CN101404461A - 用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于三相三线电压型功率变换器的三相电流解耦控制方法，是通过检测和比较交流侧负载或电源电压，得到其相位信息；通过检测交流侧线电流并与其相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制。本发明采用两个独立的单相PWM电流控制器，可实现三相三线电压型功率变换器三相电流的完全解耦控制，消除了三相电流的相互耦合关系。

Description

用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法

技术领域

本发明涉及三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制技术，属于电力电子功率变换器的电流控制技术领域。

背景技术

电流控制技术是高性能电压型脉宽调制(Pulse-Width Modulation-PWM)功率变换器的核心技术之一，如有源电力滤波器(APF)、功率因数校正器(PFC)、UPS以及电机驱动等都要求具有优良动态性能的高精度电流控制。现有的滞环PWM电流控制、三角形载波比例积分(PI)PWM电流控制以及公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》等，其基本原理都是针对单相或三相四线制电压型变换器而言的电流控制技术。公告号CN100411293C公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》包括带复位的抛物线波形发生器、模拟反相器、比较器、复位信号发生器及模拟选择器，抛物线波形发生器输出信号的形状由时间与开关周期之比减去该比值的平方决定；模拟反相器将来自抛物线波形发生器的输出信号进行反相后，与反相前的抛物线波形信号一起送到模拟选择器进行二选一选择，输出到比较器的输入端；比较器的第一路输出控制主电路开关的动作信号，第二路控制模拟选择器，第三路作为复位信号发生器的输入。该控制器易于集成化，能使脉宽调制变换器输出电流在一个开关周期内连续跟踪指令电流值，同时保持开关频率基本恒定，但是仍然是针对单相或三相四线制电压型变换器而言的电流控制技术。对三相三线制电压型变换器而言，由于三相电流之间存在耦合关系，并不能直接将上述电流控制技术原封不动的移植到三相三线系统中，这首先需要对三相电流进行解耦控制。

三相三线电压型功率变换器的拓扑结构如图1所示。图中，三相三线电压型功率变换器的交流侧负载或电源单元2设为Y联结方式(当Δ联结方式时，可变换为Y联结方式)，三相电感L对称，u_a、u_b和u_c分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的三相端口与直流侧中心点0之间的电压，i_a、i_b和i_c分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧三相线电流，u_A、u_B和u_C分别表示交流侧负载或电源单元2的相电压，u_AB、u_BC和u_CA分别表示交流侧负载或电源单元2的线电压，u_N表示交流侧负载或电源单元2的中性点N到三相三线电压型功率变换器直流侧电源或负载单元3中心点0之间的电压，直流母线电压U_dc大于交流侧负载或电源单元2的线电压的峰值。三相电压型功率开关信号分别用S_A、S_B和S_C表示，逻辑“1”表示三相三线电压型功率变换器主电路1桥式开关上桥臂开关导通(下桥臂开关截止)，逻辑“0”表示下桥臂开关导通(上桥臂开关截止)。

根据基尔霍夫定律，有

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AB}}+u_{\mathrm{BC}}+u_{\mathrm{CA}}\≡0\\ i_a+i_b+i_c\≡0\end{array}\right.---\left(1\right)$

设

u_A+u_B+u_C＝Δu_N    (2)

式中，Δu_N为零序电压。如果交流侧三相负载或三相电源对称，则Δu_N＝0，如果交流侧三相负载或三相电源不对称，则Δu_N≠0。

设三相参考电流分别为i_aref、i_bref和i_cref，三相电流跟踪误差分别为δ_a、δ_b和δ_c，有

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_a=i_a-i_{\mathrm{aref}}\\ {\mathrm{\δ}}_b=i_b-i_{\mathrm{bref}}\\ {\mathrm{\δ}}_c=i_c-i_{\mathrm{cref}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}+i_{\mathrm{bref}}+i_{\mathrm{cref}}=0\\ {\mathrm{\δ}}_a+{\mathrm{\δ}}_b+{\mathrm{\δ}}_c=0\end{array}\right.---\left(4\right)$

定义开关函数

s_i∈{1，-1}，i∈{a，b，c}        (5)

当s_i＝1时，表示上桥臂开关管S_pi导通(S_ni截止)，当s_i＝-1时表示下桥臂开关管S_ni导通(S_pi截止)，因此有

$\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{s}_a\\ s_b\\ s_c\end{array}\right]\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(6\right)$

根据图1，有下列电路方程成立

$L\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right]-u_N\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}\left[\begin{array}{c}{s}_a\\ s_b\\ s_c\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right]-u_N\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\end{array}\right]---\left(7\right)$

根据式(1)，有

(u_a-u_A-u_N)+(u_b-u_B-u_N)+(u_c-u_C-u_N)＝0       (8)

可得：

$u_N=\frac{1}{3}(u_a+u_b+u_c)-\frac{1}{3}(u_A+u_B+u_C)=\frac{1}{6}(s_a+s_b+s_c)U_{\mathrm{dc}}-\frac{1}{3}\mathrm{\Δ}{u}_N---\left(9\right)$

将式(9)代入式(7)可得：

$L\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{6}\left[\begin{array}{c}2s_a-s_b-s_c\\ 2s_b-s_c-s_a\\ 2s_c-s_a-s_b\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right]+\frac{1}{3}\mathrm{\Δ}{u}_N\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\end{array}\right]---\left(10\right)$

可见，三相电流i_a、i_b和i_c不仅受本相开关函数s_a、s_b和s_c的控制，而且还受另外两相开关函数控制。如果不先进行三相电流的解耦，而直接应用前述的电流控制技术，则电流跟踪控制性能将受到很大影响。

图2给出了没有进行三相电流解耦控制时的仿真结果。仿真条件为：三相三线电压型功率变换器的交流侧负载或电源单元2为三相对称220V/400Hz正弦电压源，直流母线电压U_dc＝700V，开关频率设定为20kHz，电感L＝4mH，电流参考信号为三相对称5A/400Hz正弦波。仿真中，PWM电流控制器采用三个独立的单相抛物线法PWM电流控制器，抛物线法PWM电流控制器采用公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》。图2的上图(a)为三相参考电流、三相线电流、三相电流跟踪误差以及三相PWM开关信号波形，图2的下图(b)为a相PWM开关信号S_A的频谱。可以看出电流跟踪误差较大，并且开关频率变化也较大。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于三相三线电压型功率变换器的三相电流解耦控制方法，以消除三相电流的相互耦合关系，从而实现高性能的电流跟踪控制。

本发明用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法是，通过检测和比较三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的电压，得到该交流侧负载或电源的电压相位信息；通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧线电流并与该交流侧线电流相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据前面得到的相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制；包含以下具体步骤：

步骤1：检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA，通过比较，得到与该交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA相位有关的三个逻辑信号W_a、W_b和W_c，即满足下列三条关系：

关系1：当u_AB＞u_BC时，W_a＝逻辑“1”；反之，W_a＝逻辑“0”；

关系2：当u_BC＞u_CA时，W_b＝逻辑“1”；反之，W_b＝逻辑“0”；

关系3：当u_CA＞u_AB时，W_c＝逻辑“1”；反之，W_c＝逻辑“0”；

步骤2：对步骤1得到的三个逻辑信号W_a、W_b和W_c进行下列异或非逻辑运算，得到另三个逻辑信号G_a、G_b和G_c，即：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_a=\stackrel{\‾}{W_a\⊕W_b}\\ G_b=\stackrel{\‾}{W_b{\⊕W}_c}\\ G_c=\stackrel{\‾}{W_c{\⊕W}_a}\end{array}\right.;$

步骤3：检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号i_a、i_b和i_c，然后减去其相应的参考电流信号i_aref、i_bref和i_cref得到相应的电流跟踪误差δ_a、δ_b和δ_c，即 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_a=i_a-i_{\mathrm{aref}}\\ {\mathrm{\δ}}_b=i_b-i_{\mathrm{bref}}\\ {\mathrm{\δ}}_c=i_c-i_{\mathrm{cref}}\end{array}\right.,$ 再根据步骤2得到的三个逻辑信号G_a、G_b和G_c，求得虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β，即：

关系4：当G_a＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\α}}^x=(2{\mathrm{\δ}}_b+{\mathrm{\δ}}_c)=({\mathrm{\δ}}_b-{\mathrm{\δ}}_a)\\ {\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\β}}^x=(2{\mathrm{\δ}}_c+{\mathrm{\δ}}_b)=({\mathrm{\δ}}_c-{\mathrm{\δ}}_a)\end{array}\right.;$

关系5：当G_b＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\α}}^x=(2{\mathrm{\δ}}_c+{\mathrm{\δ}}_a)=({\mathrm{\δ}}_c-{\mathrm{\δ}}_b)\\ {\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\β}}^x=(2{\mathrm{\δ}}_a+{\mathrm{\δ}}_c)=({\mathrm{\δ}}_a-{\mathrm{\δ}}_b)\end{array}\right.;$

关系6：当G_c＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\α}}^x=(2{\mathrm{\δ}}_a+{\mathrm{\δ}}_b)=({\mathrm{\δ}}_a-{\mathrm{\δ}}_c)\\ {\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\β}}^x=(2{\mathrm{\δ}}_b+{\mathrm{\δ}}_a)=({\mathrm{\δ}}_b-{\mathrm{\δ}}_c)\end{array}\right.;$

步骤4：将步骤3得到的虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x，分别作为两个独立的单相PWM电流控制器的电流误差输入信号，并分别产生虚拟两相PWM开关信号S_α和S_β；

步骤5：根据步骤1得到的逻辑信号W_a、W_b和W_c，和步骤2得到的G_a、G_b和G_c，以及步骤3得到的虚拟两相PWM开关信号S_α和S_β，经过下列逻辑运算，便得到用于控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管的三相PWM开关信号S_A、S_B和S_C，即：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_A=(W_a\·G_a)+(S_{\mathrm{\β}}\·G_b)+(S_{\mathrm{\α}}\·G_c)\\ S_B=(W_b\·G_b)+(S_{\mathrm{\β}}\·G_c)+(S_{\mathrm{\α}}\·G_a)\\ S_C=(W_c\·G_c)+(S_{\mathrm{\β}}\·G_a)+(S_{\mathrm{\α}}\·G_b)\end{array}\right.;$

其中S_A、S_B和S_C等于逻辑“1”时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的上桥臂功率开关管导通，下桥臂功率开关管截止，等于逻辑“0”时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的下桥臂功率开关管导通，上桥臂功率开关管截止。

所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA时，可以只检测三相线电压u_AB、u_BC和u_CA之中的两个，另一个电压根据基尔霍夫电压定律计算得出。例如，如果只检测u_AB和u_BC时，u_CA可通过u_CA＝-u_AB-u_BC计算得出。此时，所述的步骤2中，关系2中的u_BC＞u_CA用(2u_BC+u_AB)＞0代替；关系3中的u_CA＞u_AB用(2u_AB+u_BC)＜0代替。

所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA时，也可以用检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相相电压u_A1、u_B1和u_C1来替代，并且三相相电压u_A1、u_B1和u_C1中不含零序电压Δu_N。这样，所述的步骤2中，关系1中的u_AB＞u_BC用u_B1＜0代替；关系2中的u_BC＞u_CA用u_C1＜0代替；关系3中的u_CA＞u_AB用u_A1＜0代替。

如果三相三线电压型功率变换器被用作逆变器，其交流侧为负载时，用相应的输出电压参考信号代替所述的步骤1中的三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA。

所述步骤3中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号i_a、i_b和i_c时，可以只检测三相电流i_a、i_b和i_c之中的两个，然后减去其相应的参考电流信号i_aref、i_bref或i_cref得到两个相应的电流跟踪误差δ_a、δ_b或δ_c，另一个电流跟踪误差根据基尔霍夫电流定律计算得出。例如，如果只检测i_a和i_c，与相应的参考电流信号i_aref和i_cref相减，即 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_a=i_a-i_{\mathrm{aref}}\\ {\mathrm{\δ}}_c=i_c-i_{\mathrm{cref}}\end{array}\right.,$ 则b相电流跟踪误差δ_b可通过δ_b＝-δ_a-δ_c计算得到。

上述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法的理论依据如下：

由式(7)可以看出，各相电流都与u_N有关，而且u_N与三相开关状态都有关，因此首先通过式(7)的两行相减消去u_N，可得：

$L\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_a-i_b\\ i_b-i_c\\ i_c-i_a\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}\left[\begin{array}{c}{s}_a-s_b\\ s_b-s_c\\ s_c-s_a\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AB}}\\ u_{\mathrm{BC}}\\ u_{\mathrm{CA}}\end{array}\right]---\left(11\right)$

当s_a、s_b和s_c分别固定时，分别定义虚拟两相电流i_α ^x和i_β ^x。例如：当s_a固定时，定义

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^x=i_b-i_a=2i_b+i_c\\ i_{\mathrm{\β}}^x=i_c-i_a=2i_c+i_b\end{array}\right.---\left(12\right)$

根据式(12)的定义，可得虚拟两相电流参考为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αref}}^x=i_{\mathrm{bref}}-i_{\mathrm{aref}}=2i_{\mathrm{bref}}+i_{\mathrm{cref}}\\ i_{\mathrm{\βref}}^x=i_{\mathrm{cref}}-i_{\mathrm{aref}}=2i_{\mathrm{cref}}+i_{\mathrm{bref}}\end{array}\right.---\left(13\right)$

将式(3)代入式(12)可得两相虚拟电流误差δ_α ^x和δ_β ^x为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\α}}^x={\mathrm{\δ}}_b-{\mathrm{\δ}}_a=2{\mathrm{\δ}}_b+{\mathrm{\δ}}_c\\ {\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\β}}^x={\mathrm{\δ}}_c-{\mathrm{\δ}}_a=2{\mathrm{\δ}}_c+{\mathrm{\δ}}_b\end{array}\right.---\left(14\right)$

由式(11)可得：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}^x}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{2}(s_b-s_a)U_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{BA}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}^x}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{2}(s_c-s_a)U_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{CA}}\end{array}\right.---\left(15\right)$

显然，上述虚拟的两相电路方程中，在s_a固定时，每个方程只与另一个开关状态有关，因此，可通过两个独立的基于电流误差控制的单相PWM电流控制器，分别控制b和c相的PWM开关信号，使两相虚拟电流i_α ^x和i_β ^x分别跟踪其虚拟参考电流i_aref ^x和i_βref ^x。同理，也可得到s_b或s_c固定时的虚拟两相电流、电流参考、虚拟电流误差以及电路方程。综合后的虚拟两相电流i_α ^x和i_β ^x，以及虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x的关系式为：

如果采用的两个单相PWM电流控制器，分别控制两相虚拟电流i_α ^x和i_β ^x跟踪其虚拟参考电流i_αref ^x和i_βref ^x，使其虚拟电流误差开关周期平均值<δ_α ^x>_T和<δ_β ^x>_T为零，即

${<{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x>}_T={<{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x>}_T=0---\left(18\right)$

那么，在s_a固定时，由式(14)可得：

$\left\{\begin{array}{c}{<{\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_a>}_T={<2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_c>}_T={<{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x>}_T=0\\ {<{\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_a>}_T={<2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_b>}_T={<{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x>}_T=0\end{array}\right.---\left(19\right)$

因此，有

$\left\{\begin{array}{c}{<{\mathrm{\&delta;}}_b>}_T-{<{\mathrm{\&delta;}}_a>}_T=2{<{\mathrm{\&delta;}}_b>}_T+{<{\mathrm{\&delta;}}_c>}_T=0\\ {<{\mathrm{\&delta;}}_c>}_T-{<{\mathrm{\&delta;}}_a>}_T=2{<{\mathrm{\&delta;}}_c>}_T+{<{\mathrm{\&delta;}}_b>}_T=0\end{array}\right.---\left(20\right)$

可得：

<δ_a>_T＝<δ_b>_T＝<δ_c>_T    (21)

由式(4)可得：

<δ_a>_T+<δ_b>_T+<δ_c>_T＝0(22)

综合式(21)和式(22)得：

<δ_a>_T＝<δ_b>_T＝<δ_c>_T＝0(23)

同理，按照上述步骤，在s_b或s_c固定时，也可得到与式(23)同样的结果。

上述结果表明：如果采用的两个单相PWM电流控制器，控制使虚拟电流误差开关周期平均值<δ_αx>_T和<δ_β ^x>_T为零，则三相电流跟踪误差δ_a、δ_b和δ_c的开关周期平均值也为零，换句话说，实现虚拟两相电流i_α ^x和i_β ^x的高性能跟踪控制也就等于实现了三相电流i_a、i_b和i_c的高性能跟踪控制，从而实现了三相电流的解耦控制。

为了三相对称，将s_a、s_b和s_c固定的时间进行平均分配，即三者各占三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源电压信号周期的1/3。上述三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法中，步骤2得到的三个逻辑信号G_a、G_b和G_c分别等于逻辑“1”时，则分别对应s_a、s_b和s_c固定的状态，即当s_a固定时，对应G_a＝逻辑“1”；当s_b固定时，对应G_b＝逻辑“1”；当s_c固定时，对应G_c＝逻辑“1”。

本发明的电流解耦控制方法采用两个独立的单相PWM电流控制器，可实现三相三线电压型功率变换器三相电流的完全解耦控制，并可使开关转换次数(或开关损耗)降低1/3，消除了三相电流的相互耦合关系，实现了高性能的电流跟踪控制。

附图说明

图1是三相三线电压型功率变换器拓扑结构。

图2是三相三线电压型功率变换器没有采用电流解耦控制方法时的仿真结果。

图3是本发明的控制原理图。

图4是本发明中电压相位检测环节4的第一种实施方案原理图。

图5是本发明中电压相位检测环节4的第二种实施方案原理图。

图6是本发明中电压相位检测环节4的第三种实施方案原理图。

图7是本发明中虚拟两相电流误差运算环节6的第一种硬件电路实施方案原理图。

图8是本发明中虚拟两相电流误差运算环节6的第二种硬件电路实施方案原理图。

图9是本发明中虚拟两相PWM电流控制器7输入与输出信号的定性关系图。

图10是本发明方法的仿真结果图。

图11和图12是本发明方法用于三相单位功率因数PWM整流器时的实验结果。

图中，1、三相三线电压型功率变换器主电路，2、三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元，3、三相三线电压型功率变换器直流侧电源或负载单元，4、三相三线电压型功率变换器交流侧电压检测和比较环节，5、异或非逻辑环节，6、虚拟两相电流误差运算环节抛物线波形发生器，7、虚拟两相PWM电流控制器，8、三相PWM开关信号生成环节，9、虚拟α相单相PWM电流控制器，10、虚拟β相单相PWM电流控制器，11、三重双刀模拟开关，12.双加法器，13、双同相比例放大器，CMPa、CMPb和CMPc为比较器，A_α和A_β为运算放大器，Ka、Kb和Kc为双刀模拟开关，U_dc表示三相三线电压型功率变换器直流母线电压，u_AB、u_BC和u_CA分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2的三相线电压，i_a、i_b和i_c分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧三相线电流，i_aref、i_bref和i_cref分别表示三相三线电压型功率变换器交流侧三相线电流的参考电流，δ_a、δ_b和δ_c分别表示三相线电流i_a、i_b和i_c与其相应参考电流i_aref、i_bref和i_cref之差，S_A、S_B和S_C分别表示三相PWM开关信号，S_pa和S_na分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的a相桥臂的上和下桥臂功率开关管，S_pb和S_nb分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的b相桥臂的上和下桥臂功率开关管，S_pc和S_nc分别表示三相三线电压型功率变换器主电路1的c相桥臂的上和下桥臂功率开关管，L表示电感，C表示电容。

具体实施方式

本发明的方法是通过检测和比较三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源电压，得到其相位信息；通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧线电流并与其相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据前面得到的相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制；

图3给出了本发明的控制原理图，包括三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2的电压检测和比较环节4、异或非逻辑环节5、虚拟两相电流误差运算环节6、虚拟两相PWM电流控制器7以及三相PWM开关信号生成环节8。

图4给出了电压相位检测和比较环节4的第一种实施方案。满足下列三条关系：

关系1：当u_AB＞u_BC时，W_a＝逻辑“1”；反之，W_a＝逻辑“0”；

关系2：当u_BC＞u_CA时，W_b＝逻辑“1”；反之，W_b＝逻辑“0”；

关系3：当u_CA＞u_AB时，W_c＝逻辑“1”；反之，W_c＝逻辑“0”。

根据基尔霍夫电压定律，三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电压检测信号u_AB、u_BC和u_CA中，可以只检测三者之中的两个，另一个电压信号由式(1)计算得出。例如，如果只检测u_AB和u_BC时，u_CA可通过u_CA＝-u_AB-u_BC计算得出。此时，上述关系2中的u_BC＞u_CA可转化为(2u_BC+u_AB)＞0；关系3中的u_CA＞u_AB可转化为(2u_AB+u_BC)＜0。转换后的电压相位检测环节4的第二种实施方案如图5所示。

图6给出了电压检测和比较环节4的第三种实施方案。图中，u_A1、u_B1和u_C1表示三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2的不含零序电压的三相相电压，可直接采用三相Y/Y0-12型电压互感器检测得出。这样，上述关系1中的u_AB＞u_BC等效为u_B1＜0；上述关系2中的u_BC＞u_CA等效为u_C1＜0；关系3中的u_CA＞u_AB等效为u_A1＜0。

上述电压检测和比较环节4中的电压检测电路要滤除开关频率及高频干扰毛刺。另外，如果三相三线电压型功率变换器被用作逆变器，其交流侧为负载时，可用相应的输出电压参考信号代替上述的三相线电压检测信号。

虚拟两相电流误差运算环节6的三个电流跟踪误差信号可通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值i_a、i_b和i_c，然后与其相应的参考电流信号i_aref、i_bref和i_cref相减后得到，即

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_a=i_a-i_{\mathrm{aref}}\\ {\mathrm{\&delta;}}_b=i_b-i_{\mathrm{bref}}\\ {\mathrm{\&delta;}}_c=i_c-i_{\mathrm{cref}}\end{array}\right..$

根据基尔霍夫电流定律，可以用电流互感器或取样电阻只检测三相电流i_a、i_b和i_c之中的两个，并计算出相应的电流跟踪误差，然后再由式(4)计算出另一个电流跟踪误差。例如，如果只检测i_a和i_c，并计算出δ_a和δ_c，则b相电流跟踪误差δ_b可通过δ_b＝-δ_a-δ_c计算得到。该环节的输出信号为虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x，由三相电流误差δ_a、δ_b和δ_c，通过来自异或非逻辑环节5的信号G_a、G_b和G_c选择和计算得出，其关系式分别为

关系4：当G_a＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_c)=({\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_a)\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_b)=({\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_a)\end{array}\right.;$

关系5：当G_b＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_a)=({\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_b)\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_a+{\mathrm{\&delta;}}_c)=({\mathrm{\&delta;}}_a-{\mathrm{\&delta;}}_b)\end{array}\right.;$

关系6：当G_c＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_a+{\mathrm{\&delta;}}_b)=({\mathrm{\&delta;}}_a-{\mathrm{\&delta;}}_c)\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_a)=({\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_c)\end{array}\right..$

上述关系4、关系5和关系6的另一种综合表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_c)\&CenterDot;G_a+(2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_a)\&CenterDot;G_b+(2{\mathrm{\&delta;}}_a+{\mathrm{\&delta;}}_b)\&CenterDot;G_c\\ ={({\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_a)}_{}\&CenterDot;G_a+({\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_b)\&CenterDot;G_b+({\mathrm{\&delta;}}_a-{\mathrm{\&delta;}}_c)\&CenterDot;G_c\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_b)\&CenterDot;G_a+(2{\mathrm{\&delta;}}_a+{\mathrm{\&delta;}}_c)\&CenterDot;(2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_a)\&CenterDot;G_c\\ =({\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_a)\&CenterDot;G_a+({\mathrm{\&delta;}}_a-{\mathrm{\&delta;}}_b)\&CenterDot;G_b+({\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_c)\&CenterDot;G_c\end{array}\right.$

虚拟两相电流误差运算环节6可以由软件或者硬件电路加以实现。

图7给出了虚拟两相电流误差运算环节6的第一种硬件电路实施方案。图中，来自异或非逻辑环节5的逻辑信号G_a、G_b和G_c分别控制模拟开关11中双刀开关Ka、Kb和Kc。当G_a、G_b和G_c分别等于逻辑“1”时，双刀开关Ka、Kb和Kc闭合，否则断开。经模拟开关控制后的信号通过双加法器12后输出虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x。图中电阻满足R₂＝2R₁。

图8给出了虚拟两相电流误差运算环节6的第二种硬件电路实施方案。图中，来自异或非逻辑环节5的逻辑信号G_a、G_b和G_c分别控制模拟开关11中双刀开关Ka、Kb和Kc。当G_a、G_b和G_c分别等于逻辑“1”时，双刀开关Ka、Kb和Kc闭合，否则断开。经模拟开关控制后的信号通过同相比例放大器13后输出虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x。图中电阻满足R₂＝2R₁，R₄＝2R₃。

虚拟两相PWM电流控制器7由两个独立的单相PWM电流控制器9和10组成。单相PWM电流控制器9和10可采用公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》、滞环PWM电流控制器等基于电流误差控制的现有PWM电流控制器。该环节输入信号为虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x，输出为虚拟两相PWM开关信号S_α和S_β，δ_α ^x与S_α以及δ_β ^x和S_β之间的定性关系如图9所示。

异或非逻辑环节5和三相PWM开关信号生成环节8可由软件或者数字逻辑电路(如可编程逻辑电路GAL，CPLD及FPGA等)实现下列逻辑关系：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_a=\stackrel{\&OverBar;}{W_a\&CirclePlus;W_b}\\ G_b=\stackrel{\&OverBar;}{W_b{\&CirclePlus;W}_c}\\ G_c=\stackrel{\&OverBar;}{W_c{\&CirclePlus;W}_a}\end{array}\right.$ 以及 $\left\{\begin{array}{c}{S}_A=(W_a\&CenterDot;G_a)+(S_{\mathrm{\&beta;}}\&CenterDot;G_b)+(S_{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;G_c)\\ S_B=(W_b\&CenterDot;G_b)+(S_{\mathrm{\&beta;}}\&CenterDot;G_c)+(S_{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;G_a)\\ S_C=(W_c\&CenterDot;G_c)+(S_{\mathrm{\&beta;}}\&CenterDot;G_a)+(S_{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;G_b)\end{array}\right.;$

图10给出了采用本发明的三相电流解耦控制方法时的仿真结果。仿真条件为：三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2为三相对称220V/400Hz正弦电压源，直流母线电压U_dc＝700V，开关频率设定为20kHz，电感L＝4mH，电流参考信号为三相对称5A/400Hz正弦波。PWM电流控制器9和10采用独立的单相抛物线法PWM电流控制器(见公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》)。图10的上图(a)为三相参考电流、三相线电流、三相电流跟踪误差、虚拟两相电流误差、虚拟两相PWM开关信号，以及三相PWM开关信号的波形，图10的下图(b)为a相PWM开关信号S_A的频谱。可以看出电感电流能较好地跟踪其参考电流，并且开关频率基本保持恒定。另外，三相PWM开关信号S_A、S_B和S_C在一个电源周期内都有1/3周期时间，其开关状态固定，因此开关转换次数相对减少了1/3(或开关损耗较少了1/3)。

下面给出三相三线电压型功率变换器被用作单位功率因数PWM整流器时的实验结果。实验条件为：三相380V/50Hz市电经三相变压器降压为220V/50Hz，接到三相三线电压型功率变换器交流侧单元2，三相三线电压型功率变换器主电路1采用三相智能IGBT模块(IPM)，三相三线电压型功率变换器直流母线电压设定为U_dc＝385V，开关频率设定为20kHz，电感L＝4mH，电容C＝2000微法，直流侧单元3为阻性负载。实验中，PWM电流控制器9和10采用独立的单相抛物线法PWM电流控制器(见公告号为CN100411293C的中国专利公开的《抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器》)。

图11给出了实验时的三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源单元2线电压u_AB(400V/格)、线电流i_a、i_b和i_c(5A/格)，以及各线电流的对应频谱波形，图中，时间轴为10ms/格，频率轴为20kHz/格。图12给出了实验时的线电压u_AB(400V/格)以及三相PWM开关信号S_A、S_B和S_C的波形，图中，时间轴为4ms/格。

上述仿真和实验结果表明，本发明具有优良的电流解耦控制性能。

Claims (5)

1.一种用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是：通过检测和比较三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的电压，得到该交流侧负载或电源的电压相位信息；通过检测三相三线电压型功率变换器交流侧线电流并与该交流侧线电流相应的参考电流相减计算出相应的电流跟踪误差；然后根据得到的相位信息和电流跟踪误差，计算出虚拟两相电流误差，并通过两个独立的单相PWM电流控制器，产生虚拟两相PWM开关信号；再根据前面得到的相位信息和虚拟两相PWM开关信号，通过逻辑运算得到三相PWM开关信号，以控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管，实现三相电流解耦控制；包含以下具体步骤：

步骤1：检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA，通过比较，得到与该交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA相位有关的三个逻辑信号W_a、W_b和W_c，即满足下列三条关系：

关系1：当u_AB＞u_BC时，W_a＝逻辑“1”；反之，W_a＝逻辑“0”；

关系2：当u_BC＞u_CA时，W_b＝逻辑“1”；反之，W_b＝逻辑“0”；

关系3：当u_CA＞u_AB时，W_c＝逻辑“1”；反之，W_c＝逻辑“0”；

步骤2：对步骤1得到的三个逻辑信号W_a、W_b和W_c进行下列异或非逻辑运算，得到另三个逻辑信号G_a、G_b和G_c，即：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_a=\stackrel{\&OverBar;}{W_a\&CirclePlus;W_b}\\ G_b=\stackrel{\&OverBar;}{W_b\&CirclePlus;W_c}\\ G_c=\stackrel{\&OverBar;}{W_c\&CirclePlus;W_a}\end{array}\right.;$

步骤3：检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号i_a、i_b和i_c，然后减去其相应的参考电流信号i_aref、i_bref和i_cref得到相应的电流跟踪误差δ_a、δ_b和δ_c，即 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_a=i_a-i_{\mathrm{aref}}\\ {\mathrm{\&delta;}}_b=i_b-i_{\mathrm{bref}}\\ {\mathrm{\&delta;}}_c=i_c-i_{\mathrm{cref}}\end{array}\right.,$ 再根据步骤2得到的三个逻辑信号G_a、G_b和G_c，求得虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x，即：

关系4：当G_a＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_c)=({\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_a)\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_b)=({\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_a)\end{array}\right.;$

关系5：当G_b＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_c+{\mathrm{\&delta;}}_a)=({\mathrm{\&delta;}}_c-{\mathrm{\&delta;}}_b)\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_a+{\mathrm{\&delta;}}_c)=({\mathrm{\&delta;}}_a-{\mathrm{\&delta;}}_b)\end{array}\right.;$

关系6：当G_c＝逻辑“1”时， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&alpha;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_a+{\mathrm{\&delta;}}_b)=({\mathrm{\&delta;}}_a-{\mathrm{\&delta;}}_c)\\ {\mathrm{\&delta;}}_{\mathrm{\&beta;}}^x=(2{\mathrm{\&delta;}}_b+{\mathrm{\&delta;}}_a)=({\mathrm{\&delta;}}_b-{\mathrm{\&delta;}}_c)\end{array}\right.;$

步骤4：将步骤3得到的虚拟两相电流误差δ_α ^x和δ_β ^x，分别作为两个独立的单相PWM电流控制器的电流误差输入信号，并分别产生虚拟两相PWM开关信号S_α和S_β；

步骤5：根据步骤1得到的逻辑信号W_a、W_b和W_c，和步骤2得到的G_a、G_b和G_c，以及步骤3得到的虚拟两相PWM开关信号S_α和S_β，经过下列逻辑运算，便得到用于控制三相三线电压型功率变换器主电路功率开关管的三相PWM开关信号S_A、S_B和S_C，即：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_A=(W_a\&CenterDot;G_a)+(S_{\mathrm{\&beta;}}\&CenterDot;G_b)+(S_{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;G_c)\\ S_B=(W_b\&CenterDot;G_b)+(S_{\mathrm{\&beta;}}\&CenterDot;G_c)+(S_{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;G_a)\\ S_C=(W_c\&CenterDot;G_c)+(S_{\mathrm{\&beta;}}\&CenterDot;G_a)+(S_{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;G_b)\end{array}\right.;$

其中S_A、S_B和S_C等于逻辑“1”时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的上桥臂功率开关管导通，下桥臂功率开关管截止，等于逻辑“0”时，表示控制三相三线电压型功率变换器主电路相应相的下桥臂功率开关管导通，上桥臂功率开关管截止。

2.根据权利要求1所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是：所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA时，只检测三相线电压u_AB、u_BC和u_CA之中的两个，另一个电压根据基尔霍夫电压定律计算得出。

3.根据权利要求1所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是：所述步骤1中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA时，用检测三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相相电压u_A1、u_B1和u_C1来替代，并且三相相电压u_A1、u_B1和u_C1中不含零序电压Δu_N。

4.根据权利要求1所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是：如果三相三线电压型功率变换器被用作逆变器，其交流侧为负载时，用相应的输出电压参考信号代替所述的步骤1中的三相三线电压型功率变换器交流侧负载或电源的三相线电压u_AB、u_BC和u_CA。

5.根据权利要求1所述用于三相三线电压型功率变换器的电流解耦控制方法，其特征是：所述步骤3中，检测三相三线电压型功率变换器交流侧的三相线电流瞬时值信号i_a、i_b和i_c时，只检测三相电流i_a、i_b和i_c之中的两个，然后减去其相应的参考电流信号i_aref、i_bref或i_cref得到两个相应的电流跟踪误差δ_a、δ_b或δ_c，另一个电流跟踪误差根据基尔霍夫电流定律计算得出。

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