CN106464150A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

电力转换装置(100)包括：整流电路(3)，其将来自交流电源(1)的交流电力转换成直流电力；短路部(30)，其经由连接在交流电源(1)与整流电路(3)之间的电抗器(2)使交流电源(1)短路；控制部(20)，其在交流电源(1)的半个周期内生成用于控制短路部(30)的多个驱动信号(Sa)；以及平滑电容器(4)，控制部(20)在多个驱动信号(Sa)的导通区间或断开区间内分阶段地改变用于限制交流电源(1)的电源电流的值的阈值。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及将交流电力转换为直流电力的电力转换装置。
背景技术
在下述专利文献1所示的现有技术中公开了一种功率因数改善电路，用于改善电源功率因数并减少输入电流中包含的谐波分量，通过选择全波整流模式或倍压整流模式并用开环控制短路元件的短路开始时刻和短路时间，来实现功率因数改善功能和升压功能。即，下述专利文献1的现有技术中，通过对整流电路切换用开关进行导通/断开控制，将整流电路控制为全波整流模式或倍压整流模式，将功率因数改善电路的直流输出电压大致分成两个阶段，并通过对短路元件进行基于开环的短路可变控制，将该分成两个阶段的区域进一步分成无功率因数改善和有功率因数改善的两个阶段，由此整体上构成四个阶段的直流输出电压区域，从而扩大直流输出电压的输出范围，并且能够改善高负载侧的功率因数。
此外，在下述专利文献2所示的现有技术中，设置有直流电压控制部，其与直流输出电压基准值和平滑电容器的端子间电压的偏差值相对应地输出直流电压控制信号，上述直流输出电压基准值与负载相对应地设定，并且设置有电流基准运算部，其基于来自直流电压控制部的控制信号和与交流电源同步的正弦波状同步信号之积来输出电流基准信号。通过比较该电流基准信号和整流元件的交流侧电流，高频地对开关元件进行导通/断开控制，从而将交流输入电流控制成正弦波状，并且将直流输出电压控制成期望的值，能够使电源功率因数为1并抑制谐波的产生。
专利文献1：日本特开平11－206130号公报
专利文献2：日本专利第2140103号说明书
发明内容
然而，根据上述专利文献1、2的现有技术，限定了短路元件的控制方式。即，在这些现有技术中，短路元件的控制方式被限定为在整个负载区域中对电流进行反馈的高频开关模式和电流开环控制的部分开关模式中的一种。因此，这些现有技术为了避免在低负载区域内直流输出电压过度升压，不使短路元件动作，从而不进行功率因数改善。因此，在低负载区域中，输入电流波形失真较大，导致含有较多谐波分量的电流流过电抗器，电抗器铁损增大，由此功率因数改善电路的交直转换效率降低。
此外，在上述专利文献1的现有技术中，进行功率因数改善时的短路元件的短路控制是部分开关方式，即用开环控制短路开始时刻和短路时间，相对于电源周期仅在一定区间内进行短路动作，因此虽然能够实现功率因数改善以及直流输出电压的升压，但是在谐波产生量较多的高负载侧效果很小。因此，随着今后谐波限制的加强，为了通过现有技术获得充分的功率因数改善效果即谐波抑制能力，需要具有大电感值的电抗器，因此会产生交直转换效率降低、电路大型化、成本上升的问题。此外，在将谐波产生量抑制到一定程度并使直流输出电压升压的情况下，由于升压能力存在极限，所以高负载侧的运转变得不稳定，如果考虑高负载侧的稳定运转，则会导致负载的选择范围变窄。
本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于提供一种电力转换装置，能够在负载的整个运转区域内实现高效率化，并且能够满足高升压性能和谐波标准。
为了解决上述问题、实现发明目的，本发明提供一种电力转换装置，其包括：整流电路，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；短路部，其经由连接在上述交流电源与上述整流电路之间的电抗器使上述交流电源短路；以及控制部，其在上述交流电源的半个周期内生成用于控制上述短路部的多个开关脉冲，上述控制部在上述各开关脉冲的导通区间或断开区间内分阶段地改变用于限制上述交流电源的电源电流的值的阈值。
根据本发明，能够起到如下效果：通过分阶段地改变阈值，能够抑制在交流电源的半个周期内的电源电流的峰值，在负载的整个运转区域内实现高效率化，并且能够满足高升压性能和谐波标准。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1涉及的电力转换装置的结构示例的图。
图2是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图。
图3是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。
图4是表示由电抗器、短路部、整流电路和平滑电容器构成的简易电路的图。
图5是表示在部分开关脉冲模式下交流电源的正极侧半个周期内使短路元件开关1次时的电源电流波形的图。
图6是脉冲转换部没有进行脉冲转换时的动作的说明图。
图7是脉冲转换部进行脉冲转换时的动作的说明图。
图8是表示扩大了电流控制范围的状态的图。
图9是表示缩窄了电流控制范围的状态的图。
图10是在比驱动信号的导通期间短的期间内进行脉冲转换时的动作的说明图。
图11是与从电源电压的过零开始的经过时间相对应地改变基准电压时的动作的说明图。
图12是表示脉冲转换部的结构示例的图。
图13是使用图12所示的脉冲转换部时的动作的说明图。
图14是用于说明在电源电压的半个周期内驱动信号开关2次时的动作的图。
图15是表示本发明的实施方式2涉及的电力转换装置的结构示例的图。
图16是用于说明本发明的实施方式2涉及的电力转换装置的动作的图。
符号说明
1 交流电源
2 电抗器
3 整流电路
4 平滑电容器
5 直流电压检测部
6 电源电压检测部
7 电流检测部
8 电流检测元件
9 电流检测单元
10 直流负载
20 控制部
21 驱动信号生成部
22 脉冲转换部
23 基准电压控制部
24 脉冲传递部
30 短路部
31 二极管电桥
32 短路元件
100 电力转换装置
具体实施方式
以下，基于附图详细说明本发明涉及的电力转换装置的实施方式。另外，本发明不限定于下述实施方式。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1涉及的电力转换装置100的结构示例的图。图2是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图。图3是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。图4是表示由电抗器2、短路部30、整流电路3和平滑电容器4构成的简易电路的图。图5是表示在部分开关脉冲模式下交流电源1的正极侧半个周期内使短路元件32开关1次时的电源电流Is波形的图。图6是脉冲转换部22没有进行脉冲转换时的动作的说明图。图7是脉冲转换部22进行脉冲转换时的动作的说明图。图8是表示扩大了电流控制范围的状态的图。图9是表示缩窄了电流控制范围的状态的图。图10是在比驱动信号Sa的导通期间t短的期间内进行脉冲转换时的动作的说明图。图11是与从电源电压Vs的过零开始的经过时间相对应地改变基准电压Vref时的动作的说明图。图12是表示脉冲转换部22的结构示例的图。图13是使用图12所示的脉冲转换部22时的动作的说明图。图14是在电源电压Vs的半个周期内驱动信号Sa开关2次时的动作的说明图。
图1所示的电力转换装置100基于从交流电源1供给的交流电压生成直流电压并供给到图3所示的直流负载10，包括电抗器2、整流电路3、平滑电容器4、直流电压检测部5、电源电压检测部6、电流检测单元9、控制部20、脉冲传递部24和短路部30。
电抗器2插入在整流电路3的一个输入端与交流电源1之间。整流电路3通过电抗器2与交流电源1连接，将交流电源1的交流电压转换成直流电压。图示例中的整流电路3由组合有四个二极管的二极管电桥构成，但不限于此，也可以组合连接成二极管形成的作为单向导通元件的金属氧化物半导体场效应晶体管而构成。
在整流电路3的输出端之间连接有平滑电容器4，平滑电容器4使从整流电路3输出的全波整流波形的电压平滑化。平滑电容器4的两端与直流负载10并联连接。
电流检测单元9由电流检测元件8和电流检测部7构成。电流检测元件8连接在电抗器2与整流电路3之间，检测连接位置处的电流值。作为一个示例，电流检测元件8使用电流互感器或分流电阻。电流检测部7由放大器或电平转换电路实现，将与由电流检测元件8检测出的电流成正比的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电流检测电压Vis输出。直流电压检测部5由放大器或电平转换电路实现，检测平滑电容器4的两端电压，并将检测出的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电压检测值输出。
作为双向开关的短路部30包括：通过电抗器2与交流电源1并联连接的二极管电桥31；以及与二极管电桥31的两个输出端连接的短路元件32。在短路元件32是金属氧化物半导体场效应晶体管的情况下，短路元件32的栅极与脉冲传递部24连接，通过来自脉冲传递部24的作为栅极驱动信号的驱动信号Sa2使短路元件32导通/断开，当短路元件32导通时，交流电源1经由电抗器2和二极管电桥31短路。
控制部20具有驱动信号生成部21、脉冲转换部22和基准电压控制部23，由微处理器或中央处理单元构成。
驱动信号生成部21基于由直流电压检测部5检测出的直流输出电压Vdc的值、以及由电源电压检测部6检测出的电源电压Vs的值，生成用于控制短路部30的短路元件32的开关脉冲即多个驱动信号Sa。
此外，驱动信号生成部21生成迟滞基准电压，其是用于限制交流电源1的电源电流Is的值的阈值。在以下的说明中，将迟滞基准电压称为基准电压Vref，基准电压Vref是用于限制交流电源1的电源电流Is的值的阈值。实施方式1的由驱动信号生成部21生成的基准电压Vref是基准电压VHA、基准电压VHB、基准电压VLA、基准电压VLB。基准电压VHA和基准电压VHB是正极侧基准电压VrefH，基准电压VLA和基准电压VLB是负极侧基准电压VrefL。基准电压VHB是电压值比基准电压VHA高的基准电压，基准电压VLB是电压值比基准电压VLA高的基准电压。
这些基准电压Vref由图2或图3所示的电路生成。图2的电路是通过由低通滤波器将驱动信号生成部21的端口输出Sb即脉宽调制信号转换成直流值来生成基准电压Vref的。在这种情况下，通过控制脉宽调制信号的占空比，能够连续地(seamless)改变基准电压Vref的值，使用该电路而生成的基准电压Vref为基准电压VHA、基准电压VHB、基准电压VLA、基准电压VLB。
图3的电路是通过由驱动信号生成部21的端口输出Sb驱动开关元件TR而能够以电阻Rb、Rc的分压比分阶段地改变基准电压Vref的值，使用该电路分阶段地生成的基准电压Vref为基准电压VHA、基准电压VHB、基准电压VLA、基准电压VLB。另外，生成基准电压Vref的电路不局限于此，可以由图2或图3所示的电路以外的已知电路生成基准电压Vref，也可以使用在控制部20的外部生成的这些基准电压Vref。
基准电压控制部23输入有驱动信号Sa、由电源电压检测部6检测出的电源电压Vs、以及来自驱动信号生成部21的基准电压Vref，在电源电压Vs的半个周期检测到的多个驱动信号Sa的导通区间或断开区间内分阶段地改变基准电压Vref。基准电压控制部23的详细情况将在后面说明。
脉冲转换部22生成使电源电流Is的峰值处于电流控制范围w内的开关脉冲，该电流控制范围w是交流电源1的电源电流Is的目标控制范围。具体而言，在脉冲转换部22设定有以来自驱动信号生成部21的基准电压Vref为中心值的电流控制范围w的上限阈值和下限阈值。而且，为了使在驱动信号Sa的导通期间t内检测到的电源电流Is的峰值处于上限阈值与下限阈值之间，脉冲转换部22将驱动信号Sa分割成多个脉冲。分割后的驱动信号Sa成为驱动信号Sa1。另外，导通期间t是从驱动信号Sa导通时开始至断开时为止的期间。上限阈值是用于限制在短路部30导通时流过的短路电流的上限的阈值，下限阈值是被设定为值比上限阈值小的阈值。由脉冲转换部22进行的脉冲分割动作在交流电源1为正极和负极时进行。
脉冲传递部24由电平转换电路构成，以能够进行栅极驱动而进行电压电平转换，将驱动信号Sa1转换成驱动信号Sa2输出。通过这样得到的驱动信号Sa2，进行短路部30的开关动作。
接着，对实施方式1的电力转换装置100的动作进行说明。首先，对脉冲转换部22没有进行脉冲转换时的动作进行说明。另外，将在电流开环控制中在电源半个周期内使短路部30导通/断开1次至多次的模式称为部分开关脉冲模式。
在图4中示出了短路部30导通/断开时的电流路径。在短路部30导通时，由交流电源1、电抗器2和短路部30形成闭合电路，交流电源1经由电抗器2短路。因此，电源电流Is流过闭合电路，在电抗器2中存储按(1/2)×LI2求取的磁能。
存储的能量在短路部30断开的同时向直流负载10一侧释放，由整流电路3整流后输送至平滑电容器4。通过该一连串动作，流过如图5所示的电源电流Is，与无功率因数改善的被动模式(passive mode)相比能够扩展电源电流Is的导通角，从而能够改善功率因数。
另外，在部分开关脉冲模式下，通过控制短路部30的短路开始时间和短路持续时间，能够控制存储在电抗器2中的能量，能够使直流输出电压Vdc不分阶段地升压。此外，在图5中，作为部分开关脉冲模式下的动作的一个示例，示出了在电源半个周期内使短路部30开关1次时的作为单脉冲的驱动信号Sa1，但是在电源半个周期内使短路部30开关的次数也可以为2次以上。
接着，对比不使脉冲转换部22进行动作时的电源电流Is的波形和使脉冲转换部22进行动作时的电源电流Is的波形来进行说明。
图6中示出了在没有将来自驱动信号生成部21的作为单脉冲的驱动信号Sa转换成多个脉冲时的电源电流Is的波形。在脉冲转换部22没有进行脉冲转换的情况下，在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，在驱动信号Sa的导通期间t内，驱动信号Sa1也导通与驱动信号Sa的导通期间t相等的期间。因此，短路元件32的短路时间在电源电压Vs升压时与驱动信号Sa的导通期间t成正比地变长，如图示例那样电源电流Is增加。然后，在电源电流Is达到设定值时驱动信号Sa断开，在驱动信号Sa断开的定时驱动信号Sa1断开。
这样，在短路元件32的短路时间变长的情况下，虽然电抗器2中能够存储更多的能量，但是电源电流Is的峰值增大，因此产生功率因数变差、谐波分量增加、电路损失增加等问题。
图7中示出了将来自驱动信号生成部21的作为单脉冲的驱动信号Sa转换成多个脉冲时的电源电流Is的波形。在脉冲转换部22进行脉冲转换的情况下，在驱动信号Sa导通的定时，驱动信号Sa1导通且电源电流Is增加。随着电源电流Is的增加，从电流检测部7输出的电流检测电压Vis即由电流检测部7检测到的电流检测值上升。然后，在驱动信号Sa导通的期间内电流检测值超过上限阈值时，脉冲转换部22使驱动信号Sa1断开。
由此，电源电流Is减小，电流检测值下降。然后，在驱动信号Sa导通的期间内电流检测值低于下限阈值时，脉冲转换部22再次使驱动信号Sa1导通。由此，电源电流Is再次增加，由电流检测部7检测到的电流检测值上升。
这样，在驱动信号Sa的导通期间t内驱动信号Sa1反复导通/断开，其结果，驱动信号Sa的导通期间t内的电源电流Is的峰值被控制在电流控制范围w内。因此，在使直流输出电压Vdc升压至较高的值时，图7所示的驱动信号Sa的导通期间t内的电源电流Is的峰值与驱动信号Sa1断开时的峰值相比被限制。
另外，如图8、图9所示那样通过调整上限阈值和下限阈值，能够控制上述驱动信号Sa的导通期间t内的驱动信号Sa1的开关次数，使电源电流Is的波形发生变化。图8所示的电流控制范围w1设定得比图9所示的电流控制范围w2大。这样，通过调整上限阈值和下限阈值，能够与电抗器2、直流负载10和谐波标准对应地来满足性能。
在以上的说明中，对设定了与驱动信号Sa的导通期间t相等的脉冲转换许可期间的示例进行了说明，但是脉冲转换许可期间不需要与驱动信号Sa的导通期间t相同，也可以如图10所示那样将比驱动信号Sa的导通期间t短的时间设定为脉冲转换许可期间t1。
根据图10的示例，在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，由此电源电流Is增加。但是，在达到脉冲转换许可期间t1之前的时间里电流检测值超过上限阈值的情况下，脉冲转换部22也不进行脉冲转换，当表示脉冲转换许可期间t1开始的脉冲导通时，驱动信号Sa1断开且电源电流Is下降。然后，在脉冲转换许可期间t1内电流检测值低于下限阈值时，通过脉冲转换部22使驱动信号Sa1导通，电源电流Is增加。然后，在脉冲转换许可期间t1内电流检测值超过上限阈值时，通过脉冲转换部22使驱动信号Sa1断开，电源电流Is再次減少。
这样，在设定了比驱动信号Sa的导通期间t短的脉冲转换许可期间t1的情况下，脉冲转换许可期间t1内的电源电流Is的峰值也被控制在电流控制范围w内。其结果，与设定了与驱动信号Sa的导通期间t相等的脉冲转换许可期间的情况相比，驱动信号Sa1的开关次数减少，能够抑制元件的损失从而抑制温度上升，并降低噪声。
在以上的说明中，对基准电压Vref在电源半个周期内为固定值的结构示例进行了说明，但是上限阈值和下限阈值不需要是固定值，也可以如图11所示那样采用与从电源电压Vs过零开始的经过时间相对应地改变基准电压Vref的结构。
根据图11的结构示例，在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，由此电源电流Is增加。然后，从过零时刻开始至经过一定时间T1为止，脉冲转换部22根据上限阈值1和下限阈值1进行脉冲转换。下限阈值1是比上限阈值1低的阈值。其结果，在一定时间T1的期间内，电源电流Is的峰值被控制在电流控制范围w1内。
进而，在从经过了一定时间T1的时刻开始至经过一定时间T2为止的期间内，根据上限阈值2和下限阈值2进行脉冲转换，该上限阈值2和下限阈值2以比电流控制范围w1的基准电压Vref高的基准电压Vref为中心。上限阈值2是比上限阈值1高的阈值，下限阈值2是比上限阈值2低且比上限阈值1高的阈值。其结果，在一定时间T2的期间内，电源电流Is的峰值被控制在电流控制范围w2内。
进而，在从经过了一定时间T2的时刻开始至驱动信号Sa断开的时刻为止的期间T3内，根据上限阈值1和下限阈值1进行脉冲转换，该上限阈值1和下限阈值1的值与从过零时刻开始至经过一定时间T1为止设定的上限阈值和下限阈值相同。其结果，在一定时间T3期间内，电源电流Is的峰值被控制在电流控制范围w1内。
通过采用这样的结构，能够在特定阶数的谐波分量相对于谐波限制值大量产生的情况下，减小其大小。
接着，对脉冲转换部22的结构示例进行说明。图12所示的脉冲转换部22由正极侧迟滞比较器HCH、负极侧迟滞比较器HCL和多个逻辑IC构成。
正极侧迟滞比较器HCH输入有电流检测部7的输出即电流检测电压Vis和来自驱动信号生成部21的正极侧基准电压VrefH。负极侧迟滞比较器HCL输入有电流检测电压Vis和来自驱动信号生成部21的负极侧基准电压VrefL。
另外，图1所示的电流检测部7具有设置在电流检测元件8的输出级的电平转换电路和放大器，使1/2Vd即低压系统电源Vd的一半的值与0安培相当，将由电流检测元件8检测出的交流电流波形转换成作为电压信号的电流检测电压Vis输出。由此，图12的脉冲转换部22能够与电流极性无关地生成驱动信号Sa1。
接着，使用图13，对图12所示的脉冲转换部22的动作进行说明。
在正极侧迟滞比较器HCH中，基于通过式(1)计算出的正极侧上限阈值VTHH(H)、通过式(2)计算出的正极侧下限阈值VTHH(L)和正极侧基准电压VrefH之间的关系，确定与正极侧的电流控制范围w对应的迟滞Δ。此外，正极侧迟滞比较器HCH的输出被逻辑NOT(非)IC3反转。逻辑AND(与)IC2’对逻辑NOT IC3的输出和驱动信号Sa进行逻辑AND，输出正极侧驱动信号SaH。另外，式(1)的Vd表示低压系统电源，式(2)的VOL表示运算放大器的输出饱和电压。
同样，在负极侧迟滞比较器HCL中，通过式(1)计算负极侧上限阈值VTHL(H)，通过式(2)计算负极侧下限阈值VTHL(L)。
基于负极侧上限阈值VTHL(H)、负极侧下限阈值VTHL(L)和负极侧基准电压VrefL的关系，确定与负极侧的电流控制范围w对应的迟滞Δ。通过逻辑AND IC2对负极侧迟滞比较器HCL的输出和驱动信号Sa进行逻辑AND，输出负极侧驱动信号SaL。然后，通过逻辑AND IC4对正极侧驱动信号SaH和负极侧驱动信号SaL进行逻辑AND，输出作为逻辑AND的结果的驱动信号Sa1。
通过使用如图12所示具有多个迟滞比较器的脉冲转换部22，能够与电流极性无关地生成驱动信号Sa1，能够控制图13的电源电流Is即电流检测电压Vis的波形。因此，能够抑制在短路部30导通时流过的短路电流的峰值，并且使直流输出电压Vdc升压。
此外，图12的迟滞比较器能够通过改变电阻R1、R2、R3的电阻值来变更迟滞Δ的宽度。例如使开关和电阻的串联电路与电阻R2或电阻R2’并联连接，通过对开关进行开闭能够切换合成电阻值。
接着，对在电源电压Vs的半个周期内驱动信号Sa开关2次时的动作进行说明。
在图14中示出了在电源电压Vs的半个周期内驱动信号Sa开关2次时的基准电压、驱动信号Sa1和电源电流Is的变化的状况。电源电压Vs为正极性时的两个驱动信号Sa中，从第一个驱动信号Sa导通时开始至断开时为止的期间是导通期间t1，从第二个驱动信号Sa导通时开始至断开时为止的期间是导通期间t2。同样，电源电压Vs为负极性时由基准电压控制部23检测的两个驱动信号Sa的导通期间t1、t2也是同样的。
X1表示电源电压Vs从负极性变化为正极性时的电源过零点。Y1表示从电源电压Vs为正极性时检测到的第一个驱动信号Sa的下降沿被检测出的时刻开始经过了一定时间后的时刻。X2表示电源电压Vs从正极性变化为负极性时的电源过零点。Y2表示从电源电压Vs为负极性时检测到的第一个驱动信号Sa的下降沿被检测出的时刻开始经过了一定时间后的时刻。
对基准电压控制部23将电源电压Vs判断为正极性时的动作进行说明。在将电源电压Vs判断为正极性时，基准电压控制部23在时刻Y1之前选择基准电压VHB，在时刻Y1选择基准电压VHA。即，当电源电压Vs为正极性时，在检测到第一个驱动信号Sa的下降沿之前，基准电压控制部23将正极侧基准电压VrefH维持为较高的值。此外，在第一个驱动信号Sa与第二个驱动信号Sa之间的断开区间内，基准电压控制部23使正极侧基准电压VrefH的值向下降的方向变化。
脉冲转换部22与由基准电压控制部23变更后的正极侧基准电压VrefH相对应地控制驱动信号Sa1的开关次数。因此，选择了基准电压VHB时的驱动信号Sa1导通与第一个驱动信号Sa的导通期间t1相等的期间。
另一方面，选择基准电压VHA之后的驱动信号Sa1形成为将电源电压Vs为正极性时的第二个驱动信号Sa分割成多个脉冲的波形。具体而言，在第一个驱动信号Sa与第二个驱动信号Sa之间的断开区间内，正极侧基准电压VrefH向下降的方向变化时，第二个驱动信号Sa被分割成多个开关脉冲。分割后的多个开关脉冲即多个驱动信号Sa1输出到脉冲传递部24。
在从X1至Y1的期间内电源电流Is的值较小，因此通过基准电压控制部23选择电压值比基准电压VHA高的基准电压VHB，能够将对电源电流Is的值进行限制的动作模拟性地中断。此外，通过基准电压控制部23在时刻Y1选择基准电压VHA，能够使电源电流Is的峰值处于以基准电压VHA为中心值的电流控制范围w内。
另外，在电源电压Vs为负极性时，脉冲转换部22不进行基于正极侧基准电压VrefH的脉冲分割动作。因此，在电源电压Vs为正极性时选择基准电压VHA之后，切换到基准电压VHB的定时可以是从定时X1开始经过1个周期之后的电源过零点，也可以是从正极性时的第一个驱动信号Sa上升的定时开始经过1个周期之后的定时。
接着，对基准电压控制部23将电源电压Vs判断为负极性时的动作进行说明。在将电源电压Vs判断为负极性时，基准电压控制部23在从X2至Y2的期间内选择基准电压VLA，在时刻Y2选择基准电压VLB。即，当电源电压Vs为负极性时，在检测到第一个驱动信号Sa的下降沿之前，基准电压控制部23将负极侧基准电压VrefL维持为较低的值。此外，基准电压控制部23在第一个驱动信号Sa与第二个驱动信号Sa之间的断开区间内使负极侧基准电压VrefL的值向上升的方向变化。
脉冲转换部22与由基准电压控制部23控制的负极侧基准电压VrefL相对应地控制驱动信号Sa1的开关次数。因此，选择了基准电压VLA时的驱动信号Sa1导通与第一个驱动信号Sa的导通期间t1相等的期间。
另一方面，选择基准电压VLB之后的驱动信号Sa1形成为将电源电压Vs为负极性时检测到的第二个驱动信号Sa分割成多个脉冲的波形。具体而言，在第一个驱动信号Sa与第二个驱动信号Sa之间的断开区间内负极侧基准电压VrefL向上升的方向变化时，第二个驱动信号Sa被分割成多个开关脉冲即多个驱动信号Sa1。分割后的多个驱动信号Sa1输出到脉冲传递部24。
在从X2至Y2的期间内电源电流Is的绝对值较小，因此通过基准电压控制部23选择电压值比基准电压VLB低的基准电压VLA，能够将对电源电流Is的值进行限制的动作模拟性地中断。此外，通过基准电压控制部23在时刻Y2选择基准电压VLB，能够使电源电流Is的峰值处于以基准电压VLB为中心值的电流控制范围w内。
另外，在电源电压Vs为正极性时，脉冲转换部22不进行基于负极侧基准电压VrefL的脉冲分割动作。因此，在电源电压Vs为负极性时选择基准电压VLB之后，切换到基准电压VLA的定时可以是从定时X2开始经过1个周期之后的电源过零点，也可以是从负极性时的第一个驱动信号Sa上升的定时开始经过1个周期之后的定时。
实施方式2
图15是表示本发明的实施方式2涉及的电力转换装置100的结构示例的图。图16是用于说明本发明的实施方式2涉及的电力转换装置100的动作的图。与实施方式1的不同之处在于，使用三个不同值的基准电压作为正极侧基准电压VrefH，并且使用三个不同值的基准电压作为负极侧基准电压VrefL。对与实施方式1相同的部分标注相同的符号并省略其说明，这里仅对不同的部分进行说明。
实施方式2的由驱动信号生成部21生成的基准电压Vref为基准电压VHA、基准电压VHB、基准电压VHC、基准电压VLA、基准电压VLB和基准电压VLC。
基准电压VHA、基准电压VHB和基准电压VHC是正极侧基准电压VrefH，基准电压VLA、基准电压VLB和基准电压VLC是负极侧基准电压VrefL。基准电压VHC是电压值比基准电压VHA高且比基准电压VHB低的基准电压，基准电压VLC是电压值比基准电压VLA高且比基准电压VLB低的基准电压。这些基准电压Vref由图2或图3所示的电路生成。
接着，对在电源电压Vs的半个周期内驱动信号Sa开关2次时的动作进行说明。
图16中所示的符号X1、X2、Y1、Y2与实施方式1中所说明的一样。Y3表示从时刻Y1开始经过了在电源电压Vs为正极性时检测到的第二个导通期间t2之前的时刻。Y4表示从时刻Y2开始经过了在电源电压Vs为负极性时检测到的第二个导通期间t2之前的时刻。
对基准电压控制部23将电源电压Vs判断为正极性时的动作进行说明。在将电源电压Vs判断为正极性时，基准电压控制部23在时刻Y1之前选择基准电压VHB，在时刻Y1选择基准电压VHA，在时刻Y3选择基准电压VHC。即，在电源电压Vs为正极性时，在检测到第一个驱动信号Sa的下降沿之前，基准电压控制部23将正极侧基准电压VrefH维持为较高的值。此外，在第一个驱动信号Sa与第二个驱动信号Sa之间的断开区间内，基准电压控制部23使正极侧基准电压VrefH的值向下降的方向变化。进一步，基准电压控制部23在第二个导通期间t2即驱动信号Sa的导通区间内使正极侧基准电压VrefH的值向上升的方向变化。
脉冲转换部22与由基准电压控制部23控制的正极侧基准电压VrefH相对应地控制驱动信号Sa1的开关次数。因此，选择了基准电压VHB时的驱动信号Sa1导通与第一个驱动信号Sa的导通期间t1相等的期间。
另一方面，选择基准电压VHA和VHC之后的驱动信号Sa1形成为将电源电压Vs为正极性时检测到的第二个驱动信号Sa分割成多个脉冲的波形。在图16中，选择了基准电压VHC时的驱动信号Sa1的宽度比选择了基准电压VHA时的驱动信号Sa1的宽度大。
在从X1至Y1的期间内电源电流Is的值较小，因此通过基准电压控制部23选择电压值比基准电压VHA高的基准电压VHB，能够将对电源电流Is的值进行限制的动作模拟性地中断。此外，通过基准电压控制部23在时刻Y1选择基准电压VHA，能够使电源电流Is的峰值处于以基准电压VHA为中心值的电流控制范围w1内。而且，通过基准电压控制部23在时刻Y3选择基准电压VHC，能够使电源电流Is的峰值处于比电流控制范围w1的值大的电流控制范围w2内。即，能够使电源电流Is的峰值处于以基准电压VHC为中心值的电流控制范围w2内。其结果，能够得到接近正弦波的电源电流Is，正极性的电源电压Vs的峰值付近的电源电流Is容易流过。
另外，在电源电压Vs为负极性时，脉冲转换部22不进行基于正极侧基准电压VrefH的脉冲分割动作。因此，在电源电压Vs为正极性时选择基准电压VHC之后，切换到基准电压VHB的定时可以是从定时X1开始经过1个周期之后的电源过零点，也可以是从正极性时的第一个驱动信号Sa上升的定时开始经过1个周期之后的定时。
接着，对基准电压控制部23将电源电压Vs判断为负极性时的动作进行说明。在将电源电压Vs判断为负极性时，基准电压控制部23在时刻Y2之前选择基准电压VLA，在时刻Y2选择基准电压VLB。进而，基准电压控制部23在时刻Y4选择基准电压VLC。即，在电源电压Vs为负极性时，在检测到第一个驱动信号Sa的下降沿之前，基准电压控制部23将负极侧基准电压VrefL维持为较低的值。此外，在第一个驱动信号Sa与第二个驱动信号Sa之间的断开区间内，基准电压控制部23使负极侧基准电压VrefL的值向上升的方向变化。而且，在第二个导通期间t2即驱动信号Sa的导通区间内，基准电压控制部23使负极侧基准电压VrefL的值向下降的方向变化。
脉冲转换部22与由基准电压控制部23控制的负极侧基准电压VrefL相对应地控制驱动信号Sa1的开关次数。因此，选择了基准电压VLA时的驱动信号Sa1导通与第一个驱动信号Sa的导通期间t1相等的期间。
另一方面，选择基准电压VLB和VLC之后的驱动信号Sa1形成为将电源电压Vs为负极性时检测到的第二个驱动信号Sa分割成多个脉冲的波形。在图16中，选择了基准电压VLC时的驱动信号Sa1的宽度比选择了基准电压VLB时的驱动信号Sa1的宽度大。
在从X2至Y2的期间内电源电流Is的绝对值较小，因此通过基准电压控制部23选择电压值比基准电压VLA高的基准电压VLB，能够将对电源电流Is的值进行限制的动作模拟性地中断。此外，通过基准电压控制部23在时刻Y2选择基准电压VLB，能够使电源电流Is的峰值处于以基准电压VLB为中心值的电流控制范围w1内。进而，通过基准电压控制部23在时刻Y4选择基准电压VLC，能够使电源电流Is的峰值处于绝对值比电流控制范围w1的绝对值大的电流控制范围w2内。即，能够使电源电流Is的峰值处于以基准电压VLC为中心值的电流控制范围w2内。其结果，能够得到接近正弦波的电源电流Is，负极性的电源电压Vs的峰值付近的电源电流Is容易流过。
另外，在电源电压Vs为正极性时，脉冲转换部22不进行基于负极侧基准电压VrefL的脉冲分割动作。因此，在电源电压Vs为负极性时选择基准电压VLC之后，切换到基准电压VHA的定时可以是从定时X2开始经过1个周期之后的电源过零点，也可以是从负极性时的第一个驱动信号Sa上升的定时开始经过1个周期之后的定时。
根据实施方式2的电力转换装置100，能够得到更接近正弦波的电源电流Is。因此，正极性或负极性的电源电压Vs的峰值付近的电源电流Is容易流过。另外，在实施方式2中对基准电压Vref的可变数量为三个的示例进行了说明，但是基准电压Vref的可变数量不局限于三个，也可以是四个以上。具体而言，在检测出正极性的电源电压Vs时，在第二个导通期间t2内，基准电压控制部23在时刻Y3选择基准电压VHC之后，进一步选择比基准电压VHC高且比基准电压VHB低的基准电压，由此能够得到更接近正弦波的正极性的电源电流Is。此外，在检测出负极性的电源电压Vs时，在第二个导通期间t2内，基准电压控制部23在时刻Y4选择基准电压VLC之后，进一步选择比基准电压VLC低且比基准电压VLA高的基准电压，由此能够得到更接近正弦波的负极性的电源电流Is。
另外，在实施方式1、2中采用在交流电源1的每半个周期内改变基准电压Vref的结构，其中，该基准电压Vref是用于控制交流电源1的电源电流Is的值的阈值，但是也可以采用仅在交流电源1的一个极性例如正极性时改变基准电压Vref的结构。
此外，在实施方式1、2中，对使用由电流检测部7检测出的电源电流Is控制短路部30的示例进行了说明，但不局限于此。事先通过试验使电源电流Is与开关脉冲即多个驱动信号Sa1相对应，并且从外部输入或使控制部20存储该对应关系，由此不检测电源电流Is也能够进行短路部30的控制。这样，只要根据构建的系统规格来选择是否需要检测电源电流Is即可。
此外，在实施方式1、2中，用由硬件构成的迟滞比较器生成驱动信号Sa1，但是迟滞比较器也可以由软件构成。在由软件构成的情况下，也能够获得同样的效果，但是与由硬件构成的情况相比，控制部20的负荷增大，因此从减轻负荷的观点出发优选迟滞比较器由硬件构成。
此外，实施方式1、2的电力转换装置100使用由设置在控制部20外部的电流检测单元9检测出的电流检测值生成驱动信号Sa1，但是也可以不使用电流检测部7而直接由控制部20检测电源电流Is的值来生成驱动信号Sa1。
如以上说明的那样，实施方式1、2涉及的电力转换装置100包括：整流电路3，其将来自交流电源1的交流电力转换成直流电力；短路部30，其经由连接在交流电源1与整流电路3之间的电抗器2使交流电源1短路；以及控制部20，其在交流电源1的半个周期内生成用于控制短路部30的、作为开关脉冲的多个驱动信号Sa，控制部20在多个驱动信号Sa的导通区间或断开区间内分阶段地改变基准电压Vref，该基准电压Vref是用于限制交流电源1的电源电流Is的值的阈值。
采用这种结构，与以往的简易开关比较器相比，能够抑制电源电流Is的峰值并且使直流输出电压Vdc升压。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制短路部30导通时的电源电流Is的失真，能够抑制谐波分量。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够扩展电源电流Is的流过期间，能够提高功率因数。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制构成交流电源1的滤波电路和其他部件的容量增加，能够抑制成本上升。此外，根据实施方式1、2的电力转换装置100，在电源半个周期内实施多次开关的情况下，也不需要进行各开关脉冲的设定时间的设计，由于能够设计与正负极对应的电流上限、下限处的阈值，因此控制设计较容易。此外，根据实施方式1、2的电力转换装置100，由于能够与负荷条件无关地通过适当的开关次数和脉冲定时进行控制，所以能够降低设计负担。
此外，根据实施方式1、2的电力转换装置100，能够在电源半个周期内改变基准电压Vref，所以与不改变基准电压Vref的情况相比，能够提高电源电流Is的控制自由度。此外，在中央处理单元的处理能力不太高的情况下，通过由迟滞比较器进行控制部20的处理的一部分，能够减轻控制部20的运算负荷，不会产生装置过度发热，并且在安全的工作范围内高可靠性地驱动系统。而在中央处理单元的处理能力较高的情况下，不使用迟滞比较器也能够高可靠性地驱动系统。在这种情况下，部件的安装面积可以较小。以上，能够制作与所使用的中央处理单元的处理能力相对应的最优电力转换装置100。此外，通过改变基准电压Vref，能够防止开关脉冲的过度增加，能够抑制噪声的产生。此外，通过改变基准电压Vref，能够将脉冲分割动作仅限制在特定的区域内。因此，能够降低由于开关动作引起的噪音。
此外，实施方式1、2的控制部20也可以基于作为阈值的基准电压Vref来分割开关脉冲即驱动信号Sa并输出，在采用这种结构的情况下，能够得到接近正弦波的电源电流Is，正极性的电源电压Vs的峰值付近的电源电流Is容易流过。
此外，实施方式1、2的控制部20也可以在各开关脉冲中的一个开关脉冲与另一个开关脉冲之间的断开区间内改变阈值。采用这种结构，能够抑制电源电流Is的变动，并且与在断开区间和导通区间双方都改变阈值的情况相比，能够减轻控制部20的运算负荷，能够用比较廉价的中央处理单元制作电力转换装置100。
此外，实施方式1、2的控制部20也可以在各开关脉冲中的一个开关脉冲与另一个开关脉冲之间的断开区间之后产生的开关脉冲的导通区间内改变阈值。采用这种结构，能够抑制电源电流Is的变动，并且与在断开区间和导通区间双方都改变阈值的情况相比，能够减轻控制部20的运算负荷，能够用比较廉价的中央处理单元制作电力转换装置100。
此外，实施方式1、2的控制部20也可以在交流电源1的每个周期内改变作为阈值的基准电压Vref。采用这种结构，能够抑制电源电流Is的变动，并且与在交流电源1的每半个周期内改变阈值的情况相比，能够减轻控制部20的运算负荷，能够用比较廉价的中央处理单元制作电力转换装置100。
此外，实施方式1、2的控制部20也可以仅在交流电源1为正极性或负极性时改变作为阈值的基准电压Vref。采用这种结构，与在交流电源1的每半个周期内改变阈值的情况相比，能够减轻控制部20的运算负荷。
如上所述，本发明对于具有使交流电源短路的短路部的电力转换装置是有效的。

Claims (8)

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：
整流电路，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；
短路部，其经由连接在所述交流电源与所述整流电路之间的电抗器使所述交流电源短路；以及
控制部，其在所述交流电源的半个周期内生成用于控制所述短路部的多个开关脉冲，
所述控制部在所述各开关脉冲的导通区间或断开区间内分阶段地改变用于限制所述交流电源的电源电流的值的阈值。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部基于所述阈值分割并输出所述各开关脉冲。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部在所述各开关脉冲中的一个开关脉冲与另一个开关脉冲之间的所述断开区间内改变所述阈值。
4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部在所述断开区间之后产生的开关脉冲的所述导通区间内改变所述阈值。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部在所述交流电源的每个周期内改变所述阈值。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部仅在所述交流电源为正极性或负极性时改变所述阈值。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
在所述控制部中设定有所述各开关脉冲与所述电源电流的对应关系，
所述控制部使用所述对应关系来控制所述短路部。
8.根据权利要求1至6中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部使用由设置在所述控制部外部的电流检测单元检测出的电源电流来控制所述短路部，或者不使用所述电流检测单元而直接检测所述电源电流来控制所述短路部。
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