） 図２及び図１０の回路に図８及び図１５の交流リアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw と同様のものを接続することができる。また、図８及び図１５の回路に図２及び図１０の第１〜第６のスナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzと同様なものを接続することができる。
（３） 図１２等の区間判定回路３４を第４、第５及び第６の通電幅基準信号Ｊqx＊、Ｊqy＊、Ｊqz＊に基づいて作成することができる。 また、Jqu*、Jqv*、Jqw*がJu*、Jv*、Jw*のみから生成できることにより、区間判定回路３４の出力を、Ju*、Jv*、Jw*又はIu*、Iv*、Iw*から直接生成することもできる。
（４） 図１２のパルス形成回路３３を図１８に示すように変形することができる。図１８では、第１及び第２のタイマ５１、５２によって図１９（Ｃ）のパルスを作成している。即ち、第１のタイマ５１によって図１９（Ａ）の鋸波電圧の立上り開始時点（リセット時点）から図１９（Ｂ）に示すように第１の時間Ｔ1 を計測している。第２のタイマ５２は、第１のタイマ５１の計測終了時点に同期してトリガされ、第２の時間Ｔ2 を計測し、図１９（Ｃ）のパルスを第１及び第２の回生用スイッチＱa 、Ｑb のための制御信号として出力する。第２の時間Ｔ2 は図１３のｔa 〜ｔb に相当する。
（５） パルス形成回路３３を図２０に示すように変形することができる。図２０の第１のタイマ５１ａは図１８の第１のタイマ５１と同一の第１の時間Ｔ1 を鋸波電圧Ｖc に同期して計測し、この終了時にトリガパルスを発生し、フリップフロップ５３をセットする。第２のタイマ５２ａは図１９のＴ1 ＋Ｔ2 に相当する時間を鋸波電圧Ｖc に同期して計測し、この終了時にトリガパルスを発生する。フリップフロップ５３は図１９（Ｃ）と同一のパルスを発生する。
（６） 電圧検出回路３の出力段及び電流検出器４の出力段にアナログ・ディジタル変換回路を設け、制御回路５をディジタル信号処理回路とし、制御回路５の出力段にディジタル・アナログ変換回路を設けることができる。
（７） 前記スナバ用コンデンサＣu 〜Ｃzは浮遊容量であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＰＷＭコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図３】図２の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図３のスイッチ制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。
【図６】図５の（Ｅ）（Ｆ）を詳しく示す波形図である。
【図７】図２及び図４の各部の状態を示す波形図である。
【図８】第２の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図９】図８の各部の状態を示す波形図である。
【図１０】第３の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１１】図１０の制御回路を示すブロック図である。
【図１２】図１１のスイッチ制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図１３】図１０の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】図１０のｔa 〜ｔb 区間における図１０の各部の状態を詳しく示す波形図である。
【図１５】第４の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１６】図１５の制御回路に含まれているスイッチ制御信号形成回路を図１２と同様に示すブロック図である。
【図１７】図１５の各部の状態を示す波形図である。
【図１８】図１２の回生用パルス形成回路３３の変形例を示すブロック図である。
【図１９】図１８の各部の波形図である。
【図２０】別の変形例のパルス形成回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ｑu 〜ｑz 第１〜第６の主スイッチ
Ｑa 、Ｑb 第１及び第２の回生用スイッチ
Ｄu 〜Ｄz 第１〜第６の主ダイオード
Ｄa 〜Ｄh 第１〜第８の回生用ダイオード、
Ｃuv、Ｃvw、Ｃwu 交流コンデンサ
Ｌdc 直流リアクトル
１ 電流源
１ａ、１ｂ 直流端子
２ｕ、２ｖ、２ｗ 交流端子
Claims (11)
- 第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）と、
第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）と、
前記第１の直流端子（１ａ）から前記第１の交流端子（１ａ）へ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子（１ａ）と前記第１の交流端子（２ｕ）との間に接続された第１のスイッチ手段（Ｑｕ、Ｄｕ）と、
前記第１の直流端子（１ａ）から前記第２の交流端子（２ｖ）に向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子（１ａ）と前記第２の交流端子（２ｖ）との間に接続された第２のスイッチ手段（Ｑｖ、Ｄｖ）と、
前記第１の直流端子（１ａ）から前記第３の交流端子（２ｗ）へ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の直流端子（１ａ）と前記第３の交流端子（２ｗ）との間に接続された第３のスイッチ手段（Ｑｗ、Ｄｗ）と、
前記第１の交流端子（２ｕ）から前記第２の直流端子（１ｂ）へ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第１の交流端子（２ｕ）と前記第２の直流端子（１ｂ）との間に接続された第４のスイッチ手段（Ｑｘ、Ｄｘ）と、
前記第２の交流端子（２ｖ）から前記第２の直流端子（１ｂ）へ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第２の交流端子（２ｖ）と前記第２の直流端子（１ｂ）との間に接続された第５のスイッチ手段（Ｑｙ、Ｄｙ）と、
前記第３の交流端子（２ｗ）から前記第２の直流端子（１ｂ）へ向かって正方向電流が流れる方向性を有して前記第３の交流端子（２ｗ）と前記第２の直流端子（１ｂ）との間に接続された第６のスイッチ手段（Ｑｚ、Ｄｚ）と、
前記第１及び第２の直流端子（１ａ、１ｂ）に接続された直電流源電力を３相交流電力に変換するため、又は前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の３相交流電力を直流電力に交換するために前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段を制御する制御回路と
から成る３相電流形ＰＷＭ電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の交流の１周期を複数の区間に分割し、前記複数の区間の内の第１の区間では前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の２つ又は全部をＰＷＭ制御し且つ前記第４、第５及び第６のスイッチ手段をＰＷＭ制御せず、前記複数の区間の内で前記第１の区間に隣接する第２の区間では前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の２つ又は全部をＰＷＭ制御し且つ前記第１、第２及び第３のスイッチ手段をＰＷＭ制御しないように前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段のための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号（Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚ）を形成する回路であることを特徴とする３相電流形ＰＷＭ電力変換装置。 - 前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段は、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）と、これ等にそれぞれ直列に接続された前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオ−ド（Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ、Ｄｘ、Ｄｙ、Ｄｚ）とから成ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
- 更に、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサ（Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ、Ｃｘ、Ｃｙ、Ｃｚ）を有していることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
- 更に、前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の相互間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサ（Ｃｕｖ、Ｃｕｗ、Ｃｗｕ）を有していることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、
前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）における交流の周期と同一の周期を有し且つ順次に１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の交流電流基準信号（Ｊｕ*、Ｊｖ*、Ｊｗ*）を発生する交流電流基準発生手段（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）と、
前記交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）の電圧を検出して第１、第２及び第３の電圧検出信号（Vu、Vv、Vw）を出力する電圧検出回路（３）と、
前記第１、第２及び第３の交流端子の交流電圧の周波数よりも高い繰返しを有している鋸波（Vc）発生する鋸波発生器（１６又は６ａ）と、
前記交流電流基準信号の１周期を複数に分割した区間の内の所定区間において前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の少なくとも２つを前記鋸波（Vc）の繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第４、第５及び第６のスイッチ手段はオン・オフ制御せずに少なくとも１つを連続的にオン制御し、前記複数に分割した区間の内の残りの区間において前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の少なくとも２つを前記高い繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段はオン・オフ制御せずに少なくとも１つを連続的にオン制御することができるように、前記第１、第２及び第３の交流電流基準信号（Ｊｕ*、Ｊｖ*、Ｊｗ*）を変形して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段の制御形態を決めるための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の通電幅基準信号（Jqu*、Jqv*、Jqw*、Jqx*、Jqy*、Jqz*）を演算する通電幅基準演算器（１３）と、
前記通電幅基準演算器（１３）から得られた第１、第２、第３、第４、第５及び第６の通電幅基準信号（Jqu*、Jqv*、Jqw*、Jqx*、Jqy*、Jqz*）と前記電圧
検出回路（３）から得られた前記電圧検出信号（Vu、Vv、Vw）とに基づいて、前記鋸波（Vｃ）と比較するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*、Dqx*、Dqy*、Dqｚ*）を求めるためのものであって、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第１、第２及び第３の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*）の相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖu、Ｖv、Ｖw）の相互間の大小関係と逆になるように前記第１、第２及び第３の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*）を決定し、前記第４、第５及び第６のスイッチ手段の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqx*、Dqy*、Dqz*）の相互間の大小関係が前記第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖu、Ｖv、Ｖw）の大小関係と一致するように前記第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqx*、Dqy*、Dqz*）を決定するための比較基準演算器（１４）と、
前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較基準信号（Dqu*、Dqv*、Dqw*、Dqx*、Dqy*、ｄｑｚ*）と前記鋸波（Vc）とを比較して前記第１、第２
第３、第４、第５及び第６の主スイッチ手段を制御するための制御信号を形成するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較手段（１７〜２２）と
を備えていることを特徴とする請求項１又は２又は３又は４記載の電力変換装置。 - 前記交流電流基準発生器（１２ａ、１２ｂ，１２ｃ）は、前記直流端子（１ａ、１ｂ）の電流（Idc）が所定指令値となるように調整された第１、第２及び第３の交流電流基準（Ju*、Jv*、Jw*）を発生するものである請求項５記載の電力変換装置。
- 前記鋸波（Vc）は立上り傾斜を有して最大値まで増大し、しかる後リセットされるものであり、前記第１〜第６のスイッチ手段のための複数のPWM制御信号のタ−ンオン時点が実質的に同時であることを特徴とする請求項５又は６記載の電力変換装置。
- 前記鋸波（Vc）は、立下り傾斜を有して最定値まで減少し、しかる後リセットされるものであり、前記第１〜第６のスイッチ手段のための複数のPWM制御信号はタ−ンオフ時点が実質的に同時であることを特徴とする請求項５又は６記載の電力変換装置。
- 更に、前記第１、第２及び第３のスイッチ手段と前記第４、第５及び第６のスイッチ手段との間の第１、第２及び第３の相互接続点と前記第１、第２及び第３の交流端子（２ｕ、２ｖ、２ｗ）との間に接続された第１、第２及び第３の交流リアクトル（Lu、Lv、Lw）を有していることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置。
- 更に、第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）と第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の回生用ダイオ−ド（Da、Db、Dc、Dd、De、Df、Dg、Dh）と第１及び第２の回生用リアクトル（La、Lb）と第１及び第２の回生用電源（Ea、Eｂ）とを有し、
前記第１の回生用リアクトル（La）の一端は前記第１の直流端子（１ａ）に接続され、
前記第１の回生用スイッチ（Qa）の一端は前記第１の回生用リアクトル（La）の他端に接続され、
前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のアノ−ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のカソ−ドは前記第１の主スイッチ（Qu）と前記第１の主ダイオ−ド（Du）との相互接続点に接続され、
前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の主スイッチ（Qｖ）と前記第２の主ダイオ−ド（Dｖ）との相互接続点に接続され、
前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のカソ−ドは前記第３の主スイッチ（Qｗ）と前記第３の主ダイオ−ド（Dｗ）との相互接続点に接続され、
前記第２の回生用リアクトル（Lb）の一端は前記第２の直流端子（１ｂ）に接続され、
前記第２の回生用スイッチ（Qb）の一端は前記第２の回生用リアクトル（Lb）の他端に接続され、
前記第４の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dd）のアノ−ドは前記第４のスイッチ（Qx）と前記第４の主ダイオ−ド（Dx）との相互接続点に接続され、
前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のアノ−ドは前記第５のスイッチ（Qｙ）と前記第１の主ダイオ−ド（Dｙ）との相互接続点に接続され、
前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のアノ−ドは前記第６のスイッチ（Qｚ）と前記第６の主ダイオ−ド（Dｚ）との相互接続点に接続され、
前記第１の回生用電源（Ea）は前記第７の回生用ダイオ−ド（Dg）を介して前記第１の回生用リアクトル（La）に並列に接続され、
前記第２の回生用電源（Eｂ）は前記第８の回生用ダイオ−ド（Dｈ）を介して前記第２の回生用リアクトル（Lｂ）に並列に接続され、
前記制御回路は、前記第１〜第６の主スイッチのタ−ンオン時のソフトスイッチングが可能なように前記第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）を所定期間のみオンするためのパルス発生回路を有していることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の電力変換装置。 - 更に、第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）と第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の回生用ダイオ−ド（Da、Db、Dc、Dd、De、Df、Dg、Dh）と第１及び第２の回生用コンデンサ（Ca、Cb）と第１及び第２の回生用電流源（４１、４２）とを有し、
前記第１の回生用コンデンサ（Ca）の一端は前記第１の直流端子（１ａ）に接続され、
前記第１の回生用スイッチ（Qa）の一端は前記第１の回生用コンデンサ（Ca）の他端に接続され、
前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のアノ−ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第１の回生用ダイオ−ド（Da）のカソ−ドは前記第１の主スイッチ（Qu）と前記第１の主ダイオ−ド（Du）との相互接続点に接続され、
前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第２の回生用ダイオ−ド（Db）のカソ−ドは前記第２の主スイッチ（Qｖ）と前記第２の主ダイオ−ド（Dｖ）との相互接続点に接続され、
前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のアノ‐ドは前記第１の回生用スイッチ（Qa）の他端に接続され、前記第３の回生用ダイオ−ド（Dｃ）のカソ−ドは前記第３の主スイッチ（Qｗ）と前記第３の主ダイオ−ド（Dｗ）との相互接続点に接続され、
前記第２の回生用コンデンサ（Cb）の一端は前記第２の直流端子（１ｂ）に接続され、
前記第２の回生用スイッチ（Qb）の一端は前記第２の回生用コンデンサ（Cb）の他端に接続され、
前記第４の回生用ダイオ−ド（Dｄ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第４の回生用ダイオ−ド（Dd）のアノ−ドは前記第４のスイッチ（Qx）と前記第４の主ダイオ−ド（Dx）との相互接続点に接続され、
前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第５の回生用ダイオ−ド（Dｅ）のアノ−ドは前記第５のスイッチ（Qｙ）と前記第１の主ダイオ−ド（Dｙ）との相互接続点に接続され、
前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のカソ−ドは前記第２の回生用スイッチ（Qb）の他端に接続され、前記第６の回生用ダイオ−ド（Dｆ）のアノ−ドは前記第６のスイッチ（Qｚ）と前記第６の主ダイオ−ド（Dｚ）との相互接続点に接続され、
前記第１の回生用電流源（４１）は前記第１の回生用コンデンサ（Ca）に並列に接続され、
前記第７の回生用ダイオ−ド（Dg）は前記第１の回生用電流源（４１）に並列に接続され、
前記第２の回生用電流源（４２）は前記第２の回生用コンデンサ（Cｂ）に並列に接続され、
前記第８の回生用ダイオ−ド（Dh）は前記第２の回生用電流源（４２）に接続され、
前記制御回路は、前記第１〜第６の主スイッチのタ−ンオフ時のソフトスイッチングが可能なように前記第１及び第２の回生用スイッチ（Qa、Qb）を所定期間のみオンするためのパルス発生回路を有していることを特徴とする請求項２又は９記載の電力変換装置。
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