KR20070086988A - 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기 - Google Patents

다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기 Download PDF

Info

Publication number
KR20070086988A
KR20070086988A KR1020077015658A KR20077015658A KR20070086988A KR 20070086988 A KR20070086988 A KR 20070086988A KR 1020077015658 A KR1020077015658 A KR 1020077015658A KR 20077015658 A KR20077015658 A KR 20077015658A KR 20070086988 A KR20070086988 A KR 20070086988A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
capacitor
predetermined value
value
series
Prior art date
Application number
KR1020077015658A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101070969B1 (ko
Inventor
히로유키 야마이
모리미츠 세키모토
Original Assignee
다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 다이킨 고교 가부시키가이샤 filed Critical 다이킨 고교 가부시키가이샤
Publication of KR20070086988A publication Critical patent/KR20070086988A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101070969B1 publication Critical patent/KR101070969B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로는 다이오드 브릿지(2), 개재 회로(3a), 인버터(4), 제어 회로(6) 및 피뢰기(7)를 구비하고 있다. 다이오드 브릿지(2)에는 피뢰기(7)를 통하여 단상 교류의 전원 계통(1)이 접속되고 단상 교류 전압(Vin)이 전파 정류된다. 개재 회로(3a)는 콘덴서(31) 및 인덕터(32)를 가지고 있고, 초크 인풋형의 로우패스 필터로 구성되어 있다. 구체적으로는 인덕터(32)의 일단과 콘덴서(31)의 일단이 접속되고, 인덕터(32)의 타단과 콘덴서(31)의 일단 사이에 다이오드 브릿지(2)의 출력을 받고 콘덴서(31)의 양단에 생긴 정류 전압(Vdc)을 인버터(4)에 출력한다.

Description

다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기 {MULTI-PHASE CURRENT SUPPLYING CIRCUIT, DRIVING APPARATUS, COMPRESSOR, AND AIR CONDITIONER}
본 발명은 인버터 기술에 관한 것이다.
도 14는 종래의 다상 전류 공급 회로의 구성을 예시하는 회로도이다. 전원 계통(1)은 교류 전원(13)을 갖고, 다이오드 브릿지(2)에 교류 전압 Vin를 부여한다. 단 전원 계통(1)에 기생하는 인덕턴스는 교류 전원(13)과 직렬로 접속되는 인덕터(12)로서 나타내고 있다.
다이오드 브릿지(2)는 교류 전압 Vin에 대해서 전파 정류를 행한다. 다이오드 브릿지(2)와 인버터(4) 사이에는 개재 회로(3)가 개재하고 있고, 다이오드 브릿지(2)의 출력은 개재 회로(3)에 공급된다. 개재 회로(3)는 콘덴서(31)를 구비하고 있고, 다이오드 브릿지(2)의 출력은 콘덴서(31)의 양단에 부여된다. 콘덴서(31)의 용량치 C는 작고, 예를 들어 20μF로 선정된다. 콘덴서(31)는 그 용량치 C를 작게 함으로써 소형화할 수 있다.
콘덴서(31)의 양단에 있어서 얻어지는 정류 전압 vdc는 인버터(4)에 입력한 다. 인버터(4)에서는, 제어 회로(6)로부터 얻어지는 스위칭 신호 Tu, Tv, Tw에 의거하여 그 스위칭 소자인 트랜지스터의 스위칭이 행해진다. 이것에 의해, 모터(24)에는 삼상의 전류 iu, iv, iw가 공급된다.
제어 회로(6)에는 교류 전압 vin의 위상 θl과 정류 전압 vdc와 전류 iu, iv, iw 및 모터(5)의 회전자의 회전 위치각 θm이 부여된다. 이들의 제량은 주지의 기술을 이용하여 검출할 수 있다. 그리고 이들에 의거하여, 제어 회로(6)는 스위칭 신호 Tu, Tv, Tw를 생성한다.
콘덴서(31)의 용량치 C를 현저하고 작게 하고, 스위칭 신호 Tu, Tv, Tw를 상기 제량에 의거하여 적절히 제어하며, AC-AC 변환을 행하는 기술이 공지이다. 이러한 스위칭 제어를 여기에서는 콘덴서리스 인버터 제어라고 칭한다. 콘덴서리스 인버터 제어는 개재 회로(3)를 평활 회로(301, 302)(각각 도 15 및 도 16에 나타냄)에 치환한 통상의 회로와 비교하여, 콘덴서 및 인버터를 포함한 회로의 전체를 소형화하고 비용 저감을 초래할 수 있다. 평활 회로(301)에서는 평활용 대용량 콘덴서 CC 및 역률 개선용 리액터 LL를 채용하고 있지만, 콘덴서리스 인버터 제어에 의하면, 이러한 역률 개선용 리액터 LL를 이용하지 않아도 전원측의 역률 저하를 억제할 수 있다. 또한 평활 회로(302)에서는 또한 다이오드 DD 및 스위칭 소자인 트랜지스터 QQ도 추가로 설치하여 초퍼 회로를 구성하고 있지만, 콘덴서리스 인버터 제어에 의하면 초퍼 회로를 이용하지 않고 전원 고조파를 억제할 수 있다.
콘덴서리스 인버터 제어는 예를 들어 비특허 문헌 1에 개시되어 있다. 비특허 문헌 1에서는 단상의 교류 전원의 거의 2배의 주파수에서 크게 맥동하는 정류 전압이 인버터에 대해서 인가된다. 그러나 해당 인버터에서의 스위칭을 적절히 제어함으로써, 삼상 교류 전류를 출력한다. 비특허 문헌 1에서는 단상의 콘덴서리스 인버터 제어에 대해서, 콘덴서의 양단 전압의 최대치가 최소치의 2배 이상이면, 역률이 97% 이상인 양호한 값이 되는 것이 나타나 있다.
또한, 본건 발명에 관련하는 것으로서 특허 문헌 1을 들 수 있다.
특허 문헌 1：일본 공개특허공보 2004－289985호
비특허 문헌 1：타카하시 이사오 「고입력 역률의 다이오드 정류 회로를 갖는 PM 모터의 인버터 제어법」, 평성 12년 전기 학회 전국 대회 4-149(평성 12년 3월), 제1591페이지
전술과 같이 콘덴서리스 인버터 제어가 채용되는 다상 전류 공급 회로의 전원 계통(1)에 있어서, 번개 서지가 중첩하는 경우를 상정할 수 있다. 따라서 전원 계통(1)에 대해서 피뢰의 조치를 취하는 것이 바람직하다.
도 17은 도 14에 나타난 다상 전류 공급 회로에 있어서, 피뢰기(7)가 전원 계통(1)과 다이오드 브릿지(2) 사이에 개재하고 있는 구성을 나타내는 회로도이다. 다이오드 브릿지(2)는 피뢰기(7)를 통하여 교류 전압 Vin를 받게 된다. 여기서 피뢰기(7)는 교류 전압 Vin에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단으로서 기능한다.
전원 계통(1)에 있어서 번개 서지가 중첩한 경우에 인버터(4)가 받는 데미지에 대해 고찰한다. 도 18은 교류 전압 Vin의 파형(101) 및 정류 전압 vdc의 파형(110)을 나타내는 그래프이다. 여기에서는 교류 전원(13)이 주파수 50Hz, 실효치 270V인 정현파형상 전압을 발생하고, 그 피크 시 근방에서 폭 50μs의 수천 V의 번개 서지가 발생한 경우를 시뮬레이션하였다. 또한, 기생하는 인덕터(12)의 인덕턴스 L0는 실제로는, 지역마다의 배전 사정(전력선의 길이, 변압기의 누설 인덕턴스의 차이)에 기인한 불균일이 있을 수 있지만, 여기에서는 230μH를 채용하여 시뮬레이션하였다. 또한 콘덴서(31)의 용량치 C로서 20μF를 채용하였다. 그리고 피뢰기(7)에 의해 교류 전압 Vin는 800V로 클램프된 경우를 상정하고 있다.
정류 전압 vdc의 파형(110)은 번개 서지가 중첩하기 직전까지는, 거의 교류 전압 Vin의 파형(101)과 일치하고 있었지만, 중첩한 후에는 250V 강으로 상승하고, 파고치가 600V를 넘고 있다. 그 후, 인버터(4)로 전류가 흐름으로써 정류 전압 vdc의 파형(110)은 재차 교류 전압 Vin의 파형(101)과 일치하여 저하된다. 또한 그 후, 정류 전압 vdc는 교류 전압 Vin 정도로는 저하되지 않고, 거의 일정한 최소치를 취한다. 콘덴서리스 인버터는 운전 시에 정류 전압 Vdc의(서지를 고려하지 않음) 최대치가 최소치의 2배 이상이 되도록 제어가 행해지고, 그 결과, 고역률 운전을 실현한다.
또한 인버터(4)의 동작 대기 중에 번개 서지가 인가된 경우에는, 콘덴서(31)로부터 인버터(4)에 전류가 흐르는 일이 없기 때문에, 번개 서지 중첩 후에 600V를 넘은 파고치가 그대로 유지된다.
인버터 회로(4)에 사용하는 트랜지스터는 그 소형화 때문에 내압이 600V 정도인 부품이 선정되는 일도 많다. 따라서 도 18에 나타낸 바와 같이 교류 전압 Vin에 번개 서지가 중첩하면, 비록 피뢰기(7)에 의해 그 값이 작아져도, 인버터 회로(4)에 중대한 데미지가 발생할 가능성이 높다.
이러한 현상은, 그러나, 콘덴서(31)의 용량치 C가 큰 경우에는, 인버터 회로(4)에 큰 데미지를 주는 것은 아니다. 도 19는 교류 전압 Vin의 파형(101) 및 정류 전압 vdc의 파형(111)을 나타내는 그래프이다. 단 도 19의 그래프에서는, 도 18의 그래프와는 달리, 콘덴서(31)의 용량치 C로서 900μF를 채용한 경우의 시뮬레이션의 결과를 나타내고 있다. 이 경우, 교류 전압 Vin는 800V까지 상승해도, 정류 전압 vdc는 4백 수십V 정도 밖에 상승하고 있지 않다. 또한, 용량치 C가 매우 크기 때문에, 정류 전압 vdc는 서지 발생 시 부근 이외에서는 거의 교류 전압 Vin의 파고치를 유지하고 있다.
이것은 용량치 C가 작을수록 번개 서지에 의해 다이오드 브릿지(2)를 통하여 컨덴서(31)로 흐르는 충전 전류 ic가, 보다 높은 전압을 콘덴서(31)에 발생시키기 때문이라고 생각된다. 바꾸어 말하면, 상기의 이점을 갖는 콘덴서리스 인버터 제어를 행하기 위해서는 번개 서지에 의한 콘덴서(31)의 전압 상승을 억제하는 것이 요구된다.
본 발명은 이러한 문제를 감안하여 이루어진 것으로, 번개 서지가 중첩하는 경우에도 개재 회로에서의 콘덴서의 용량을 현저하게 작게 하여 콘덴서리스 인버터 제어를 행하는 것이 가능한 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제1 양태는, 교류 전압을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고, 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과 상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과, 상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와, 상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받고 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)와, 상기 콘덴서와 직렬로 접속되는 인버터(32, 8)를 구비한다. 그리고, 상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제2 양태는, 교류 전압을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과, 상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과, 상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와, 상기 콘덴서에 병렬로 접속된 제1 측로(33)와, 상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받고 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)를 구비한다. 상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이며, 상기 제1 측로는 저항성 소자(RS) 및 용량성 소자(CS)의 직렬 접속을 갖는다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제3 양태는, 제2 양태로서 상기 제1 측로(33)는 상기 저항성 소자(RS) 및 상기 용량성 소자(CS)에 직렬로 접속되는 다이오드(DS)를 더 갖는다. 상기 다이오드의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향이 상기 콘덴서의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향과 일치한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제4 양태는 교류 전압을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고, 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과, 상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과, 상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와, 상기 콘덴서에 병렬로 접속된 제1 측로(33)와, 상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받아 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)를 구비한다. 상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이며, 상기 제1 측로는 다이오드(DS) 및 용량성 소자(CS)의 직렬 접속을 가지고, 상기 다이오드의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향이 상기 콘덴서의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향과 일치한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제5 양태는, 제2 양태 내지 제4 양태의 어느 하나로서, 상기 콘덴서(31)에 병렬로 접속된 제2 측로(34)를 더욱 갖는다. 상기 제2 측로는 상기 양단 전압(vdc)이 제1 소정치를 넘으면 도통하고, 상기 제1 소정치 이하의 제2 소정치를 하회하면 비도통한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제6 양태는, 제5 양태로서 상기 제2 측로(34)는 서로 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖는다. 상기 양단 전압(vdc)이 상기 제1 소정치를 넘으면 상기 스위치가 온하고, 상기 양단 전압이 상기 제2 소정치를 하회하면 상기 스위치가 오프한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제7 양태는, 교류 전압(Vin)을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과, 상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과, 상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와, 상기 콘덴서에 병렬로 접속된 제1 측로(34)와, 상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받아 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)를 구비하는 다상 전류 공급 회로이다. 상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이며, 상기 제1 측로는 상기 양단 전압(vdc)이 제1 소정치를 넘으면 도통하고, 상기 제1 소정치 이하의 제2 소정치를 하회하면 비도통한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제8 양태는, 제7 양태로서, 상기 제1 측로(34)는 서로 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖고, 상기 양단 전압(vdc)이 상기 제1 소정치를 넘으면 상기 스위치가 온하고, 상기 양단 전압이 상기 제2 소정치를 하회하면 상기 스위치가 오프한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제9 태양은 제2 태양 내지 제8 태양의 어느 하나로서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비한다
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제1 양태 내지 제9 양태에 의하면, 번개 서지가 중첩하는 경우에도 콘덴서의 용량을 현저하게 작게 하여 콘덴서리스 인버터 제어를 행할 수 있다.
특히 제3 양태 및 제4 양태에 있어서 다이오드에 의해, 통상 동작 시에서의 전력 소비를 저감시킬 수 있다.
특히 본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제5 양태 및 제7 양태에 의하면, 양단 전압이 제1 소정치를 웃돌지 않는 제어가 행해진다.
특히 본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제6 양태 및 제8 양태에 의하면, 양단 전압이 제1 소정치를 넘으면 콘덴서에 대해서 저항이 병렬 접속되므로, 콘덴서로의 충전 속도를 낮추어 양단 전압의 상승을 억제한다.
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로의 제1 양태 내지 제9 양태의 어느 하나에 기재된 다상 전류 공급 회로와, 상기 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)가 공급되는 모터(5)를 구비한 구동 장치를 얻을 수 있다.
상기의 구동 장치를 구비하고, 이것에 의해 구동되는 압축기를 얻을 수도 있다.
상기의 압축기를 구비하고, 이것에 의해 압축되는 냉매를 채용하여 냉방 혹은 난방을 행하는 공기 조화기를 얻을 수도 있다.
본 발명의 목적, 특징, 국면 및 이점은 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해 보다 명백해진다.
도 1은 본 발명의 제1 실시의 형태에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 2는 제어 회로(6)의 상세한 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3은 피뢰기(7)의 구성을, 전원 계통(1) 및 다이오드 브릿지(2)와 함께 나타내는 회로도이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시의 형태에서의 동작을 나타내는 그래프이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시의 형태의 제1 변형에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 6은 본 발명의 제1 실시의 형태의 제2 변형에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 7은 본 발명의 제2 실시의 형태에 있어서 채용되는 개재 회로(3b)의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 8은 본 발명의 제2 실시의 형태에서의 동작을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 제2 실시의 형태의 제1 변형에서의 동작을 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 제2 실시의 형태의 제2 변형에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다.
도 11은 본 발명의 제2 실시의 형태의 제2 변형에서의 동작을 나타내는 그래프이다.
도 12는 본 발명의 제3 실시의 형태에 따른 다상 전류 공급 회로의 일부를 나타내는 회로도이다.
도 13은 본 발명의 제3 실시의 형태에 따른 다상 전류 공급 회로의 일부를 나타내는 회로도이다.
도 14는 종래의 다상 전류 공급 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 15는 종래의 평활 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 16은 종래의 평활 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 17은 피뢰기(7)가 설치된 다상 전류 공급 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 18은 피뢰기(7)가 설치된 다상 전류 공급 회로의 동작을 나타내는 그래프이다.
도 19는 피뢰기(7)가 설치된 다상 전류 공급 회로의 동작을 나타내는 그래프이다.
제1 실시의 형태
도 1은 본 발명의 제1 실시의 형태에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 해당 구동 장치는 구동부인 모터(5)와, 여기에 다상 전류를 공급하는 다상 전류 공급 회로를 구비하고 있다.
다상 전류 공급 회로는 다이오드 브릿지(2), 개재 회로(3), 인버터(4), 제어 회로(6) 및 피뢰기(7)을 구비하고 있다. 다이오드 브릿지(2)에는 피뢰기(7)을 통하여 단상 교류의 전원 계통(1)이 접속되고, 단상 교류 전압 Vin이 전파 정류된다. 단, 전술과 같이 전원 계통(1)에는 기생 인덕턴스가 존재하므로, 교류 전원(13)에 대해서 직렬로 접속된 인덕터(12)로 기생 인덕턴스를 표시하고 있다. 여기서 기생 인덕턴스의 값 L0으로서 230μH를 채용하였다.
다이오드 브릿지(2)는 전파 정류를 행하는 기능을 갖고, 교류 전압 Vin를 전파 정류하여 개재 회로(3)에 입력한다. 개재 회로(3)는 콘덴서(31) 및 인덕터(32)를 갖고 있고, 초크 인풋형 로우 패스 필터로 구성되어 있다. 구체적으로는 인덕터(32)의 일단과 콘덴서(31)의 일단이 접속되고, 인덕터(32)의 타단과 콘덴서(31)의 일단 사이에 다이오드 브릿지(2)의 출력을 받아 콘덴서(31)의 양단 전압인 정류 전압 vdc를 인버터(4)에 출력한다.
콘덴서(31)의 용량치 C는 정류 전압 vdc가 교류 전압 Vin의 주파수의 2배인 주파수로 크게 맥동하고, 정류 전압 vdc의 최대치가 최소치의 2배 이상이 되도록 설정된다. 예를 들어 용량치 C는 20μF로, 인덕터(32)의 인덕턴스 L을 300μH로 각각 설정한다. 이러한 값은 평활 회로(301, 302)(각각 도 15 및 도 16 참조)에 있어서 채용되고 있던 용량치(예를 들어 900μF)나 인덕턴스(예를 들어 6mH)와 비교하여 매우 작다.
인버터(4)는 삼상의 전류 iU, iV, iW를 모터(5)에 공급한다. 전류 iU, iV, iW는 각각 U상, V상, W상에 대응한다. 인버터(4)는 모두 콘덴서(31)의 일단에 접속되는 콜렉터를 갖는 3개의 트랜지스터(어퍼 아암측 트랜지스터)와, 모두 콘덴서(31)의 타단에 접속되는 이미터를 갖는 3개의 트랜지스터(로어 아암측 트랜지스터)를 구비하고 있다. 어퍼 아암측 트랜지스터의 각각은, 로어 아암측 트랜지스터의 각각과 상마다 쌍을 이룬다. 쌍을 형성하는 어퍼 아암측 트랜지스터의 이미터와 로어 아암측 트랜지스터의 콜렉터는 공통으로 접속되고, 그 접속점으로부터 전류 iU, iV, iW가 출력된다. 어퍼 아암측 트랜지스터 및 로어 아암측 트랜지스터의 각각은, 제어 회로(6)로부터의 스위칭 신호 TU, TV, TW에 의거하여 온/오프의 스위칭이 제어된다. 스위칭 신호 TU, TV, TW는 각각 U상, V상, W상에 대응한다.
또한, 모터(5)로부터의 회생 전류를 흘리기 위해서, 어퍼 아암측 트랜지스터 및 로어 아암측 트랜지스터의 각각에 대해서, 이미터에 접속된 애노드와 콜렉터에 접속된 캐소드를 갖는 프리 휠 다이오드가 설치되어 있다.
제어 회로(6)에는 교류 전압 Vin의 위상 θl과, 콘덴서(31)의 양단에 발생하는 정류 전압 vdc과, 전류 iU, iV, iW 및 모터(5)의 회전자의 회전 위치각(기계각) θm이 주어진다. 이들 제량은 주지의 기술을 이용하여 검출할 수 있다. 제어 회로(6)에는 모터(5)의 회전 각속도(기계각의 각속도)의 지령치 ωm *, 전류 위상 지령 β*도 입력한다. 그리고 이들에 의거하여, 제어 회로(6)는 스위칭 신호 TU, TV, TW를 생성한다.
도 2는 제어 회로(6)의 상세한 구성을 나타내는 블록도이다. 제어 회로(6)는 위치·속도 연산부(61), d-q 좌표 변환부(62), 속도 제어 연산부(63), 지령 전류 연산부(64), 전류 제어 연산부(65), PWM(Pulse Wide Modulation) 연산부(66), PWM 타이머부(67)를 구비하고 있고, 각각 하기의 계산을 실행하는 기능을 갖고 있다.
위치·속도 연산부(61)는 모터(5)의 회전자의 기계각 θm에 의거하여, 모터(5)의 회전자의 회전각(전기각 θe)과 회전 각속도(전기각의 각속도 ωe 및 기계각의 각속도 ωm)를 구하여 출력한다. d－q 좌표 변화부(62)는 전류 iU, iV, iW와 모터(5)의 전기각 θe으로부터, 식 (1)에 의거하여 이른바 d축 전류 id 및 q축 전류 iq를 구한다. 모터(5) 내부에 확립한 주자속 방향으로 자속을 만드는 전류 성분인 자속 전류가 이른바 d축 전류이며, 이것에 대해서 위상적으로 90도 진행되어 토크 를 직접 제어하는 토크 전류가 이른바 q축 전류이다.
Figure 112007049733546-PCT00001
속도 제어 연산부(63)는 모터(5)의 기계각의 각속도의 지령치 ωm *과 기계각의 각속도 ωm에 의거하여 비례·적분 연산(PI 연산)을 행하여 모터 전류 지령 im *를 출력한다. 또한, 지령 전류 연산부(64)는 모터 전류 지령 im *와 전류 위상 지령 β*와 위상각 θl을 입력하고, 식 (2)에 의거하여 d축 전류 지령 id * 및 q축 전류 iq *를 출력한다. 이들은 교류 전압 Vin의 2배의 주파수의 리플로 크게 변동한다.
Figure 112007049733546-PCT00002
전류 제어 연산부(65)는 d축 전류 id 및 q축 전류 iq 및 d축 전류 지령 id * 및 q축 전류 iq * 및 전기각의 각속도 ωe를 입력하고, 식 (3)에 의거하여 d축 전압 지령 vd * 및 q축 전압 지령 vq *를 출력한다. 단, 식 (3)에 있어서 Kd, Kq는 각각 d축 및 q축의 비례 게인이며, Ld, Lq는 각각 d축 및 q축의 모터 인덕턴스이며, φa는 모터 역기 전압 상수이다.
Figure 112007049733546-PCT00003
PWM 연산부(66)에는 회전자의 회전각(전기각) θe 및 d축 전압 지령 vd * 및 d축 전압 지령 vq *을 입력하고, 식 (4)에 의거하여 각 상전압 지령 vu *, vv *, vw *을 생성한다.
Figure 112007049733546-PCT00004
또한, PWM 연산부(66)는 정류 전압 vdc도 입력하고, 이것과 각 상전압 지령 vu *, vv *, vw *를 이용하여, 식 (5)에 의거하여 각 상의 어퍼 아암측 트랜지스터의 온 시간 τj(j=u, v, w)를 구한다. 단, 식 (5)에 있어서, 캐리어 주기 Tc를 도입하고 있다. 또한 온 시간 τj이 Tc를 넘는 경우에는 그 값을 강제적으로 Tc로 하고, 온 시간 τj이 0 미만이 되는 경우에는 그 값을 강제적으로 0으로 한다.
Figure 112007049733546-PCT00005
PWM 타이머부(67)는 온 시간 τu, τv, τw을 캐리어 주기 Tc마다 기억하고, 기억된 시간에 응답하여 각 상트랜지스터를 온·오프하는 스위칭 신호 Tu, Tv, Tw를 인버터(4)에 부여한다.
도 3은 피뢰기(7)로서 채용할 수 있는 구성을, 전원 계통(1) 및 다이오드 브릿지(2)와 함께 나타내는 회로도이다. 도 3에서는 다이오드 브릿지(2)의 한 쌍의 입력선은 피뢰기(7a)가 갖는 보호 소자(70)에 의해 서로 접속되어 있다. 보호 소자(70)로서는 배리스터를 채용할 수 있다.
도 4는 도 1에 나타난 다상 전류 공급 회로에서의, 교류 전압 Vin의 파형(101) 및 정류 전압 vdc의 파형(102)을 나타내는 그래프이다. 도 18에 나타낸 시뮬레이션과 동일하게, 교류 전원(13)이 주파수 50Hz, 실효치 270V인 정현파형상 전압을 발생하고, 그 피크 시 근방에서 폭 50μs인 수천 V의 번개 서지가 발생하며, 피뢰기(7)에 의해 교류 전압 Vin는 800V로 클램프된 경우에 대해 시뮬레이션되고 있다.
정류 전압 vdc의 파형(102)은 번개 서지가 중첩한 후에도 600V에는 달하지 않는다. 다이오드 브릿지(2)로부터 콘덴서(31)로 흐르는 충전 전류 ic는 인덕터(32)를 경유하기 때문에, 충전 전류 ic의 변화가 급준해지는 것은 인덕터(32)에 의해 방해되기 때문이라고 생각된다.
그런데, 인덕터(32)의 인덕턴스 L의 바람직한 값은 하기와 같이 추측된다. 단, 인버터(4)의 동작 대기 중 혹은, 인버터(4)는 동작 상태이지만 각 선간 전압 0을 출력 중(상 아암 트랜지스터의 3개 모두 온, 혹은 하 아암 트랜지스터의 3개 모두 온의 어느 한 쪽의 상태)에 번개 서지가 인가된 경우에는, 콘덴서(31)로부터 인버터(4)에 전류가 흐르지 않는다. 따라서 인버터(4)가 동작하고 있는 경우와 비교하여, 이러한 상태로 상기 인덕턴스 L의 바람직한 값을 추측하는 것은, 보다 안전측에 선 추측이 된다. 따라서 하기에서는 인버터(4)에는 전류가 흐르지 않는 경우를 상정하고 있다.
인덕터(32)의 인덕턴스 L와 인덕터(12)의 인덕턴스 L0의 합을 LS로 하고, 전원 전압을 V2 로 하면, 전술한 상정에 의거하여 콘덴서(31)로 흐르는 충전 전류 ic가 인덕터(12) 및 인덕터(32)를 흐르므로 식 (6)의 관계가 성립한다. 단 최종식은 전하량 q(전류의 시간 적분)를 도입하고 있다. 또한 전원 전압 V2는 다이오드 브릿지(2)에 의해 정류되고, 그 절대치가 콘덴서(31)에 인가된다.
Figure 112007049733546-PCT00006
번개 서지가 발생하기 전에 전원 전압 V2의 최대치 VM가 이미 콘덴서(31)에 인가되어 있으므로, 충전 전류 ic는 흐르지 않고 콘덴서(31)의 전압은 VM가 되고 있다.
클램프된 후의 번개 서지의 전압을 VS로 하면, 식 (6)에서 V2=VS로 두고 게다가 ic=0 및 q=C·VM를 초기값으로 채용하여, 값을 구하면, 번개 서지의 종료의 직후(번개 서지 발생의 ΔT 후)에서의 콘덴서(31)의 전압 Vdc=VD 및 충전 전류 ic=icc는 각각 식 (7) (8)이 된다.
Figure 112007049733546-PCT00007
Figure 112007049733546-PCT00008
번개 서지의 펄스 폭 ΔT는 교류 전압 Vin의 주기와 비교하여 매우 짧다고 상정된다. 따라서 번개 서지 발생의 전후로 전원 전압 V2은, 파형(101)에 나타나는 바와 같이(서지를 고려하지 않음) 최대치 VM을 취하고 있으면 유사할 수 있다. 식(6)에 있어서 V2=VM로 두고, 그리고 ic=icc, q=C·VD를 초기값으로서 재차 푼다. 인덕터의 효과로 충전 전류 iC가 흐르고 있는 동안은 콘덴서(31)의 전압은 상승을 계속하기 때문에, 충전 전류 iC가 제로로 된 시점에서 콘덴서(31)의 전압 Vdc는 최대가 된다. 그 최대치 VN은 식 (9)로 나타난다.
Figure 112007049733546-PCT00009
이 최대치 VN가 인버터(4)의 내압 이하이면 번개 서지에 기인하는 파괴로부터 보호할 수 있다.
식 (9)에 식 (7) (8)을 이용하면, 인덕턴스 LS는 식 (10)에서 구해진다.
Figure 112007049733546-PCT00010
지금, 구체적인 수치를 고려하면, C=20μF, VS=800V, VN=600V, VM=20.5·270V, ΔT=50μs를 이용하면, 식 (9)로부터 인덕턴스 LS는 약 450μH로 구해진다. 식 (10)으로부터, 인덕턴스 LS가 클수록 VN은 작아지므로, 인덕턴스 LS가 약 450μH 이상이면 인버터(4)를 번개 서지에 기인하는 파괴로부터 보호할 수 있다.
또한, 식 (10)을 변형하여 LC 공진 주파수를 구할 수 있다. VS=800V, VN=600V, VM=20.5·270V, ΔT=50μs를 채용하여 공진 주파수는 1681Hz가 되고, 전원 주파수가 50Hz인 경우이면 전원 주파수의 34차, 전원 주파수가 60Hz인 경우이면 전원 주파수의 28차가 된다. 바꾸어 말하면, 이러한 차수보다 낮아지도록 LS를 선택하면, 번개 서지에 기인하는 파괴로부터 보호할 수 있다.
도 4로 나타난 시뮬레이션으로 이용한 제원(諸元)에서는, 인덕터(12)의 인덕턴스를 230μH로 하고, 인덕터(32)의 인덕턴스를 300μH로 하고 있으며, 식 (10)에서 얻어지는 인덕턴스 LS보다도 크다. 또한, 도 4는 인버터(4)는 동작 상태이지만 각 선간 전압 O을 출력 중(상 아암 트랜지스터의 3개 모두 온, 혹은 하 아암 트랜지스터의 3개 모두 온의 어느 한 쪽의 상태)에 번개 서지가 인가된 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다. 그리고, 도 8, 도 9, 도 11, 도 19도 동일한 경우의 시뮬레이션 결과이다.
이와 같이 전원 계통(1)으로부터 보아 콘덴서(31)에 대해서 직렬로 인덕터가 접속되면, 상기의 효과를 얻을 수 있다. 도 5는 본 발명의 제1 실시의 형태의 제1 변형에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 개재 회로(3)로서 채용 가능한 개재 회로(3a)는 콘덴서(31) 및 두 개의 인덕터(32a, 32b)를 갖고 있다. 인덕 터(32a, 32b)는 콘덴서(31)에 대해서, 서로 반대측에 배치되면서 전원 계통(1)으로부터 보아 직렬로 접속되고 있다.
도 6은 본 발명의 제1 실시의 형태의 제2 변형에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 개재 회로(3)는 콘덴서(31)를 갖고 있지만, 인덕터(32)를 갖고 있지는 않았다. 인덕터(32) 대신에 피뢰기(7)와 다이오드 브릿지(2) 사이에 인덕터(8)가 삽입되어 있다. 인덕터(8)는 콘덴서(31)에 대해서 직렬로 접속된다.
콘덴서(31)로 흐르는 충전 전류 ic는 제1 변형에 있어서는 인덕터(32a, 32b)를, 제2 변형에 있어서는 인덕터(8)를 각각 경유하기 때문에, 충전 전류 ic의 변화가 급준해지는 것은 인덕터(8)에 의해 방해된다고 생각된다. 따라서 이러한 변형에 있어서도 정류 전압 vdc의 상승을 억제할 수 있다.
물론 다이오드 브릿지(2)와 피뢰기(7) 사이에 인덕터(8)를, 개재 회로(3a)에 있어서 인덕터(32)(혹은 개재 회로(3aa)에 있어서 인덕터(32a, 32b))를 각각 설치해도 좋다. 이러한 2개의 인덕터(8, 32)(혹은 3개의 인덕터(8, 32a, 32b)도 모두, 콘덴서(31)에 대해서 직렬로 접속되기 때문이다.
이렇게 인덕터를 분할하여 설치해도, 이들과 계통 인덕턴스 L0의 합이 식 (10)에서 얻어지는 인덕턴스 Ls 이상인 것이 바람직하다.
이상과 같이 번개 서지가 중첩하는 경우에도, 콘덴서(31)의 용량치 C를 현저하게 작게 하여 콘덴서리스 인버터 제어를 행하는 것이 가능해진다. 또한 인덕 터(32)의 사이즈는 평활 회로(301, 302)에서 채용되는 인덕터 LL보다도 작게 할 수 있고, 개재 회로의 소형화를 현저하게 저해하는 일도 없다.
제2 실시의 형태
제1 실시의 형태에서는 콘덴서(31)에 대해서 직렬로 인덕터를 접속함으로써, 다이오드 브릿지(2)로부터 개재 회로(3)로 충전 전류 ic의 급준한 변화를 억제하였다. 그러나 콘덴서(31)에 대해서 병렬로 측로를 설치하여 과잉인 전류를 해당 측로로 놓아주어도 된다.
도 7은, 이러한 측로(33)를 갖는 개재 회로(3b)의 구성을 나타내는 회로도이다. 본 실시의 형태에 있어서도, 도 1에 나타난 구성이 채용되지만, 개재 회로(3a)는 도 7에 나타나는 개재 회로(3b)에 치환된다.
개재 회로(3b)는 콘덴서(31)를 갖고 있고, 그 양단에 다이오드 브릿지(2)의 출력을 받아 콘덴서(31)의 양단에 생긴 정류 전압 vdc를 인버터(4)에 출력한다. 개재 회로(3b)는 또한, 콘덴서(31)에 대해서 병렬로 접속된 측로(33)를 갖는다.
측로(33)에 있어서는, 다이오드 DS, 저항 RS 및 콘덴서 CS가 직렬로 접속되어 있고, 다이오드 DS의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향은, 콘덴서(31)의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향과 일치한다. 도 7에서는 다이오드 DS의 애노드가 콘덴서(31)의 고전위측의 일단에, 다이오드 DS의 음극이 저항 RS의 일단에, 저항 RS의 타단이 콘덴서 CS의 일단에, 콘덴서 CS의 타단이 콘덴서(31)의 저전위측의 일단 에 각각 접속되어 있는 경우가 예시되어 있다. 또한, 직렬 회로를 구성하는 다이오드 DS, 저항 RS, 콘덴서 CS의 순서는 바꾸어도 좋다.
도 8은 교류 전압 Vin의 파형(101), 콘덴서 CS의 양단 전압의 파형(103), 정류 전압 vdc의 파형(104)을 나타내는 그래프이다. 측로(33)를 설치한 것 이외의 시뮬레이션 조건은, 도 18에 나타난 그래프를 얻은 시뮬레이션과 동일한 조건으로 하였다. 측로(33)의 제원은, 저항 RS의 저항값을 10Ω, 콘덴서 CS의 용량치를 100μF로 하였다. 이러한 측로(33)는 도 19에 나타난 그래프를 얻은 시뮬레이션에서 채용된 용량치 900μF를 갖는 콘덴서(31)와 비교해도 그 치수를 작게 할 수 있다.
그런데, 번개 서지가 발생하기 직전까지는, 정류 전압 vdc의 파형(104)은 거의 교류 전압 Vin의 파형(101)과 일치하고 있다. 한편, 콘덴서 CS의 양단 전압의 파형(103)은 그때까지의 동작에 의해 교류 전압 Vin의 파고치(20.5×270V)로 충전되고 있다. 그러나 번개 서지가 발생하고, 교류 전압 Vin가 800V를 향하여 급격하게 상승하면, 다이오드 DS를 통하여 콘덴서(31) 뿐만 아니라 콘덴서 CS도 충전된다. 단, 콘덴서 CS를 충전하는 전류는 저항 RS을 통하여 흐른다. 따라서 파형(104)에 나타나는 정류 전압 vdc의 상승은, 파형(103)에 나타나는 콘덴서 CS의 양단 전압의 상승보다도 급준하기는 하다. 단, 콘덴서 CS에 흐르는 충전 전류만큼 개재 회 로(3)(도 15)에서의 충전 전류 iC보다도, 본 실시의 형태에서의 충전 전류 iC는 작게 할 수 있다. 따라서 정류 전압 vdc도 600V에 이르는 일이 없다.
그 후, 인버터(4)로 전류가 흐름으로써 정류 전압 vdc은 일단 콘덴서 CS의 양단 전압에 거의 일치하지만, 다시 교류 전압 Vin과 일치하여 저하된다. 또한, 그 후, 정류 전압 vdc은 교류 전압 Vin 정도로는 저하하지 않고, 거의 일정한 최소치를 취한다. 콘덴서리스 인버터는 운전시에 정류 전압 vdc의 (서지를 고려하지 않은)최대치가, 최소치의 2배 이상이 되도록 제어가 행해지고, 그 결과, 고역률 운전을 실현한다.
한편, 콘덴서 CS의 양단 전압은 정류 전압 vdc와 일치한 후에는, 그 전압을 유지한다. 정류 전압 vdc에 의거하는 다이오드 DS의 애노드측의 전위보다도 콘덴서 CS의 양단 전압에 의거하는 다이오드 DS의 캐소드측의 전위가 높기 때문이다.
상기 동작을 감안하면, 다이오드 DS는 필수는 되지 않는다. 그러나 콘덴서리스 인버터 제어에서는, 전술한 바와 같이 정류 전압 vdc이 크게 맥동한다. 따라서 측로(33)가 다이오드 DS를 구비하고 있지 않으면 콘덴서 CS의 양단 전압도 크게 맥동한다. 이것은 통상 동작에 있어서 콘덴서 CS의 충방전을 초래하고, 저항 RS에서의 손실이 발생한다. 따라서 통상 동작에 있어서 저항 RS에서의 소비 전력을 저 감하기 위해서는, 다이오드 DS가 측로(33)에 설치되는 것이 바람직하다. 물론, 제1 실시의 형태에서 나타낸 바와 같이, 인덕터(8, 32, 32a, 32b)를 이용하는 경우에는 이러한 소비 전력은 발생하지 않고, 그 점에서 측로(33)에 다이오드 DS가 설치되지 않은 경우와 비교하여 유리하다.
한편, 저항 RS가 측로(33)에 구비되어 있지 않으면, 콘덴서 CS로의 충전은 급속히 행해지므로, 측로(33)에 흐르는 전류량을 많이 취할 수 있다. 그 결과, 정류 전압 vdc의 상승을 보다 효과적으로 억제하는 것도 가능하다. 도 9는 본 발명의 제2 실시의 형태의 제1 변형으로서 저항 RS을 제거하고, 측로(33)를 콘덴서 CS 및 다이오드 DS만으로 구성한 경우의 동작을 나타내는 그래프이다. 콘덴서 CS의 양단 전압을 파형(107)으로, 정류 전압 vdc를 파형(108)으로 각각 나타내고 있다.
제1 변형에서는, 저항 RS를 설치하는 경우와 비교하여 콘덴서 CS의 양단 전압이 높아진다. 또한 전원 투입시의 과도 현상에 의한 콘덴서 CS의 양단 전압, 나아가서는 정류 전압 vdc의 이상 상승을 억제하는 효과가 있는 저항 RS가 측로(33)에 구비되어 있는 것이 바람직하다.
또한, 시뮬레이션에서는 고려되지 않았지만, 콘덴서 CS에는 내부 손실이 발생한다. 따라서 다이오드 DS를 접속한 경우, 번개 서지 인가 후에 상승한 콘덴서 CS의 양단 전압은 콘덴서 CS의 내부 손실에 의해 소정의 시상수로 저하되고, 이윽고 정류 전압 vdc의 (서지를 고려하지 않는)최대치에 일치한다. 이 시상수를 작게 하고자 하는 경우에는 방전 저항 등을 콘덴서 CS의 양단에 접속하면 좋다.
이상과 같이, 번개 서지가 발생했을 때에는 콘덴서(31)는 그 용량치를 외관상 증대하고, 통상 동작 시에는 본래의 용량치 C로 기능한다. 따라서, 번개 서지가 중첩하는 경우에서도, 콘덴서(31)의 용량치 C를 현저하게 작게 하여 콘덴서리스 인버터 제어를 행하는 것이 가능하다. 또한, 콘덴서 CS의 용량은 종래의 도 15나 도 16의 구성으로 채용되는 콘덴서 Cs의 용량(예를 들어 900μF)과 비교하여 작아도 좋다. 콘덴서 Cs는 콘덴서(31)의 충전 전류를 분기하여 전압 상승을 억제하는 동작을 행하는 것을 감안하면, 콘덴서 CS의 용량은 콘덴서(31)의 용량 이상이긴 하지만 콘덴서 CC의 용량보다는 작고, 구체적으로는 예를 들어 100μF 정도로 작게 할 수 있다. 따라서 콘덴서 CS가 개재 회로의 소형화를 현저하게 저해하는 일은 없다.
도 10은 본 발명의 제2 실시의 형태의 변형에 따른 구동 장치를 나타내는 회로도이다. 개재 회로(3c)는 개재 회로(3b)에 대해서, 인덕터(32)를 더욱 구비한 구성을 갖고 있다. 구체적으로는 인덕터(32)가 콘덴서(31)와 측로(33)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되어 있다. 개재 회로(3c)를 도 1에 나타난 개재 회로(3)로서 채용함으로써, 제1 실시의 형태에서 나타난 인덕터(32)의 기능과, 제2 실시의 형태에서 나타난 측로(33)의 기능이 아울러 기능한다. 따라서 번개 서지가 발생했 을 때의 정류 전압 vdc의 전압 상승을 더욱 효과적으로 억제할 수 있다.
도 11은 개재 회로(3c)를 채용한 경우의, 교류 전압 Vin의 파형(101), 콘덴서 CS의 양단 전압의 파형(105), 정류 전압 vdc의 파형(106)을 나타내는 그래프이다. 인덕터(32)의 인덕턴스 L나, 측로(33)의 제원은 이미 나타낸 값을 채용하였다. 인덕터(32)만을 채용한 파형(102)(도 4)이나 측로(33)만을 채용한 파형(104)(도 8)과 비교하여, 번개 서지 발생 시의 정류 전압 vdc의 파고치가 작은 것을 알 수 있다.
물론 제1 실시의 형태에서 설명된 바와 같이 다이오드 브릿지(2)와 피뢰기(7) 사이에 인덕터(8)를 더 설치해도 좋다. 혹은 개재 회로(3c) 대신에 개재 회로(3b)를 채용하면서, 다이오드 브릿지(2)와 피뢰기(7) 사이에 인덕터(8)를 설치해도 좋다.
제3 실시의 형태
도 12 및 도 13은 모두 본 발명의 제3 실시의 형태에 따른 다상 전류 공급 회로의 일부를 나타내는 회로도이다. 여기에서는 다이오드 브릿지(2), 인버터(4), 피뢰기(7)를 생략하고 있지만, 도 1과 동일하게 구성되어 있다. 그리고 본 실시의 형태에 있어서는 도 1의 개재 회로(3)에 치환하여 개재 회로(3d)(도 12 참조) 혹은 개재 회로(3e)(도 13 참조)를 채용하고 있다.
개재 회로(3d)는 제1 실시의 형태에 있어서 도 1을 이용하여 설명된 개재 회로(3a)에 있어서, 개재 회로(3e)는 제2 실시의 형태에 있어서 도 7을 이용하여 설 명된 개재 회로(3b)에 있어서, 각각 측로(34)를 콘덴서(31)에 대해서 병렬로 접속하여 추가한 구성이 되고 있다. 측로(34)는 스위칭 소자인 트랜지스터 Q와 저항 RB의 직렬 접속을 갖고 있다.
제어 회로(6)는 정류 전압 vdc에 의거하여, 트랜지스터 Q의 베이스에 바이어스 전압 CNQ를 공급한다. 정류 전압 vdc이 제1 소정치를 넘으면 트랜지스터 Q가 온하고, 정류 전압 vdc이 제2 소정치(이것은 제1 소정치보다 작음)를 하회하면 트랜지스터 Q가 오프한다.
이와 같이 정류 전압 vdc이 제1 소정치를 넘어 상승하면 콘덴서(31)에 대해서 저항 RB이 병렬 접속되므로, 콘덴서(31)로의 충전 속도를 낮추어 정류 전압 vdc의 상승을 억제할 수 있다. 또한 제2 소정치를 하회하면 콘덴서(31)로의 병렬 접속은 해소되고, 통상 동작에서의 콘덴서리스 인버터의 동작을 해치는 일이 없다.
물론 측로(34)를, 제1 실시의 형태의 변형으로서 도 6에서 나타난 개재 회로(3)에 있어서 콘덴서(31)에 대해서 병렬로 접속하여 추가해도 좋다. 혹은 측로(34)를, 제2 실시의 형태 및 그 제2 변형으로서 도 7 및 도 10으로 나타난 개재 회로(3b, 3c)에 있어서 콘덴서(31)에 대해서 병렬로 접속하여 추가해도 좋다. 물론, 이러한 경우에 있어서 저항 RS, 다이오드 DS를 설치하지 않는(단락 제거) 변형도 가능하다.
또는, 도 12에 나타난 개재 회로(3d)에 있어서 인덕터(32)를 설치하지 않고 (단락 제거) 측로(34)에서 정류 전압 vdc을 클램프해도 좋다.
고속으로 변화하는 번개 서지에 대해서 측로(34)를 유효하게 동작시키기 위해서, 트랜지스터 Q에는 고속 동작이 요구된다. 그리고 또한 이것에 알맞은 드라이브 회로나 번개 서지 검출 회로가 필요하다. 해당 드라이브 회로나 번개 서지 검출 회로의 동작용 전원은 인버터(4)의 동작 대기 중에서조차 확보할 필요가 있다. 따라서 구성의 번잡함의 관점에서 보면, 측로(33)를 채용하는 쪽이 유리하다.
응용
본 발명에 따른 다상 전류 공급 회로, 다상의 교류 전류iu, iv, iw가 공급되는 모터(5)를 구비한 구동 장치는, 예를 들어 압축기를 구동할 수 있다. 이러한 압축기는, 예를 들어 공기 조화기에 대비된다. 공기 조화기는 냉방 혹은 난방을 행하기 위해 냉매를 채용하고, 해당 냉매는 해당 압축기에 의해 압축된다.
본 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은 모든 국면에 있어서 예시이며, 본 발명이 거기에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가 본 발명의 범위로부터 빗나가지 않고 상정될 수 있는 것이라고 해석된다.

Claims (21)

  1. 교류 전압을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고, 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과,
    상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과,
    상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와,
    상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받고 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)와,
    상기 콘덴서와 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 구비하고,
    상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상인, 다상 전류 공급 회로.
  2. 교류 전압을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과,
    상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과,
    상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와,
    상기 콘덴서에 병렬로 접속된 제1 측로(33)와,
    상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받고 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)를 구비하고,
    상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이며,
    상기 제1 측로는 저항성 소자(RS) 및 용량성 소자(CS)의 직렬 접속을 가지는, 다상 전류 공급 회로.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 제1 측로(33)는 상기 저항성 소자(RS) 및 상기 용량성 소자(CS)에 직렬로 접속되는 다이오드(DS)를 더 가지고,
    상기 다이오드의 애노드로부터 캐소드를 향하는 방향이 상기 콘덴서의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향과 일치하는, 다상 전류 공급 회로.
  4. 교류 전압(Vin)을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과,
    상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과,
    상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와,
    상기 콘덴서에 병렬로 접속된 제1 측로(33)와,
    상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받아 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하 는 인버터(4)를 구비하고,
    상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이며,
    상기 제1 측로는 다이오드(DS) 및 용량성 소자(CS)의 직렬 접속을 가지고,
    상기 다이오드의 애노드로부터 캐소르를 향하는 방향이 상기 콘덴서의 고전위측으로부터 저전위측을 향하는 방향과 일치하는, 다상 전류 공급 회로.
  5. 청구항 2에 있어서, 상기 콘덴서(31)에 병렬로 접속된 제2 측로(34)를 더 가지고,
    상기 제2 측로는 상기 양단 전압(vdc)이 제1 소정치를 넘으면 도통하고, 상기 제1 소정치 이하의 제2 소정치를 하회하면 비도통하는, 다상 전류 공급 회로.
  6. 청구항 3에 있어서, 상기 콘덴서(31)에 병렬로 접속된 제2 측로(34)를 더 가지고,
    상기 제2 측로는 상기 양단 전압(vdc)이 제1 소정치를 넘으면 도통하고, 상기 제1 소정치 이하의 제2 소정치를 하회하면 비도통하는 다상 전류 공급 회로.
  7. 청구항 4에 있어서, 상기 콘덴서(31)에 병렬로 접속된 제2 측로(34)를 더 가지고,
    상기 제2 측로는 상기 양단 전압(vdc)이 제1 소정치를 넘으면 도통하고, 상 기 제1 소정치 이하의 제2 소정치를 하회하면 비도통하는, 다상 전류 공급 회로.
  8. 청구항 5에 있어서, 상기 제2 측로(34)는 서로 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖고,
    상기 양단 전압(vdc)이 상기 제1 소정치를 넘으면 상기 스위치가 온하며,
    상기 양단 전압이 상기 제2 소정치를 하회하면 상기 스위치가 오프하는, 다상 전류 공급 회로.
  9. 청구항 6에 있어서, 상기 제2 측로(34)는 서로 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖고,
    상기 양단 전압(vdc)이 상기 제1 소정치를 넘으면 상기 스위치가 온하며,
    상기 양단 전압이 상기 제2 소정치를 하회하면 상기 스위치가 오프하는, 다상 전류 공급 회로.
  10. 청구항 7에 있어서, 상기 제2 측로(34)는 서로 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖고,
    상기 양단 전압(vdc)이 상기 제1 소정치를 넘으면 상기 스위치가 온하며,
    상기 양단 전압이 상기 제2 소정치를 하회하면 상기 스위치가 오프하는, 다 상 전류 공급 회로.
  11. 교류 전압(Vin)을 출력하는 교류 전원(13)에 접속되고 상기 교류 전압에 중첩하는 서지 전압을 억제하는 파고치 억제 수단(7)과,
    상기 파고치 억제 수단을 통하여 상기 교류 전원으로부터 상기 교류 전압(Vin)을 입력하고, 상기 교류 전압의 전파 정류를 행하는 다이오드군(2)과,
    상기 다이오드군의 출력을 받는 콘덴서(31)와,
    상기 콘덴서에 병렬로 접속된 제1 측로(34)와,
    상기 콘덴서의 양단 전압(vdc)을 받아 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)를 출력하는 인버터(4)를 구비하고,
    상기 양단 전압의 맥동의 최대치는 그 최소치의 2배 이상이며,
    상기 제1 측로는 상기 양단 전압(vdc)이 제1 소정치를 넘으면 도통하고, 상기 제1 소정치 이하의 제2 소정치를 하회하면 비도통하는, 다상 전류 공급 회로.
  12. 청구항 11에 있어서, 상기 제1 측로(34)는 서로 직렬 접속된 저항(RB) 및 스위치(Q)를 갖고,
    상기 양단 전압(vdc)이 상기 제1 소정치를 넘으면 상기 스위치가 온하고,
    상기 양단 전압이 상기 제2 소정치를 하회하면 상기 스위치가 오프하는, 다 상 전류 공급 회로.
  13. 청구항 1에 있어서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비하는, 다상 전류 공급 회로.
  14. 청구항 2에 있어서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비하는, 다상 전류 공급 회로.
  15. 청구항 3에 있어서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비하는, 다상 전류 공급 회로.
  16. 청구항 4에 있어서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비하는, 다상 전류 공급 회로.
  17. 청구항 11에 있어서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비하는, 다상 전류 공급 회로.
  18. 청구항 12에 있어서, 상기 콘덴서(31) 및 상기 제1 측로(33；34)의 병렬 접속에 대해서 직렬로 접속되는 인덕터(32, 8)를 더 구비하는, 다상 전류 공급 회로.
  19. 청구항 1 내지 청구항 18 중 어느 한 항에 기재된 다상 전류 공급 회로와,
    상기 다상의 교류 전류(iu, iv, iw)가 공급되는 모터(5)를 구비하는, 구동 장치.
  20. 청구항 19에 기재된 구동 장치를 구비하고, 상기 구동 장치에 의해 구동되는, 압축기.
  21. 청구항 20에 기재된 압축기를 구비하고, 상기 압축기에 의해 압축되는 냉매를 채용하여 냉방 혹은 난방을 행하는, 공기 조화기.
KR1020077015658A 2004-12-09 2005-11-16 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기 KR101070969B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004356973A JP4760000B2 (ja) 2004-12-09 2004-12-09 多相電流供給回路、駆動装置、圧縮機、及び空気調和機
JPJP-P-2004-00356973 2004-12-09

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020097024670A Division KR100939164B1 (ko) 2004-12-09 2005-11-16 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070086988A true KR20070086988A (ko) 2007-08-27
KR101070969B1 KR101070969B1 (ko) 2011-10-06

Family

ID=36577808

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020077015658A KR101070969B1 (ko) 2004-12-09 2005-11-16 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기
KR1020097024670A KR100939164B1 (ko) 2004-12-09 2005-11-16 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020097024670A KR100939164B1 (ko) 2004-12-09 2005-11-16 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기

Country Status (8)

Country Link
US (1) US8395874B2 (ko)
EP (1) EP1833154B1 (ko)
JP (1) JP4760000B2 (ko)
KR (2) KR101070969B1 (ko)
CN (3) CN101714826B (ko)
AU (1) AU2005312876C1 (ko)
ES (1) ES2779986T3 (ko)
WO (1) WO2006061977A1 (ko)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090100655A (ko) 2008-03-20 2009-09-24 엘에스산전 주식회사 멀티 레벨 인버터
US8133033B2 (en) * 2008-10-30 2012-03-13 Bendix Commercial Vehicle Systems Llc High voltage bus capacitor pre-charger circuit
JP2011072142A (ja) * 2009-09-28 2011-04-07 Daikin Industries Ltd 電力変換装置
US8570775B2 (en) * 2011-02-17 2013-10-29 Rockwell Automation Technologies, Inc. CMV reduction under bus transient condition
DE102011001786A1 (de) * 2011-04-04 2012-10-04 Woodward Kempen Gmbh Schaltschrankanordnung einer Vorrichtung zur Erzeugung elektrischer Energie
JP5397410B2 (ja) * 2011-05-16 2014-01-22 株式会社デンソー 車載用電気システム
WO2012160615A1 (ja) * 2011-05-26 2012-11-29 パナソニック株式会社 交流変換回路、交流変換方法、および記録媒体
KR101995864B1 (ko) * 2012-07-25 2019-07-04 삼성전자주식회사 인버터 제어장치 및 그 제어방법
JP5804167B2 (ja) * 2013-09-19 2015-11-04 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP5664733B1 (ja) * 2013-09-24 2015-02-04 ダイキン工業株式会社 直接形電力変換装置の制御方法
DE102015215898A1 (de) * 2015-08-20 2017-02-23 Robert Bosch Gmbh Spannungsumrichter, elektrisches Antriebssystem und Verfahren zum Reduzieren von Störspannungen
WO2017053330A1 (en) * 2015-09-22 2017-03-30 Schlumberger Technology Corporation Downhole generator system
US10075065B2 (en) * 2016-04-15 2018-09-11 Emerson Climate Technologies, Inc. Choke and EMI filter circuits for power factor correction circuits
US10305373B2 (en) 2016-04-15 2019-05-28 Emerson Climate Technologies, Inc. Input reference signal generation systems and methods
US9793800B1 (en) * 2016-04-15 2017-10-17 Linear Technology Corporation Multiphase switching power supply with robust current sensing and shared amplifier
US10277115B2 (en) 2016-04-15 2019-04-30 Emerson Climate Technologies, Inc. Filtering systems and methods for voltage control
US11387729B2 (en) 2016-04-15 2022-07-12 Emerson Climate Technologies, Inc. Buck-converter-based drive circuits for driving motors of compressors and condenser fans
US10656026B2 (en) 2016-04-15 2020-05-19 Emerson Climate Technologies, Inc. Temperature sensing circuit for transmitting data across isolation barrier
US10320322B2 (en) 2016-04-15 2019-06-11 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch actuation measurement circuit for voltage converter
US9933842B2 (en) 2016-04-15 2018-04-03 Emerson Climate Technologies, Inc. Microcontroller architecture for power factor correction converter
US9965928B2 (en) 2016-04-15 2018-05-08 Emerson Climate Technologies, Inc. System and method for displaying messages in a column-by-column format via an array of LEDs connected to a circuit of a compressor
US10763740B2 (en) 2016-04-15 2020-09-01 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch off time control systems and methods
JP6305495B1 (ja) * 2016-11-14 2018-04-04 三菱電機株式会社 インバータ制御装置及びインバータ制御方法
JP2019057979A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 株式会社東芝 モータ制御装置及び空調機
CN108322023A (zh) * 2018-03-20 2018-07-24 西安许继电力电子技术有限公司 一种光伏并网逆变器谐振抑制电路及其抑制方法
GB2602338B (en) * 2020-12-23 2023-03-15 Yasa Ltd A Method and Apparatus for Cooling One or More Power Devices

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3793535A (en) * 1972-12-06 1974-02-19 Gen Electric Circuit for protecting semiconductors against transient voltages
US4331994A (en) * 1979-09-28 1982-05-25 Borg-Warner Corporation Shootthrough fault protection system for a voltage source transistor inverter
FR2562059B1 (fr) * 1984-04-02 1989-12-01 Rhone Poulenc Spec Chim Procede de separation des terres rares par extraction liquide-liquide
JPS62221897A (ja) * 1986-03-24 1987-09-29 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置
KR930008466B1 (ko) * 1989-10-27 1993-09-04 미쓰비시 뎅끼 가부시끼가이샤 인버터 장치
JPH03106881U (ko) * 1990-02-20 1991-11-05
US5392188A (en) * 1991-02-15 1995-02-21 Epstein; Barry M. Power surge transient voltage protection and filtering circuit having current controlling characteristics
US5331534A (en) * 1991-11-20 1994-07-19 Tokyo Electric Co., Ltd. Power supply apparatus
US5418707A (en) * 1992-04-13 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs
JPH05316745A (ja) * 1992-05-08 1993-11-26 Mitsubishi Electric Corp 保護回路異常検出装置
JP2582751Y2 (ja) * 1992-10-30 1998-10-08 株式会社ダイヘン アーク加工用電源装置
JPH06209574A (ja) * 1993-01-06 1994-07-26 Sony Corp 電源回路
US5572397A (en) * 1994-11-21 1996-11-05 Tii Industries, Inc. Combined overvoltage station protector apparatus having maintenance termination and half ringer circuitry
JPH08280173A (ja) * 1995-02-08 1996-10-22 Meidensha Corp コンデンサ充電装置
JP3590160B2 (ja) * 1995-09-29 2004-11-17 東北リコー株式会社 直流電源装置
SE515334C2 (sv) * 1995-12-14 2001-07-16 Daimler Chrysler Ag Omriktaranordning
JPH10136674A (ja) * 1996-10-29 1998-05-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動機制御機器のパワー回路
JPH10248265A (ja) * 1997-03-06 1998-09-14 I Hitsutsu Kenkyusho:Kk 力率改善回路
JPH10311646A (ja) * 1997-05-13 1998-11-24 Matsushita Refrig Co Ltd 冷蔵庫の制御装置
JP3734236B2 (ja) * 1997-12-10 2006-01-11 サンデン株式会社 電気自動車用空調装置の電源入力回路
US5982646A (en) * 1998-06-30 1999-11-09 General Electric Company Voltage clamp snubbers for three level converter
US6331365B1 (en) * 1998-11-12 2001-12-18 General Electric Company Traction motor drive system
JP2001145258A (ja) * 1999-11-15 2001-05-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 空気調和機
JP3726611B2 (ja) * 2000-01-17 2005-12-14 松下電器産業株式会社 空気調和機の電源回路
US6680583B2 (en) * 2001-03-09 2004-01-20 Lecip Corporation Sign lamp lighting transformer with protective functions
JP2003017287A (ja) * 2001-07-02 2003-01-17 Lecip Corp 地絡保護機能付冷陰極放電管点灯用電源装置
JP3699663B2 (ja) * 2001-05-24 2005-09-28 勲 高橋 インバータ制御方法およびその装置
EP2113997A3 (en) * 2001-09-25 2010-01-06 Daikin Industries, Ltd. Phase current detection apparatus
JP2004289985A (ja) 2003-03-25 2004-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
JP3955286B2 (ja) * 2003-04-03 2007-08-08 松下電器産業株式会社 モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
JP2004350493A (ja) * 2003-04-28 2004-12-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置とこれを用いた空気調和機

Also Published As

Publication number Publication date
CN102545648B (zh) 2015-01-14
AU2005312876C1 (en) 2010-02-04
CN101714826B (zh) 2012-04-04
KR20090130213A (ko) 2009-12-18
EP1833154A1 (en) 2007-09-12
EP1833154A4 (en) 2016-01-20
CN101073198A (zh) 2007-11-14
US20080104983A1 (en) 2008-05-08
AU2005312876B2 (en) 2009-09-17
AU2005312876A1 (en) 2006-06-15
JP2006166654A (ja) 2006-06-22
US8395874B2 (en) 2013-03-12
CN101714826A (zh) 2010-05-26
WO2006061977A1 (ja) 2006-06-15
JP4760000B2 (ja) 2011-08-31
ES2779986T3 (es) 2020-08-21
CN102545648A (zh) 2012-07-04
KR101070969B1 (ko) 2011-10-06
KR100939164B1 (ko) 2010-01-28
EP1833154B1 (en) 2020-01-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101070969B1 (ko) 다상 전류 공급 회로, 구동장치, 압축기 및 공기 조화기
EP1835609B1 (en) Multi-phase current supplying circuit, driving apparatus, compressor, and air conditioner
EP1808953B1 (en) Polyphase current supplying circuit and driver apparatus
AU2006335684B2 (en) Electric motor driving device and compressor driving device
KR100202120B1 (ko) 전력변환장치 및 이를 이용한 공기조화장치
KR102374725B1 (ko) 인버터 회로 및 이를 이용한 공기조화기 및 냉장고
JP4391768B2 (ja) 多相電流供給回路及び駆動装置
WO1998053549A1 (fr) Redresseur monophase
JP3509495B2 (ja) 整流回路
JP2016092929A (ja) インバータ回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
AMND Amendment
A107 Divisional application of patent
B601 Maintenance of original decision after re-examination before a trial
J301 Trial decision

Free format text: TRIAL DECISION FOR APPEAL AGAINST DECISION TO DECLINE REFUSAL REQUESTED 20091030

Effective date: 20110304

S901 Examination by remand of revocation
E902 Notification of reason for refusal
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140901

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150827

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160831

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170830

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180920

Year of fee payment: 8