JP2009044810A - コンバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
電圧位相センサと相電流センサを用いずに、コンバータ装置を制御するために必要な交流電圧位相初期値を検出する手段を実現し、安定した起動が出来るコンバータ装置及びモジュールを提供する。
【解決手段】
コンバータ装置のスイッチング素子群のうち上アームの素子群もしくは下アームの素子群にオン・オフ制御信号を順番に与え、与えた素子のオンあるいはオフの状態時に母線直流電流を検出し、検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号の順番から各相の検出電流信号を作成し、前記各相の検出電流信号より電圧位相，周波数及び、相順を推定することにより、安定した起動が達成できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換するコンバータ装置に関する。

交流から直流に変換するための電力変換器から発生する高調波電流を非常に小さくできる電力変換器として正弦波ＰＷＭコンバータ装置が広く普及している。

ＰＷＭコンバータ装置は入力側の交流電源との間にリアクトルを接続し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサと負荷が接続されている。そこで、電源側から負荷側へ電力供給する場合、電源電圧と同位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。また、負荷側から電源側に電力を回生する場合、電源電圧と逆位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。

具体的には、平滑コンデンサの直流電圧が所定値になるように入力電流の振幅指令を与え、電源電圧位相に同期した電流指令値として、この指令値に入力電流検出値が一致するようにＰＷＭコンバータの交流入力電圧を制御している。

このようにＰＷＭコンバータを制御するには、電源電圧位相及びコンバータへの入力電流の検出が不可欠である。

上記正弦波ＰＷＭコンバータの開発は古くから行われており、多数の方式が提案されている。

ここで、電源電圧センサを用いない、三相ＰＷＭコンバータの制御方式として、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」が提案されている。本方式は、電源電圧位相を検出することなく電源電圧位相に同期した正弦波電流を流すことが可能である。また、特開２００６−２５５８７号公報に、起動時だけ電源電圧ゼロクロス信号を利用し、通常運転時に位相センサレス制御へ切替方式を開示している。

特開２００６−２５５８７号公報 平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」

上記のように背景技術では様々な方式が提案されているが、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」は、ＰＷＭコンバータ起動時の電源電圧初期位相の検出にはＰＷＭコンバータを適当な位相でスイッチング動作を行い、そこで得られる電圧，電流情報を用いて電源電圧位相を推定する必要がある。

このため、上記スイッチング動作時に過電流にならないような配慮が必要であり、使用する用途（製品）によっては、上記方法が適用できない場合が有る。

また、上記電流情報の検出と処理をするためには、少なくとも二つの高性能電流センサと高性能デジタル制御器が必要であり、コスト高になる。

さらに、ＰＷＭコンバータを起動する時、負荷がある場合、ダイオード整流モードからＰＷＭ制御モードへ切り替えることが必要であるが、ダイオード整流電圧が電源電圧のピーク値までしか充電できないので、起動時コンバータの入力電圧指令が大きい場合、過変調になり、起動時コンバータの入力電圧指令が小さい場合、交流リアクトルへの印加電圧差が大きくなって、過電流になる現象が発生する。

従来の対策として、別電源により昇圧電圧まで初充電する方式や起動時の直流電圧指令をダイオード整流電圧から昇圧電圧まで徐々に上げる方式があるが、直流側に負荷がある場合、原理的にダイオード整流電圧が低い状態のため、コンバータの出力できる電圧が小さいので、突入電流を抑制する効果が薄いと考えられる。

本発明の目的は、上記課題を解決し、電圧位相センサや相電流センサを用いずに、交流電源電圧の位相，周波数，相順をスイッチング動作時に流れる母線直流電流により推定し、安定した起動が出来るコンバータ装置を提供することにある。

上記目的を達成するためには、コンバータ回路を構成するスイッチング素子群の複数のスイッチング素子にオン・オフ制御信号を順番に与え、その時流れる母線直流電流とオン・オフ制御信号の関係を用いて前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することである。

電圧位相センサや相電流センサを用いずに、交流電源電圧の位相，周波数，相順をスイッチング動作時に流れる母線直流電流により推定し、安定した起動が出来るコンバータ装置を提供することができる。

以下図面を用いて実施例を説明する。

以下、本発明の第１の実施例を図１から図１２を用いて説明する。図１は本発明の実施例のＰＷＭコンバータ装置である。本発明のＰＷＭコンバータ装置の最終的な利用形態の一例を示している。

図１に示す通り、ＰＷＭコンバータ装置は、三相の交流電源１にリップルフィルタ２とリアクトル３を介して接続されたコンバータ回路４と、前記コンバータ回路４の直流出力端子に接続された平滑コンデンサ５および負荷９と、前記コンバータ回路４を制御するコンバータ制御部６と、母線直流電流を検出する電流検出回路７と直流電圧検出回路８から構成されている。尚、コンバータ制御部６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。

以下の説明にあたっては、コンバータ回路４が３相ブリッジ結線であって、上アーム側のスイッチング素子をＱｒ，Ｑｓ，Ｑｔ、下アーム側のスイッチング素子をＱｘ，Ｑｙ，Ｑｚ、それぞれのスイッチング素子に逆並列ダイオードをＤｒ，Ｄｓ，Ｄｔ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚの記号で表す。

図２に前記コンバータ装置の起動シーケンスを示す。本実施例のコンバータ装置の起動シーケンスは、（１）負荷推定，（２）昇圧動作，（３）位相検出を行いセンサレス制御に切り替わる。以下、この起動シーケンスの詳細を説明する。

（１）負荷推定：前記母線直流電流検出回路７により、ダイオード整流動作時の直流側電流を検出し、前記コンバータ制御部６内の演算処理（図示はしていない）によるローパスフィルタ、もしくは一定時間の平均処理することにより直流成分を取り出す。この直流成分が設定値より大きい場合、コンバータを起動させる。

（２）昇圧動作：図３に示すオン・オフ制御信号１２を各スイッチング素子に与えて、直流電圧を昇圧する。図３に示すオン・オフ制御信号１２は、三相のスイッチング素子のうち二相にオン信号を与え、前記オン信号を与える相を順次変化させている。例えば、スイッチング素子Ｑｘがオンの状態からオフに転換する時、Ｑｘに流れる電流がＤｒを通じて、平滑コンデンサ５に充電され、直流電圧を昇圧する。直流電圧を昇圧することにより、センサレス制御切り換え時の過電流抑制が可能である。

なお、上アームの三相の全てのスイッチング素子はオフ信号を与えている。

また、上アームのスイッチング素子にオン・オフ制御信号１２を、下アームのスイッチング素子の全てにオフ信号を与えても良い。

また、スイッチング素子に与える通流率（オン時間率）を調整することにより直流電圧の調整が可能である。過電圧や過電流を避けるために、各オン・オフ制御信号のパルス幅は０から徐々に広げた方がよい。これらのオン・オフ制御信号は、図４に示すように三角波のキャリア１４と１相の指令値１３の比較により得られる。三相のオン・オフ制御信号Ｐ_Qx，Ｐ_Qy，Ｐ_Qzは各相指令値をキャリア１周期分ずらすことにより得られる。また、以下説明する位相検出の精度を確保するために、キャリア周波数は電源周波数より数十〜数百倍に設定した方が良い。

制御信号のパルス幅を広げると同時に、直流電圧検出回路８を用いて、直流電圧を検出する。検出した直流電圧が設定値以上になると、前記制御信号のパルス幅を固定し、位相検出処理へ行く。

（３）位相検出：前記制御信号のパルス幅を保持して、スイッチング素子がオンの状態で、前記母線電流検出回路７により電流を検出し、以下説明する位相検出を行う。

図５に電源１周期の三相電圧波形を示す。各相電圧の大小関係により、Ｉ〜IIIの三つの領域を表記している。各スイッチング素子のオン・オフ状態と各相電圧の大小関係により、検出される電流信号が異なる。

例えば、スイッチング素子Ｑｘがオフ、ＱｙとＱｚがオンの状態で、電源位相領域Ｉの場合、図６に示すように、Ｕ相電圧がＶ相或いはＷ相より高いので、ＱｙとＱｚがオンの状態になっても、ダイオードＤｒとＤｙ或いはＤｚが通流するので、この時、母線直流電流は検出される。また、この時の母線直流電流はＵ相入力電流に対応する。

反対に、電源位相領域IIとIIIの場合、図７に示すように、Ｕ相電圧がＶ相或いはＷ相より低いので、スイッチング素子ＱｙとＱｚがオンの状態になると、相間短絡電流がＱｙ或いはＱｚに通流する。この時、母線直流電流は検出されない。

同様に、Ｑｙがオフ、ＱｘとＱｚがオンの状態で、電源位相領域IIの場合のみ、母線直流電流から、Ｖ相入力電流は検出される。Ｑｚがオフ、ＱｘとＱｙがオンの状態で、電源位相領域IIIの場合のみ、母線直流電流からＷ相入力電流は検出される。

以上説明したように、電源位相領域Ｉのみ、スイッチング素子Ｑｘがオフ、ＱｙとＱｚがオンの状態で、母線直流電流がＵ相入力電流に対応する特徴がある。同様に、スイッチング素子Ｑｙがオフ、ＱｘとＱｚがオンの状態では、電源位相領域IIにおいて、母線直流電流がＶ相入力電流に対応する。スイッチング素子Ｑｚがオフ、ＱｘとＱｙがオンの状態では、電源位相領域IIIにおいて、母線直流電流がＷ相入力電流に対応する。

このように、１相に対応するスイッチング素子がオフ、他の２相に対応するスイッチング素子がオンの状態で、検出した母線直流電流信号をオフ状態の素子に対応する相に従って分離する。具体的に述べると、Ｑｘがオフ、ＱｙとＱｚがオンの状態で検出した電流をＵ相電流とする；Ｑｙがオフ、ＱｘとＱｚがオンの状態で検出した電流をＶ相電流とする；Ｑｚがオフ、ＱｘとＱｙがオンの状態で検出した電流をＷ相電流とする。

図８は、以上のように検出電流を分離した波形を示す。図８に示す通り、電源電圧位相と検出電流流れ出す点（電流が０から正になる点）と流れ終わる点（電流が正から０になる点）がほぼ一致していることから、電源電圧位相を推定することができる。また、各検出波形の順番から、電源の相順を判断することができる。さらに、各検出波形の時間差から、電源周波数を演算することもできる。

例えば、Ｕ相に対応する検出電流波形１６に、検出電流流れ出す点の時刻がｔ１とすると、その時点（起点）に対応の電源電圧位相は約３０°、検出電流流れ終わる点の時刻がｔ２とすると、その時点（終点）に対応の電源電圧位相は約１５０°である。

以上の対応関係により、図８に示す検出電流波形から電源電圧位相の推定ができる。但し、電源インダクタンスや負荷の大小の影響で、上記起点や終点は多少ずれることがあるので、前記起点と終点の中点を使用すれば、検出精度が向上する。

以下、コンバータ制御部６内部で行われる位相推定の具体的な演算アルゴリズムについて図９を用いて説明する。

図９には、位相検出動作開始時（時刻ｔ０）にクリアされ、その後キャリア周期毎にアップカウントされるカウンタ値１９と図８で示したＵ相に対応する検出電流波形１６を示す。ここでは説明のためＵ相のみで説明する。

時刻ｔ０以降、コンバータ制御部６では、検出電流値の前回値と今回値及び０値の比較を行い、下記条件となるポイントを周期的に探索する。

条件１：前回値より今回値が大きく、前回値が０値
条件２：前回値より今回値が小さく、今回値が０値
ここで、０値とは検出電流値が０の値（理想値）を示しているが、実際には、Ａ／Ｄ変換器の変換精度やノイズの影響で完全には０にならないので、所定の設定値以下を０値とする必要がある。

図９では、点Ａが条件１、点Ｂが条件２のポイントとなり、条件１の時のカウンタ値をＮ_1u、条件２の時のカウンタ値をＮ_2uとして保存する。

上記により、電源電圧位相約３０°時点のカウンタ値（時刻ｔ１）Ｎ_1uと、電源電圧位相は約１５０°時点のカウンタ値Ｎ_2u（時刻ｔ２）が検出できる。

以上のデータより下式を用いて、現時点（時刻ｔ３）の電源電圧位相θ_dcを求める。

θ_dc＝（Ｎ−(Ｎ_2U＋Ｎ_1U)／２）×Δθ＋９０°
ここで、Ｎ：現時点（時刻ｔ３）のカウンタ値、Δθ：キャリア１周期の位相増分量（Δθ＝３６０°×電源周波数／キャリア周波数）である。

上式からも解る通り、本実施例では、条件１と条件２の２点より平均値の位相（９０°）を求め、そこを基準位相として現時点の位相を算出しているが、条件１ないし条件２を検出後、その位相を基準位相として現時点の位相を算出してもかまわない。

上記の通り、検出電流値から現時点の電源電圧位相が検出可能となる。

また、以上の説明は、電源電圧の相順が正順（Ｕ，Ｖ，Ｗの順）と仮定した。仮に、電源電圧の相順が不明の場合、先に電源の相順の判定が必要である。

次に、電源電圧相順の判定方法について説明する。

相順を判定するには、各相において上記検出を行う必要がある。詳細は記述しないが、各相の条件に対応したカウンタ値（Ｎ_1u，Ｎ_1v，Ｎ_1w，Ｎ_2u，Ｎ_2v，Ｎ_2w）の大小関係から相順を判定できる。

例えば、
Ｎ_1u＜Ｎ_1v＜Ｎ_1w或いはＮ_1w＜Ｎ_1u＜Ｎ_1v或いはＮ_1v＜Ｎ_1w＜Ｎ_1uの場合、電源電圧はＵ，Ｖ，Ｗの順（正順）に対応する。

Ｎ_1u＜Ｎ_1w＜Ｎ_1v或いはＮ_1w＜Ｎ_1v＜Ｎ_1u或いはＮ_1v＜Ｎ_1u＜Ｎ_1wの場合、電源電圧はＵ，Ｗ，Ｖの順（逆順）に対応する。

上記判断条件に、Ｎ_1u，Ｎ_1v，Ｎ_1wの代わりに、Ｎ_2u，Ｎ_2v，Ｎ_2w或いは（Ｎ_1u＋Ｎ_2u），（Ｎ_1v＋Ｎ_2v），（Ｎ_1w＋Ｎ_2w）を使っても良い。

電源相順が逆順と判定すれば、位相の進む方向が逆であるので、電源電圧位相θ_dcの演算式のΔθ値を負に設定する（Δθ＝−３６０°×電源周波数／キャリア周波数）。

次に電源周波数の検出方法について説明する。これも上記同様、各相に対応したカウンタ値（Ｎ_1u，Ｎ_1v，Ｎ_1w，Ｎ_2u，Ｎ_2v，Ｎ_2w）を用いて演算できる。簡単な方法としては、ある相の条件１のカウンタ値（例えばＮ_1u）と条件２のカウンタ値（例えばＮ_2u）の差から求める方法や、同じ相の１周期の前後のカウンタ値の差から求める方法がある。

本実施例では、隣り合う相の条件１のカウンタ値と条件２のカウンタ値の差を利用する方法を示す。但し、本演算法は上記相順の判定後に行う必要がある。

一例として、Ｎ_1u＜Ｎ_1v＜Ｎ_1w或いはＮ_1w＜Ｎ_1u＜Ｎ_1vの場合について記載する。この例の場合の周波数の演算式は下式となる。

ｆｓ＝１２０×ｆｃ／（３６０×｜Ｎ_1v−Ｎ_1u｜）
＝ｆｃ／（３×｜Ｎ_1v−Ｎ_1u｜）
ここで、ｆｓ：電源周波数、ｆｃ：キャリア周波数、Ｎ_1u：Ｕ相電流起点のカウンタ値、Ｎ_1v：Ｖ相電流終点のカウンタ値。

上記の通り、位相，周波数，相順の検出が行った後、センサレス制御へ切り換える。

図１０に、コンバータ装置の起動までの制御フローを示す。

本実施例では、上述したように、コンバータ装置の負荷が一定値以上ないと動作させない設定としているため、母線直流電流を検出し負荷を推定している。このため、Ｆ２，Ｆ３にて、母線直流電流を検出し起動条件になるのを監視している。起動条件をクリアすると、Ｆ４，Ｆ５において、前述した直流電圧の昇圧処理を行う。

直流電圧昇圧後、スイッチング素子のパルス幅を固定（Ｆ６）して、上述した位相，相順，周波数検出方法により電源電圧位相と相順及び電源周波数を検出し制御系にセット（Ｆ７〜Ｆ９）し、センサレス制御へ移行する（Ｆ１０）。

本発明の第２の実施例を図１１から図１３を用いて説明する。

本実施例は、第１の実施例の位相検出時、検出電流にノイズ成分がある場合の対策を示している。図１は本発明の実施例のＰＷＭコンバータ装置である。

図１の構成は第１の実施例で説明したものである。

本実施例の各スイッチング素子のオン・オフ制御信号と起動シーケンスは、第１の実施例で述べたものと同様である。

上述した第１の実施例の位相検出方法では、検出電流波形のゼロクロス時点（即ち、検出電流流れ出す点と、検出電流流れ終わる点）を利用して、電源位相を推定している。しかし、検出電流にノイズ成分がある場合、前記ゼロクロス時点の位置ズレや判定エラーが発生し、位相推定結果に誤差が大きくなる。

また、上記ゼロクロス時点を検出するために、検出電流と０の比較が必要である。実際には、Ａ／Ｄ変換器の変換精度やノイズの影響で、所定の比較値が０より大きく設定する必要がある。ノイズ成分が大きい場合、この比較値も大きく設定しなければならない。

上記ノイズの影響を低減するために、検出電流の移動平均処理を行う。特に、図８に示す電流波形は、電源の１／３周期の間に検出電流がある特徴があるので、図８に示す電流波形に対して、移動平均処理の平均区間の長さを電源周期の１／３に設定すれば、平均処理の出力の最大値が得られる。

図１１に、Ｕ相検出電流波形１６と移動平均処理後の波形２０を示す。移動平均処理後の波形の最大値に対応する時点は、Ｕ相検出電流流れ終わる点に対応している。従って、移動平均処理後の波形の最大値に対応する時点を利用して、従来の位相演算方法と同様に、電源位相を推定することができる。

以下相順，周波数及び電源位相の具体的な演算アルゴリズムについて、図１２と図１３を用いて説明する。

図１２には、移動平均処理後の三相検出電流波形２０ａ，２０ｂ，２０ｃ及び位相検出動作開始時（時刻ｔ０）にクリアされ、その後キャリア周期毎にアップカウントされるマイコン内部カウンタ値１９を示す。

時刻ｔ０以降ｔ４までの間に、下記条件となるポイントを探索する（同じ相の検出電流の移動平均値の最大値に対応するカウンタ値を探す）。

カウンタ値更新条件：移動平均値が前回最大値より大きい。

動作：移動平均値の最大値を今回の移動平均値に変更し、カウンタ値をＮ_x（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）に保存する。

１電源周期の間に、三相の移動平均値の最大値を確実に検出するため、探索時間Ｔ_detは、電源周期の１〜４／３倍に設定する必要がある。電源周波数が５０Ｈｚ或いは６０Ｈｚであるので、探索時間は下記のように設定したほうが良い。

この値は、５０Ｈｚの電源周期の１倍と、６０Ｈｚの電源周期の４／３倍の平均値である。

上記最大値探索が終了後（時刻ｔ４）、各相の電流最大値に対応のカウンタ値Ｎ_u，Ｎ_v，Ｎ_wを利用して、以下のように相順判定，周波数算出，位相演算処理を行う。
（１）相順判定処理
電流最大値に対応のカウンタ値Ｎ_u，Ｎ_v，Ｎ_wを用いて、図１３（表１）に示す大きさ関係により、相順とθ₀及びΔＮを決める。
（２）電源周波数の演算
図１３のΔＮに対応の位相は２４０°なので、次式により、電源周波数ｆｓを求められる。

ｆｓ＝２４０°×ｆｃ／（３６０°×ΔＮ）［Ｈｚ］
ここで、ｆｓ：電源周波数，ｆｃ：キャリア周波数。

実際の電源周波数は５０Ｈｚと６０Ｈｚしかないので、ΔＮの大きさから、直接に電源周波数を判定することもできる。
（３）電源位相演算
電源位相演算は、相順によって、下式のように求められる。正順の場合：
θ_dc＝θ₀＋（Ｎ−(Ｎ_u＋Ｎ_v＋Ｎ_w)／３）×Δθ［°］
逆順の場合：
θ_dc＝θ₀−（Ｎ−(Ｎ_u＋Ｎ_v＋Ｎ_w)／３）×Δθ［°］
ここで、Ｎ：現時点（時刻ｔ４）のカウンタ値、Δθ：キャリア１周期の位相増分量（Δθ＝３６０°×電源周波数／キャリア周波数）である。

相順判定，周波数算出，位相演算処理が完成した後、第１の実施例と同様に、制御系に
セットし、センサレス制御へ移行する。

本発明の第３の実施例を図１４を用いて説明する。本実施例は、第１実施例と第２実施例の三相コンバータ装置をモジュール化したものである。

モジュールの回路構成は、第１の実施例の図１と同様である。図１４に、制御基板２１とパワー素子（パワーモジュール）２２から構成される、実際のモジュールのハード回路の一例を示す。

ここで、図１の母線直流電流検出回路７，直流電圧検出回路８，コンバータ制御部６（１チップマイコン）とコンバータ回路４は、図１４の制御基板２１上に配置され、パワー素子２２と、１つのモジュール内に納められている形態となっている。

ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。

本発明によると、電源電圧センサ，電流センサや位相センサを使用せず、安価な回路構成のコンバータ装置において、小型な交流リアクトルを採用しても、短時間でスムーズな（過電圧，過電流現象なし）起動できるコンバータモジュールを提供することができる。

本発明の第４の実施例を図１５と図１６を用いて説明する。本実施例は、第１実施例及び第２実施例の三相コンバータ装置とモータ駆動用インバータ装置をモジュール化したものである。

ここで、インバータ直流電流検出回路７ａ，コンバータ直流電流検出回路７，直流電圧検出回路８，コンバータ／インバータ制御部６ａは１チップマイコンの一部として構成されている。また、１チップマイコン，コンバータ回路４とインバータ回路４ａは、同一基板上で構成され、１つのモジュール内に納められている形態となっている。

モジュール化により、制御部の部品低減（例えば、マイコン，電源回路，直流電圧検出回路の共用）が可能である。また、インバータとコンバータの制御情報を共有により、制御のレスポンスも速くできる。

図１５に、モジュールを構成する部分を破線で示している。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。また、図１５に示す方法はシャント抵抗を用いて母線電流を検出しているが、実際にシャント抵抗に限らず、一部の電流センサなどを用いても良い。

以上のように、本発明によると、交流電圧センサと電流センサを使用せず、安価な回路構成のＰＷＭコンバータ装置とモータ駆動用インバータ装置において、短時間でスムーズな（過電圧，過電流現象なし）起動できるＰＷＭコンバータ・インバータモジュールを提供することができる。

本発明の第１の実施例を示すＰＷＭコンバータ装置の構成図。 本発明の第１の実施例のコンバータ起動シーケンスである。 本発明の第１の実施例の位相検出時のコンバータ回路と制御信号。 本発明の第１の実施例の位相検出時の制御信号発生方法を示す図である。 三相電源電圧波形と位相領域を示す図である。 電源位相領域Ｉにおいて、通電経路を示す等価回路である。 電源位相領域IIもしくはIIIにおいて、通電経路を示す等価回路である。 本発明の第１の実施例の母線直流電流から各相の検出電流波形を示す図である。 マイコン内部、本発明の第１の実施例の位相演算アルゴリズムの説明図である。 本発明の第１の実施例を適用した直流コンデンサ充電と位相検出を行うためのフローチャートである。 本発明の第２の実施例の母線直流電流からＵ相の検出電流波形と移動平均処理後の電流波形を示す図である。 マイコン内部、本発明の第２の実施例の位相演算アルゴリズムの説明図である。 本発明の第２の実施例のカウンタ値と相順関係の表である。 本発明の第３の実施例のコンバータモジュールの構成図である。 本発明の第４の実施例を示すモータ制御モジュールの構成図である。 本発明の第４の実施例のコンバータ・インバータモジュールの構成図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ リップルフィルタ
３ リアクトル
４ コンバータ回路
４ａ インバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ コンバータ制御部
６ａ コンバータ／インバータ制御部
７ 母線直流電流検出回路
７ａ 母線直流電流検出回路
８ 直流電圧検出回路
９ 負荷
１０ 直流電圧波形
１１ Ｕ相電流波形
１２ オン・オフ制御信号
１３ Ｕ相指令値
１４ キャリア
１５ Ｑｘの制御信号
１６ 分解した電流波形（Ｕ相に対応）
１７ 分解した電流波形（Ｖ相に対応）
１８ 分解した電流波形（Ｗ相に対応）
１９ マイコン内部カウンタ値
２０ 移動平均処理後のＵ相電流波形
２１ 制御基板
２２ パワー素子（モジュール）

Claims (13)

1. 交流電源により与えられる交流を直流に変換するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の直流側の母線直流電流を検出する母線直流電流検出回路と、前記母線直流電流検出値を用いてコンバータを制御する制御手段を備えたコンバータ装置において、
   前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群の上アームもしくは下アームのスイッチング素子の一方のアームの三相のスイッチング素子の全てをオフにし、
   もう一方のアームの三相のスイッチング素子のうち二相にオン信号を与え、前記オン信号を与える相を順次変化させることにより母線直流電流を検出し、
   検出した母線直流電流検出値により前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを推定することを特徴とするコンバータ装置。
2. 請求項１において、
   前記コンバータ装置が停止状態で、検出した母線直流電流より前記コンバータ装置の直流負荷状態を推定し、直流負荷状態が設定値より大きい場合、前記コンバータ装置を起動し、直流負荷状態が設定値より小さい場合、前記コンバータ装置を停止することを特徴とするコンバータ装置。
3. 請求項２において、
   前記コンバータ装置の直流負荷状態は、前記母線直流電流をローパスフィルタ、もしくは一定時間の平均処理すること又は双方により推定することを特徴とするコンバータ装置。
4. 請求項１において、
   前記母線直流電流から各相電流を再現し、その電流情報から前記電圧位相を検出することを特徴とするコンバータ装置。
5. 請求項１において、
   前記母線直流電流から各相電流を再現し、その電流の流れ出す点と流れ終わる点の中心から前記電圧位相を推定することを特徴とするコンバータ装置。
6. 請求項１において、
   前記母線直流電流が流れなくなる時間又は所定値未満以下となる時間、及び、前記母線直流電流が流れ出す時間又は所定値以上となる時間を検出し、その時間から前記電圧位相を推定することを特徴とするコンバータ装置。
7. 請求項１において、
   検出した母線直流電流とオン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分離し、分離した各相の電流信号の電流値が所定値未満となる時間、或いは電流値が所定値以上となる時間、或いは前記所定値未満となる時間と前記所定値以上となる時間の平均値時間の各相の時間差から前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを推定することを特徴とするコンバータ装置。
8. 請求項１において、
   検出した母線直流電流とオン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分離し、分離した相のうちの１相の電流信号の電流値が所定値未満となる時間、或いは電流値が所定値以上となる時間、或いは前記所定値未満となる時間と前記所定値以上となる時間の平均値時間を少なくとも２点検出し、その時間差から前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを推定することを特徴とするコンバータ装置。
9. 請求項１において、
   検出した母線直流電流とオン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分離し、分離した相のうちの２相の電流信号の電流値が所定値未満となる時間、或いは電流値が所定値以上となる時間、或いは前記所定値未満となる時間と前記所定値以上となる時間の平均値時間を検出し、その時間差から前記交流電源の周波数を推定することを特徴とするコンバータ装置。
10. 請求項１において、
    検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分離し、分離した電流信号を移動平均処理し、移動平均処理後の信号の最大値を利用して前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを推定することを特徴とするコンバータ装置。
11. 請求項１において、
    三相のスイッチング素子のうち二相に与えるオン信号は、前記スイッチング素子を動作させるスイッチング周期の整数倍の周期分ずらして順番に出力することを特徴とするコンバータ装置。
12. 請求項１において、
    三相のスイッチング素子のうち二相に与えるオン信号のパルス幅は、前記直流端子間の直流電圧値が所定値になるように調整することを特徴とするコンバータ装置。
13. 請求項１において、
    前記コンバータ装置が起動前に、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ信号制御信号を順番に与え、前記オン・オフ信号の幅を調整することにより、前記平滑コンデンサの直流電圧を所定値まで昇圧することを特徴とするコンバータ装置。

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