CN102545648B - 多相电流供给电路、驱动装置、压缩机及空气调和机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种多相电流供给电路、驱动装置、压缩机及空气调和机。该多相电流供给电路具有：波高值抑制单元，其连接输出交流电压的交流电源，用于抑制叠加在所述交流电压上的雷涌电压；二极管组，其通过所述波高值抑制单元从所述交流电源输入所述交流电压，进行所述交流电压的全波整流；接受所述二极管组的输出的电容器；与所述电容器并联连接的第1旁路；以及逆变器，其接受所述电容器的两端电压，输出多相交流电流，所述电容器的两端电压的脉动最大值是其最小值的2倍以上，所述第1旁路具有电阻性元件和电容性元件的串联连接。

Description

多相电流供给电路、驱动装置、压缩机及空气调和机

本申请是国际申请日为2005年11月16日，国际申请号为：PCT/JP2005/021038(国家申请号为：200580042342.9)，发明名称为“多相电流供给电路、驱动装置、压缩机及空气调和机”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及逆变器技术。

背景技术

图14是表示以往的多相电流供给电路的结构的电路图。电源系统1具有交流电源13，向二极管桥2提供交流电压V_in。但是，寄生于电源系统1中的电感被表示为与交流电源13串联连接的电感器12。

二极管桥2对交流电压V_in进行全波整流。在二极管桥2和逆变器4之间设置中间电路3，二极管桥2的输出提供给中间电路3。中间电路3具有电容器31，二极管桥2的输出提供给电容器31的两端。电容器31的电容值C被设定得较小，例如20μF。电容器31通过减小该电容值C，可以做到小型化。

在电容器31的两端得到的整流电压v_dc输入逆变器4。在逆变器4中，根据从控制电路6得到的开闭信号T_u、T_v、T_w，进行该开关元件即晶体管的开闭。由此，向电机5提供三相电流i_u、i_v、i_w。

控制电路6被提供了交流电压V_in的相位θ_l、整流电压v_dc、电流i_u、i_v、i_w和电机5的转子的旋转位置角θ_m。这些参数可以使用公知技术检测。并且，控制电路6根据这些参数生成开闭信号T_u、T_v、T_w。

使电容器31的电容值C明显减小，根据上述参数适当控制开闭信号T_u、T_v、T_w来进行AC-AC转换的技术已被公知。此处把这种开闭控制称为无电容器式逆变器控制。无电容器式逆变器控制与将中间电路3替换为平滑电路301、302(分别如图15、图16所示)的普通电路相比，可以使包括电容器和逆变器的电路整体小型化，并且实现成本降低。虽然在平滑电路301中采用了平滑用大容量电容器CC和功率因数改善用电抗器LL，但根据无电容器式逆变器控制，即使不使用这种功率因数改善用电抗器LL，也能够抑制电源侧的功率因数降低。并且，在平滑电路302中还设置二极管DD和开关元件即晶体管QQ以构成斩波器(Chopper)电路，但根据无电容器式逆变器控制，即使不使用斩波器电路也能够抑制电源高次谐波。

无电容器式逆变器控制例如在非专利文献1中有所公开。在非专利文献1中，将以单相交流电源的几乎2倍的频率进行较大脉动的整流电压施加给逆变器。但是，通过适当控制该逆变器的开闭，输出三相交流电流。在非专利文献1中，关于单相无电容器式逆变器控制，公开如下，只要电容器的两端电压的最大值大于等于最小值的2倍，则功率因数就是大于等于97％的良好的值。

并且，作为本发明的相关内容列举了专利文献1。

专利文献1：日本特开2004-289985号公报

非专利文献1：高橋勲「高入力力率のダイオ一ド整流回路を持つPMモ一タのインバ一タ制御法」，平成12年電気学会全国大会4-149(平成12年3月)，第1591頁

如上所述，可以假设在采用无电容器式逆变器控制的多相电流供给电路的电源系统1中叠加了雷涌。因此，期望对电源系统1采取避雷措施。

图17是表示在图14所示的多相电流供给电路中，避雷器7设在电源系统1和二极管桥2之间的结构的电路图。二极管桥2通过避雷器7接受交流电压V_in。此处，避雷器7发挥抑制叠加在交流电压V_in上的雷涌电压的波高值控制单元的作用。

分析电源系统1叠加了雷涌时逆变器4受到的损伤。图18是表示交流电压V_in的波形101和整流电压v_dc的波形110的曲线图。此处，仿真交流电源13产生频率为50Hz、有效值为270V的正弦波状电压，在其峰值附近产生了宽度为50μs的数千伏雷涌的情况。另外，寄生的电感器12的电感L₀实际上由于各个地区的配电情况(电力线的长度、变压器的泄露电感的不同)，有可能存在偏差，但此处采用230μH进行了仿真。并且，电容器31的电容值C采用20μF。而且，假设交流电压V_in通过避雷器7被箝位于800V的情况。

整流电压v_dc的波形110在将要叠加雷涌之前与交流电压V_in的波形101几乎一致，但在叠加后上升得超过250V，波高值超过600V。然后，电流流向逆变器4，整流电压v_dc的波形110降低并再次与交流电压V_in的波形101一致。以后，整流电压v_dc不会降低到交流电压V_in左右，而采取几乎恒定的最小值。无电容器式逆变器进行在运转时使整流电压v_dc的(不考虑雷涌)最大值大于等于最小值的2倍的控制，结果，实现高功率因数运转。

另外，在逆变器4的待机动作中施加了雷涌时，电流不会从电容器31流向逆变器4，所以在叠加雷涌后依旧保持超过600V的波高值。

在逆变器4中使用的晶体管多数选择耐压在600V左右的部件，以便于小型化。因此，如图18所示，在交流电压V_in叠加了雷涌时，即使通过避雷器7使其值变小，逆变器4产生较大损伤的可能性仍然较大。

但是，这种现象在电容器31的电容值C较大的情况下，不会给逆变器4带来较大损伤。图19是表示交流电压V_in的波形101和整流电压v_dc的波形111的曲线图。但是，在图19的曲线图中，与图18的曲线图不同，表示电容器31的电容值C采用900μF时的仿真结果。该情况时，即使交流电压V_in上升到800V，整流电压v_dc也只能上升到四百几十伏左右。另外，由于电容值C非常大，所以整流电压v_dc在产生雷涌时的附近之外几乎保持交流电压V_in的波高值。

这被认为电容值C越小，因雷涌而经由二极管桥2流向电容器31的充电电流i_c越使电容器31产生更高的电压。换言之，为了进行具有上述优点的无电容器式逆变器控制，要求抑制因雷涌造成的电容器31的电压上升。

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而完成的，其目的在于，提供一种在叠加了雷涌时也会使中间电路中的电容器的电容明显减小，并且能够进行无电容器式逆变器控制的技术。

本发明的多相电流供给电路的第一方式，该电路包括：波高值抑制单元(7)，其连接输出交流电压的交流电源(13)，用于抑制叠加在所述交流电压上的雷涌电压；二极管组(2)，其通过所述波高值抑制单元从所述交流电源输入所述交流电压(V_in)，进行所述交流电压的全波整流；接受所述二极管组的输出的电容器(31)；与所述电容器并联连接的第1旁路(33)；以及逆变器(4)，其接受所述电容器的两端电压(v_dc)，输出多相交流电流(i_u，i_v，i_w)。所述电容器的两端电压的脉动最大值是其最小值的2倍以上，所述第1旁路具有电阻性元件(R_s)和电容性元件(C_s)的串联连接。

本发明的多相电流供给电路的第二方式，是在第一方式中，所述第1旁路(33)还具有与所述电阻性元件(R_s)和所述电容性元件(C_s)串联连接的二极管(D_s)。从所述二极管的阳极朝向阴极的方向与从所述电容器的高电位侧朝向低电位侧的方向一致。

本发明的多相电流供给电路的第三方式，是在第一或第二方式的任一方式中，该电路还具有与所述电容器(31)并联连接的第2旁路(34)。所述第2旁路在所述两端电压(v_dc)超过第1规定值时导通，低于在所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。

本发明的多相电流供给电路的第四方式，是在第三方式中，所述第2旁路(34)具有相互串联连接的电阻(R_B)和开关(Q)。在所述两端电压(v_dc)超过所述第1规定值时，所述开关导通，在所述两端电压(v_dc)低于所述第2规定值时，所述开关截止。

本发明的多相电流供给电路的第五方式，是在第一～第四方式的任一方式中，该电路还具有相对于所述电容器(31)和所述第1旁路(33、34)的并联连接而串联连接的电感器(32、8)。

本发明的多相电流供给电路的第六方式，该电路包括：波高值抑制单元(7)，其连接输出交流电压的交流电源(13)，用于抑制叠加在所述交流电压上的雷涌电压；二极管组(2)，其通过所述波高值抑制单元从所述交流电源输入所述交流电压(V_in)，进行所述交流电压的全波整流；接受所述二极管组的输出的电容器(31)；与所述电容器并联连接的第1旁路(33)；以及逆变器(4)，其接受所述电容器的两端电压(v_dc)，输出多相交流电流(i_u，i_v，i_w)。所述电容器的两端电压的脉动最大值是其最小值的2倍以上，所述第1旁路具有二极管(D_s)和电容性元件(C_s)的串联连接，从所述二极管的阳极朝向阴极的方向与从所述电容器的高电位侧朝向低电位侧的方向一致。

本发明的多相电流供给电路的第七方式，是在第六方式中，该电路还具有与所述电容器(31)并联连接的第2旁路(34)。所述第2旁路在所述两端电压(v_dc)超过第1规定值时导通，低于在所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。

本发明的多相电流供给电路的第八方式，是在第六方式中，所述第2旁路(34)具有相互串联连接的电阻(R_B)和开关(Q)。在所述两端电压(v_dc)超过所述第1规定值时，所述开关导通，在所述两端电压(v_dc)低于所述第2规定值时，所述开关截止。

本发明的多相电流供给电路的第九方式，是在第六～第八方式的任一方式中，该电路还具有相对于所述电容器(31)和所述第1旁路(33、34)的并联连接而串联连接的电感器(32、8)。

根据本发明的多相电流供给电路的第一方式～第九方式，即使在叠加了雷涌的情况下，也能够明显减小电容器的电容，进行无电容器式逆变器控制。

特别是在第二方式和第六方式中，可以通过二极管降低正常动作时的电力消耗。

特别是根据本发明的多相电流供给电路的第三方式和第七方式，能够进行两端电压不超过第1规定值的控制。

特别是根据本发明的多相电流供给电路的第四方式和第八方式，在两端电压超过第1规定值时，电阻相对于电容器并联连接，所以能够降低对电容器的充电速度，抑制两端电压的上升。

本发明可以实现一种驱动装置，该驱动装置包括：本发明的多相电流供给电路的第一方式～第九方式中任一方式所述的多相电流供给电路；以及被提供了所述多相的交流电流(i_u、i_v、i_w)的电机(5)。

通过设置上述驱动装置，还可以实现由其驱动的压缩机。

通过设置上述压缩机，还可以实现采用由其压缩的制冷剂进行制冷或制热的空气调和机。

本发明的目的、特征、方面和优点，根据以下具体说明及附图将更加明确。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式涉及的驱动装置的电路图。

图2是表示控制电路6的具体结构的方框图。

图3是同时表示避雷器7的结构及电源系统1和二极管桥2的电路图。

图4是表示本发明的第1实施方式的动作的曲线图。

图5是表示本发明的第1实施方式的第1变形涉及的驱动装置的中间电路3aa的结构的电路图。

图6是表示本发明的第1实施方式的第2变形涉及的驱动装置的电路图。

图7是表示在本发明的第2实施方式中采用的中间电路3b的结构的电路图。

图8是表示本发明的第2实施方式的动作的曲线图。

图9是表示本发明的第2实施方式的第1变形的动作的曲线图。

图10是表示本发明的第2实施方式的第2变形涉及的驱动装置的中间电路3c的结构的电路图。

图11是表示本发明的第2实施方式的第2变形的动作的曲线图。

图12是表示本发明的第3实施方式涉及的多相电流供给电路的一部分的电路图。

图13是表示本发明的第3实施方式涉及的多相电流供给电路的一部分的电路图。

图14是表示以往的多相电流供给电路的结构的电路图。

图15是表示以往的平滑电路的结构的电路图。

图16是表示以往的平滑电路的结构的电路图。

图17是表示设有避雷器7的多相电流供给电路的结构的电路图。

图18是表示设有避雷器7的多相电流供给电路的动作的曲线图。

图19是表示设有避雷器7的多相电流供给电路的动作的曲线图。

具体实施方式

第1实施方式

图1是表示本发明的第1实施方式涉及的驱动装置的电路图。该驱动装置具有作为驱动部的电机5、和向电机5提供多相电流的多相电流供给电路。

多相电流供给电路具有二极管桥2、中间电路3a、逆变器4、控制电路6和避雷器7。二极管桥2经由避雷器7连接着单相交流的电源系统1，单相交流电压V_in被全波整流。但是，如上面所述，在电源系统1中存在寄生电感，所以利用相对交流电源13串联连接的电感器12表示寄生电感。此处，寄生电感的值L₀采用230μH。

二极管桥2具有进行全波整流的功能，对交流电压V_in进行全波整流并输入中间电路3a。中间电路3a具有电容器31和电感器32，利用扼流圈输入式低通滤波器构成。具体地讲，电感器32的一端和电容器31的一端相连接，在电感器32的另一端和电容器31的另一端之间接受二极管桥2的输出，把电容器31的两端电压即整流电压v_dc输出给逆变器4。

电容器31的电容值C被设定为使整流电压v_dc以交流电压V_in的频率的2倍频率进行较大脉动，使整流电压v_dc的最大值为最小值的2倍以上。例如，电容值C设定为20μF，电感器32的电感L设定为300μH。这些数值相比在平滑电路301、302(分别参照图15和图16)中采用的电容值(例如900μF)和电感(例如6mH)非常小。

逆变器4向电机5提供三相电流i_u、i_v、i_w。电流i_u、i_v、i_w分别对应于U相、V相、W相。逆变器4包括：具有均连接在电容器31的一端上的集电极的3个晶体管(上臂侧晶体管)；以及具有均连接在电容器31的另一端上的发射极的3个晶体管(下臂侧晶体管)。上臂侧晶体管分别和各个下臂侧晶体管按照每个相形成对。形成对的上臂侧晶体管的发射极和下臂侧晶体管的集电极共同连接着，从该连接点输出电流i_u、i_v、i_w。上臂侧晶体管和下臂侧晶体管分别根据来自控制电路6的开闭信号T_u、T_v、T_w，控制导通/截止的开闭。开闭信号T_u、T_v、T_w分别对应于U相、V相、W相。

另外，为了使来自电机5的再生电流流过，针对上臂侧晶体管和下臂侧晶体管分别设置续流二极管，该续流二极管具有连接发射极的阳极和连接集电极的阴极。

控制电路6被提供了交流电压V_in的相位θ₁、产生于电容器31两端的整流电压v_dc、电流i_u、i_v、i_w及电机5的转子的旋转位置角(机械角)θ_m。这些参数可以使用公知技术检测。控制电路6也被输入电机5的旋转角速度(机械角的角速度)的指令值ω_m ^*、电流相位指令β^*。并且控制电路6根据这些参数生成开闭信号T_u、T_v、T_w。

图2是表示控制电路6的具体结构的方框图。控制电路6包括位置/速度运算部61、d-q坐标转换部62、速度控制运算部63、指令电流运算部64、电流控制运算部65、PWM(Pulse Wide Modulation)运算部66和PWM定时器部67，它们分别具有执行以下计算的功能。

位置/速度运算部61根据电机5的转子的机械角θ_m，求出电机5的转子的旋转角(电角θ_e)和旋转角速度(电角的角速度ω_e和机械角的角速度ω_m)并输出。d-q坐标转换部62从电流i_u、i_v、i_w和电机5的电角θ_e，根据式(1)求出所谓的d轴电流i_d和q轴电流i_q。在电机5内部确立的主磁通方向形成磁通的电流成分即磁通电流是所谓的d轴电流，与此相对，相位前进90度并直接控制转矩的转矩电流是所谓的q轴电流。

式(1)

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_e& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\·\·\·\left(1\right)$

速度控制运算部63根据电机5的机械角的角速度的指令值ω_m ^*和机械角的角速度ω_m，进行比例·积分运算(PI运算)，输出电机电流指令i_m ^*。另外，指令电流运算部64输入电机电流指令i_m ^*、电流相位指令β^*和相位θ₁，根据式(2)输出d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*。它们以交流电压V_in的2倍的频率脉动，较大地变动。

式(2)

$\left[\begin{array}{c}{i_d}^{*}\\ {i_q}^{*}\end{array}\right]=i_m*\left|\sin {\mathrm{\θ}}_1\right|\left[\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\β}}^{*}\\ \cos {\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

电流控制运算部65输入d轴电流i_d和q轴电流i_q、d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*、以及电角的角速度ω_e，根据式(3)输出d轴电压指令v_d ^*和q轴电压指令v_q ^*。其中，在式(3)中，K_d、K_q分别表示d轴和q轴的比例增益，L_d、L_q分别表示d轴和q轴的电机电感，φ_a表示电机反电动势常数。

式(3)

$\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}\\ {v_q}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-K_d& -{\mathrm{\ω}}_e{L}_d\\ {\mathrm{\ω}}_e{L}_d& -K_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{K_{\mathrm{did}}}^{*}\\ {K_{\mathrm{qiq}}}^{*}+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\φ}}_a\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$

PWM运算部66被输入转子的旋转角(电角)θ_e和d轴电压指令v_d ^*及q轴电压指令v_q ^*，根据式(4)生成各相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

式(4)

$\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\\ {v_w}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& -\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}\\ {v_q}^{*}\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

另外，PWM运算部66也输入整流电压v_dc，使用整流电压v_dc和各相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，根据式(5)求出各相的上臂侧晶体管的导通时间τ_j(j＝u、v、w)。其中，在式(5)中导入载波周期T_c。并且，在导通时间τ_j超过T_c时，把其值强制设为T_c，在导通时间τ_j小于0时，把其值强制设为0。

式(5)

${\mathrm{\τ}}_j=\frac{{v_j}^{*}+0.5*v_{\mathrm{dc}}}{v_{\mathrm{dc}}}{T}_c\·\·\·\left(5\right)$

PWM定时器部67按照每个载波周期T_c存储导通时间τ_u、τ_v、τ_w，把响应所存储的时间而使各相晶体管导通/截止的开闭信号T_u、T_v、T_w提供给逆变器4。

图3是同时表示作为避雷器7可以采用的结构及电源系统1和二极管桥2的电路图。在图3中，二极管桥2的一对输入线通过避雷器7具有的保护元件70相互连接。作为保护元件70，可以采用变阻器。

图4是表示图1所示多相电流供给电路中的交流电压V_in的波形101和整流电压v_dc的波形102的曲线图。与图18所示的仿真相同，仿真交流电源13产生频率为50Hz、有效值为270V的正弦波状电压，在其峰值附近产生了宽度为50μs的数千伏雷涌，交流电压V_in通过避雷器7被箝位于800V的情况。

整流电压v_dc的波形102在叠加了雷涌后也没有达到600V。这被认为由于从二极管桥2流向电容器31的充电电流i_c经过电感器32，所以充电电流i_c的变化变急剧的情况被电感器32阻碍。

另外，电感器32的电感L的期望值按照下面所述推算。但是，在逆变器4待机动作中、或者逆变器4虽然处于动作状态但在输出各线间电压0的过程中(3个上臂侧晶体管全部导通、或者3个下臂侧晶体管全部导通的任一状态)被施加了雷涌的情况下，电流不会从电容器31流向逆变器4。因此，与逆变器4动作时相比，在这些状态下推算所述电感L的期望值，将成为位于更加安全侧的推算。所以，在下面的叙述中假设电流不流向逆变器4的情况。

把电感器32的电感L和电感器12的电感L₀之和设为L_S，把电源电压设为V₂时，根据上述假设，流向电容器31的充电电流i_c流过电感器12和电感器32，所以式(6)的关系成立。但是，最终算式导入电荷量q(电流的时间积分)。并且，电源电压V₂通过二极管桥2被整流，其绝对值施加给电容器31。

式(6)

$V_2=L_S\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+\frac{1}{C}\∫i_c\mathrm{dt}$

$=L_S\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}q+\frac{1}{C}q\·\·\·\left(6\right)$

电源电压V₂的最大值V_M在产生雷涌之前已经施加给电容器31，所以充电电流i_c不会流过，电容器31的电压为V_M。

如果把箝位后的雷涌电压设为V_S，在式(6)中设V₂＝V_S，而且把i_c＝0和q＝C·V_M用作初始值来求解，则雷涌刚刚结束后(产生雷涌的ΔT之后)的电容器31的电压V_dc＝V_D和充电电流i_c＝i_cc分别如式(7)、式(8)所示。

式(7)

$V_D=V_S-(V_S-V_M)\cos \frac{\mathrm{\ΔT}}{\sqrt{L_{S}C}}\·\·\·\left(7\right)$

式(8)

$i_{\mathrm{cc}}=\sqrt{\frac{C}{L_S}}(V_S-V_M)\sin \frac{\mathrm{\ΔT}}{\sqrt{L_{S}C}}\·\·\·\left(8\right)$

雷涌的脉宽ΔT被设定为与交流电压V_in的周期相比非常短。因此，在雷涌产生的前后，电源电压V₂如波形101所示，可以近似于采取(不考虑雷涌)最大值V_M。在式(6)中，设为V₂＝V_M，并且把i_c＝i_cc、q＝C·V_D作为初始值再次求解。根据电感器的效果，在充电电流i_c流过的期间，电容器31的电压持续上升，所以在充电电流i_c为零的时刻，电容器31的电压V_dc为最大。该最大值V_N利用式(9)表示。

式(9)

$V_N=V_M+\sqrt{{(V_D-V_M)}^2+{i_{\mathrm{cc}}}^2\frac{L_S}{C}}\·\·\·\left(9\right)$

在该最大值V_N小于等于逆变器4的耐压时，可以进行保护而不受雷涌引起的破坏。

如果把式(7)、式(8)用于式(9)中，则电感器L_S利用式(10)求出。

式(10)

现在考虑具体的数值，如果采用C＝20μF、V_S＝800V、V_N＝600V、V_M＝2^0.5·270V、ΔT＝50μs，则从式(9)求出电感L_S约为450μH。根据式(10)，电感L_S越大则V_N越小，所以只要电感L_S大于等于约450μH，就能够保护逆变器4不会受到雷涌引起的破坏。

另外，将式(10)变形，可以求出LC谐振频率。如果采用V_S＝800V、V_N＝600V、V_M＝2^0.5·270V、ΔT＝50μs，则谐振频率为1681Hz，在电源频率为50Hz时是电源频率的34次，在电源频率为60Hz时是电源频率的28次。换言之，如果选择低于这些次数的L_S，就可以进行保护而不会受到雷涌引起的破坏。

在图4所示的仿真中使用的各个参数中，如果把电感器12的电感L₀设为230μH，把电感器32的电感L设为300μH，则大于在式(10)中得到的电感L_S。另外，图4表示逆变器4虽然处于动作状态，但在输出各线间电压0的过程中(3个上臂侧晶体管全部导通、或者3个下臂侧晶体管全部导通的任一状态)被施加了雷涌时的仿真结果。并且，图8、图9、图11、图19也表示相同情况时的仿真结果。

这样，在从电源系统1观看时，如果电感器相对电容器31串联连接，则可以获得上述效果。图5是表示本发明的第1实施方式的第1变形涉及的驱动装置的中间电路的电路图。作为中间电路3a可以采用的中间电路3a具有电容器31和两个电感器32a、32b。电感器32a、32b配置在相对于电容器31彼此相反的一侧，并且在从电源系统1观看时串联连接着。

图6是表示本发明的第1实施方式的第2变形涉及的驱动装置的电路图。中间电路3具有电容器31，但不具有电感器32。在避雷器7和二极管桥2之间设有电感器8来取代电感器32。电感器8相对电容器31串联连接。

流向电容器31的充电电流i_c，在第1变形中经过电感器32a、32b，在第2变形中经过电感器8，所以认为充电电流i_c的变化变急剧的情况被电感器8阻碍。因此，在这些变形中也能够抑制整流电压v_dc的上升。

当然，也可以在二极管桥2和避雷器7之间设置电感器8，在中间电路3a中设置电感器32(或者在中间电路3aa中设置电感器32a、32b)。因为这两个电感器8、32(或者3个电感器8、32a、32b)均相对电容器31串联连接。

这样，即使将电感器分开设置，也优选它们与系统电感器L₀之和大于等于在式(10)中得到的电感L_S。

如上所述，在叠加了雷涌的情况下，也能够明显减小电容器31的电容值C，进行无电容器式逆变器控制。而且，电感器32的尺寸可以小于在平滑电路301、302中采用的电抗器LL，不会明显妨碍中间电路的小型化。

第2实施方式

在第1实施方式中，相对电容器31串联连接电感器，由此抑制从二极管桥2到中间电路3的充电电流i_c的急剧变化。但是，也可以设置相对电容器31并联的旁路，使过剩的电流向该旁路释放。

图7是表示具有旁路33的中间电路3b的结构的电路图。在本实施方式中也采用图1所示的结构，但中间电路3a被替换为图7所示的中间电路3b。

中间电路3b具有电容器31，在其两端接受二极管桥2的输出，并把在电容器31的两端产生的整流电压v_dc输出给逆变器4。中间电路3b还具有相对电容器31并联连接的旁路33。

在旁路33中串联连接着二极管D_S、电阻R_S和电容器C_S，从二极管D_S的阳极朝向阴极的方向与从电容器31的高电位侧朝向低电位侧的方向一致。在图7中表示以下示例，二极管D_S的阳极连接电容器31的高电位侧一端，二极管D_S的阴极连接电阻R_S的一端，电阻R_S的另一端连接电容器C_S的一端，电容器C_S的另一端连接电容器31的低电位侧一端。另外，构成串联电路的二极管D_S、电阻R_S和电容器C_S的顺序可以更换。

图8是表示交流电压V_in的波形101、电容器C_S的两端电压的波形103和整流电压v_dc的波形104的曲线图。除了设有旁路33之外，仿真条件与获得图18所示曲线图的仿真条件相同。在旁路33的各个参数中，电阻R_S的电阻值为10Ω、电容器C_S的电容值为100μF。这种旁路33与在获得图19所示曲线图的仿真中采用的具有电容值900μF的电容器31相比，可以减小其尺寸。

并且，在将要产生雷涌之前，整流电压v_dc的波形104与交流电压V_in的波形101几乎一致。另一方面，电容器C_S的两端电压的波形103通过此前的动作被充电为交流电压V_in的波高值(2^0.5×270V)。但是，在产生雷涌、并且交流电压V_in朝向800V急剧上升时，通过二极管D_S，不仅电容器31，电容器C_S也被充电。但是，对电容器C_S充电的电流经由电阻R_S流过。因此，波形104所示的整流电压v_dc的上升相比波形103所示的电容器C_S的两端电压的上升更加急剧。但是，相比中间电路3(图15)中的充电电流i_c，可以使本实施方式中的充电电流i_c减小流向电容器C_S的充电电流部分。因此，整流电压v_dc不会达到600V。

然后，电流流向逆变器4，由此整流电压v_dc暂且与电容器C_S的两端电压几乎一致，但是再次降低为与交流电压V_in一致。以后，整流电压v_dc不会降低到交流电压V_in附近，而采取几乎恒定的最小值。无电容器式逆变器进行在运转时使整流电压v_dc的(不考虑雷涌)最大值为最小值的2倍以上的控制，其结果，实现高功率因数运转。

另一方面，在电容器C_S的两端电压与整流电压v_dc一致后，保持该电压。这是因为相比基于整流电压v_dc的二极管D_S的阳极侧电位，基于电容器C_S的两端电压的二极管D_S的阴极侧电位较高。

鉴于上述动作，二极管D_S不是必须的。但是，在无电容器式逆变器控制中，如上面所述，整流电压v_dc进行较大脉动。因此，如果旁路33不具有二极管D_S，则电容器C_S的两端电压也进行较大脉动。这在正常动作时将导致电容器C_S的充放电，产生电阻R_S的损耗。因此，为了降低正常动作中的电阻R_S的功耗，优选旁路33设有二极管D_S。当然，如第1实施方式所示，在使用电感器8、32、32a、32b的情况下不会产生这种功耗，从这一点讲，与旁路33不设置二极管D_S时相比有利。

另一方面，如果旁路33不设置电阻R_S，则对电容器C_S的充电急速进行，所以能够获取较多的流向旁路33的电流量。其结果，可以更加有效地抑制整流电压v_dc的上升。图9是表示作为本发明的第2实施方式的第1变形，去除电阻R_S，只利用电容器C_S和二极管D_S构成旁路33时的动作的曲线图。利用波形107表示电容器C_S的两端电压，利用波形108表示整流电压v_dc。

在第1变形中，与设置电阻R_S时相比，电容器C_S的两端电压升高。并且，优选旁路33设有电阻R_S，以便具有抑制因接通电源时的过渡现象造成的电容器C_S的两端电压乃至整流电压v_dc的异常上升的效果。

另外，虽然在仿真中没有考虑，但在电容器C_S中产生内部损耗。因此，在连接了二极管D_S时，在施加雷涌后上升的电容器C_S的两端电压，由于电容器C_S的内部损耗而以规定的时间常数降低，很快就与整流电压v_dc的(不考虑雷涌)最大值一致。在想要减小该时间常数时，在电容器C_S的两端连接放电电阻等即可。

如上所述，在产生了雷涌时，电容器31的电容值看起来增大，在正常动作时以本来的电容值C发挥作用。因此，在叠加雷涌的情况下，也能够明显减小电容器31的电容值C，进行无电容器式逆变器控制。而且，电容器C_S的电容也可以小于以往的图15和图16所示结构中采用的电容器CC的电容(例如900μF)。电容器C_S使电容器31的充电电流分支，能够进行抑制电压上升的动作，鉴于此，电容器C_S的电容虽然在电容器31的电容以上，但小于电容器CC的电容，具体地讲可以减小为例如约100μF。因此，电容器C_S不会明显妨碍中间电路的小型化。

图10是表示本发明的第2实施方式的第2变形涉及的驱动装置的中间电路的电路图。中间电路3c相对于中间电路3b，具有还包括电感器32的结构。具体地讲，电感器32相对于电容器31和旁路33的并联连接而串联连接着。通过把中间电路3c用作图1所示的中间电路3a，可以一并发挥第1实施方式所示的电感器32的作用、及第2实施方式所示的旁路33的作用。因此，可以更加有效地抑制产生了雷涌时的整流电压v_dc的电压上升。

图11是表示采用中间电路3c时的交流电压V_in的波形101、电容器C_S的两端电压的波形105、整流电压v_dc的波形106的曲线图。电感器32的电感L和旁路33的各个参数采用已经示出的值。比较只采用电感器32的波形102(图4)和只采用旁路33的波形104(图8)，判明产生雷涌时的整流电压v_dc的波高值较小。

当然，如在第1实施方式中说明的那样，还可以在二极管桥2和避雷器7之间设置电感器8。或者，也可以采用中间电路3b取代中间电路3c，并在二极管桥2和避雷器7之间设置电感器8。

第3实施方式

图12和图13均是表示本发明的第3实施方式涉及的多相电流供给电路的一部分的电路图。此处省略二极管桥2、逆变器4和避雷器7，但结构与图1所示相同。并且，在本实施方式中，采用中间电路3d(参照图12)或中间电路3e(参照图13)代替图1的中间电路3a。

中间电路3d构成为，在第1实施方式中，在使用图1说明的中间电路3a中，追加了相对电容器31并联连接的旁路34，中间电路3e构成为，在第2实施方式中，在使用图7说明的中间电路3b中，追加了相对电容器31并联连接的旁路34。旁路34具有开关元件即晶体管Q和电阻R_B的串联连接。

控制电路6根据整流电压v_dc，向晶体管Q的基极提供偏置电压CNQ。在整流电压v_dc超过第1规定值时，晶体管Q导通，在整流电压v_dc低于第2规定值(其小于第1规定值)时，晶体管Q截止。

这样，整流电压v_dc超过第1规定值而上升时，由于相对电容器31并联连接着电阻R_B，所以能够降低对电容器31的充电速度，抑制整流电压v_dc上升。并且，在低于第2规定值时，相对电容器31的并联连接解除，不会破坏正常动作中的无电容器式逆变器的动作。

当然，也可以在图6所示的作为第1实施方式的第2变形的中间电路3中，追加相对电容器31并联连接的旁路34。或者，在图7和图10所示的作为第2实施方式及其第2变形的中间电路3b、3c中，追加相对电容器31并联连接的旁路34。当然，在这些情况下，也可以实现不设置电阻R_S、二极管D_S(去除短路)的变形。

或者，还可以在图12所示的中间电路3d中不设置电感器32(去除短路)，而通过旁路34箝位整流电压v_dc。

针对快速变化的雷涌，为了使旁路34有效动作，要求晶体管Q快速动作。并且，需要与其匹配的驱动电路和雷涌检测电路。只要逆变器4在动作待机中，就要确保该驱动电路和雷涌检测电路的动作用电源。因此，从结构复杂度的观点考虑，采用旁路33更有利。

应用

具有本发明涉及的多相电流供给电路、被提供了多相交流电流i_u、i_v、i_w的电机5的驱动装置，例如可以驱动压缩机。该压缩机例如设在空气调和机中。空气调和机采用制冷剂进行制冷或制热，该制冷剂通过该压缩机被压缩。

以上具体说明了本发明，但上述说明仅是所有方面中的示例，本发明不限于此。没有示例的无数变形例可以解释为能够在不脱离本发明范围的情况下得到。

Claims (15)

1.一种多相电流供给电路，该电路包括：

波高值抑制单元(7)，其连接输出交流电压(V_in)的交流电源(13)，用于抑制叠加在所述交流电压上的雷涌电压；

二极管组(2)，其通过所述波高值抑制单元从所述交流电源输入所述交流电压(V_in)，进行所述交流电压的全波整流；

接受所述二极管组的输出的电容器(31)；

与所述电容器并联连接的第1旁路(33)；以及

逆变器(4)，其接受所述电容器的两端电压(v_dc)，输出多相交流电流(i_u，i_v，i_w)，

所述电容器的两端电压的脉动最大值是其最小值的2倍以上，

所述第1旁路具有电阻性元件(R_s)和电容性元件(C_s)的串联连接。

2.根据权利要求1所述的多相电流供给电路，所述第1旁路(33)还具有与所述电阻性元件(R_s)和所述电容性元件(C_s)串联连接的二极管(D_s)，

从所述二极管的阳极朝向阴极的方向与从所述电容器的高电位侧朝向低电位侧的方向一致。

3.根据权利要求1所述的多相电流供给电路，该电路还具有与所述电容器(31)并联连接的第2旁路(34)，

所述第2旁路在所述两端电压(v_dc)超过第1规定值时导通，低于在所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。

4.根据权利要求2所述的多相电流供给电路，该电路还具有与所述电容器(31)并联连接的第2旁路(34)，

所述第2旁路在所述两端电压(v_dc)超过第1规定值时导通，低于在所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。

5.根据权利要求3所述的多相电流供给电路，

所述第2旁路(34)具有相互串联连接的电阻(R_B)和开关(Q)，

在所述两端电压(v_dc)超过所述第1规定值时，所述开关导通，在所述两端电压低于所述第2规定值时，所述开关截止。

6.根据权利要求4所述的多相电流供给电路，

所述第2旁路(34)具有相互串联连接的电阻(R_B)和开关(Q)，

在所述两端电压(v_dc)超过所述第1规定值时，所述开关导通，在所述两端电压低于所述第2规定值时，所述开关截止。

7.根据权利要求1所述的多相电流供给电路，该电路还具有相对于所述电容器(31)和所述第1旁路(33；34)的并联连接而串联连接的电感器(32，8)。

8.根据权利要求2所述的多相电流供给电路，该电路还具有相对于所述电容器(31)和所述第1旁路(33；34)的并联连接而串联连接的电感器(32，8)。

9.一种多相电流供给电路，该电路包括：

波高值抑制单元(7)，其连接输出交流电压(V_in)的交流电源(13)，用于抑制叠加在所述交流电压上的雷涌电压；

二极管组(2)，其通过所述波高值抑制单元从所述交流电源输入所述交流电压(V_in)，进行所述交流电压的全波整流；

接受所述二极管组的输出的电容器(31)；

与所述电容器并联连接的第1旁路(33)；以及

逆变器(4)，其接受所述电容器的两端电压(v_dc)，输出多相交流电流(i_u，i_v，i_w)，

所述电容器的两端电压的脉动最大值是其最小值的2倍以上，

所述第1旁路具有二极管(D_s)和电容性元件(C_s)的串联连接，

从所述二极管的阳极朝向阴极的方向与从所述电容器的高电位侧朝向低电位侧的方向一致。

10.根据权利要求9所述的多相电流供给电路，该电路还具有与所述电容器(31)并联连接的第2旁路(34)，

所述第2旁路在所述两端电压(v_dc)超过第1规定值时导通，低于在所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。

11.根据权利要求10所述的多相电流供给电路，

所述第2旁路(34)具有相互串联连接的电阻(R_B)和开关(Q)，

在所述两端电压(v_dc)超过所述第1规定值时，所述开关导通，在所述两端电压低于所述第2规定值时，所述开关截止。

12.根据权利要求9所述的多相电流供给电路，该电路还具有相对于所述电容器(31)和所述第1旁路(33；34)的并联连接而串联连接的电感器(32，8)。

13.一种驱动装置，该驱动装置包括：

权利要求1～12中任一项所述的多相电流供给电路；以及

被提供了所述多相交流电流(i_u，i_v，i_w)的电动机(5)。

14.一种压缩机，该压缩机包括权利要求13所述的驱动装置，并由所述驱动装置驱动。

15.一种空气调和机，其包括权利要求14所述的压缩机，并采用通过所述压缩机压缩的制冷剂进行制冷或制热。