JP2019050673A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトル電流を精度よく推定する。【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０は、電流指令生成器３１、オブザーバ３２、デューティ比制御器３４、および三角波比較器３６を含んで構成される。電流指令生成器３１には、コンデンサ電圧指令値ｖｃ＊とコンデンサ電圧検出値ｖｃとの偏差が入力されリアクトル電流指令値ｉＬ＊をデューティ比制御器に出力する。オブザーバ３２は、デッドタイムによる誤差デューティ比、コンデンサ電圧検出誤差を外乱として付加したものであり、コンデンサ電圧ｖｃ、電源電圧ｖｂおよび出力電流ｉｍを受けて、これらの値からＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を用いて、コンデンサ電圧推定値ｖｃ~、リアクトル電流推定値ｉＬ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~、およびコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖｃ~を算出してデューティ比制御器に出力する。【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

直流の入力電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、過渡特性の応答性向上を狙いリアクトル電流マイナーループ付電圧制御を用いることが広く知られている。このとき、電流センサを用いずにリアクトル電流を推定できれば、電流センサを削減できる。

特許文献１には、オブザーバを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する技術が記載されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、リアクトルと、上側スイッチング素子に相当する正極側スイッチング素子と、下側スイッチング素子に相当する負極側スイッチング素子とを含む。この技術では、オブザーバによってリアクトルを流れる電流であるリアクトル電流が推定される。

特開２００６−４２５３６号公報

ＤＣ／ＤＣコンバータでは、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子を交互にオンし、そのデューティ比によってリアクトル電流を制御する。従って、リアクトル電流リプルは基本的に三角波状になる。
ここで、昇圧または降圧の状態が変化しない場合には、一方のスイッチング素子をオフに固定し、他方のスイッチング素子のみをオンオフする片素子スイッチングが利用される場合がある。

片素子スイッチングでは、リアクトル電流のリプルがゼロクロスしない場合は、リアクトル電流リプルは通常通り三角波状となる（連続モード）。一方、リアクトル電流リプルがゼロ電流にクロスしてキャリア一周期の間にゼロ電流となる期間が発生すると、リアクトル電流リプルが三角波状とならない（不連続モード）。

不連続モードでは、デューティ比とリアクトル電流／コンデンサ電圧（高圧出力側）の比例関係が崩れる。このため、デューティ比を用いたオブザーバでは、精度良くリアクトル電流を推定できない。

本発明では、片側スイッチングにおいてもリアクトル電流を精度よく推定することを目的とする。

本発明は、リアクトルと、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子とを含み、直流電源の出力を電力変換するとともにコンデンサによって平滑して出力するＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を状態方程式を用いて模擬するオブザーバであって、前記コンデンサの検出誤差である誤差コンデンサ電圧を外乱として付加し、前記コンデンサのコンデンサ電圧、前記リアクトルを流れるリアクトル電流、および前記コンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、前記リアクトル電流の推定値を用いて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを備え、前記オブザーバは、上側および下側スイッチング素子の一方をオフ状態として他方をスイッチングする片素子スイッチング期間において、スイッチングする上側スイッチング素子または下側スイッチング素子のオン期間と、オフ期間とで、異なる状態方程式を用いる。

また、前記オブザーバは、キャリアとデューティ比指令の比較によって上側および下側スイッチング素子のオン期間およびオフ期間を検出するとともに、片素子スイッチング期間において、キャリアの山および谷のタイミングでスイッチングするスイッチング素子がオンまたはオフ状態でその時の状態での推定を行い、得られた推定値を次の状態であるスイッチングするスイッチング素子のオフまたはオンの状態における推定の入力値とするとよい。

また、前記オブザーバは、上側スイッチング素子をオンオフする片素子スイッチング期間において、リアクトル電流の推定値がゼロより大きくなった場合には、リアクトル電流推定値をゼロとするとよい。

また、前記オブザーバは、下側スイッチング素子をオンオフする片素子スイッチング期間において、リアクトル電流の推定値がゼロより小さくなった場合には、リアクトル電流推定値をゼロとするとよい。

本発明によれば、２つのスイッチング素子およびリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、片側素子スイッチング時においても、リアクトル電流を精度よく推定できる。

基本形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。 基本形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成を示す図である。 図２に示しているオブザーバを示す図である。 片素子スイッチングにおける力行・回生の切り換え時のリアクトル電流リプルを示す図である。 両素子スイッチングにおける力行・回生の切り換え時のリアクトル電流リプルを示す図である。 山谷割り込み時の推定のモードを示す図である。 山谷割り込み時の推定のモードのフローチャートである。 片素子スイッチングのオブザーバの構成を示す図である。 片素子スイッチングでの推定波形を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。

＜基本形態＞
図１は、第１の基本形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８および負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、上側スイッチング素子１４、下側スイッチング素子１６を有する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。

直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には上側スイッチング素子１４の一端および下側スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。上側スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。下側スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端および直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９および負極母線２０の間に接続され、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させるために用いられる。

なお、基本形態では、上側スイッチング素子１４および下側スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。上側スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。下側スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、上側スイッチング素子１４および下側スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、上側スイッチング素子１４をオフ状態および下側スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、下側スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Ｌが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖ_ｂ）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されて高圧側コンデンサ１８の両端間電圧であるコンデンサ電圧ｖ_ｃが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_ｃが負荷１０４に印加される。また、上側スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖ_ｃが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_ｃは、キャリア信号の１周期に対する上側スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。制御装置３０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の現在の状態値が入力される。制御装置３０は入力された状態値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。状態値として、直流電源１０の電源電圧ｖ_ｂ、コンデンサ１８のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、負荷であるモータ１０６の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗおよびモータ１０６の回転角θの検出値が対応するセンサから制御装置３０へ入力される。制御装置３０は、モータの電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗおよびモータの回転角θからＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流ｉ_ｍを算出する。

図２は、制御装置３０の構成を示す図である。制御装置３０は、電流指令生成器（ｉＬ指令生成器）３１、オブザーバ３２、デューティ比制御器３４、および三角波比較器３６を含んで構成される。

電流指令生成器３１には、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊とコンデンサ電圧検出値ｖ_ｃとの偏差が入力される。電流指令生成器３１は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、リアクトル１２を流れるリアクトル電流の指令値ｉ_Ｌ ^＊を生成するＰＩ制御器とすることができる。リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、リアクトル電流を制御するための目標値となる値であり、後述のデューティ比制御器３４に入力される。

オブザーバ３２は、デッドタイムによる誤差デューティ比、コンデンサ電圧検出誤差を外乱として付加したものであり、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂおよび出力電流ｉ_ｍを受けて、これらの値からＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いて、コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~、およびコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ~を算出して出力する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線~（チルダ）を付して示してある。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を説明するために、まず、外乱を付加していない比較例の状態方程式としての比較例状態方程式を説明する。

比較例状態方程式は、数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧はｖ_ｃ、リアクトル電流はｉ_Ｌ、電源電圧はｖ_ｂ、出力電流（負荷電流）はｉ_ｍ、リアクトル１２のインダクタンスはＬ、コンデンサ１８のキャパシタンスはＣ、リアクトル１２の抵抗値はＲ_Ｌ、デューティ比はｄと示す。

数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。ここでデッドタイムによる誤差デューティ比とは、スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対する、デッドタイムにより生じるデューティ比の誤差である。

数式（２）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。

図３は、基本形態のオブザーバ３２を示す図である。オブザーバ３２において、入力信号、出力信号が図３で示されるようになる。図３において、Ａは、数式（３）の破線枠αで示される係数と、破線枠Ａ０で示される行列とを乗じたものであり、α×Ａ０で表される。

図３において、Ｂは、数式（３）の破線枠αで示される係数と破線枠Ｂ０で示される行列とを乗じたものであり、α×Ｂ０で表される。また、Ｃは、数式（４）で表される。

ここで、本基本形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式として、誤差デューティ比Δｄとコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃとを含む状態方程式を数式（５）に示す。

数式（５）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（６）のように示される。

数式（６）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（ｋ）と、リアクトル１２の電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）と、誤差デューティ比の推定値である誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（ｋ）と、コンデンサ電圧検出誤差の推定値であるコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ ^〜（ｋ）とは数式（７）のように表すことができる。ここで、Ｔは制御周期であり、ｈ_１〜ｈ_４はオブザーバゲインである。以下では推定値を表すチルダの^〜（波線）を省略する場合がある。

オブザーバ３２は、入力されたコンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂおよび出力電流ｉ_ｍを数式（７）に代入することによって、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、の推定値ｖ_ｃ~、リアクトル電流ｉ_Ｌ（＝ｉ_Ｌ（ｋ））の推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値Δｄ~、およびコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃ（＝Δｖ_ｃ（ｋ））の推定値を算出する。算出されたコンデンサ電圧ｖ_ｃ、の推定値ｖ_ｃ~、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、誤差デューティ比推定値Δｄ~、およびコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ~は、デューティ比制御器３４に入力される。

なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、（ｋ＋１）回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。

＜実施形態（片素子スイッチング）＞
ここで、上述した基本形態では、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子をそれぞれ所定のデューティ比でオンオフすることを基本としている。一方、車両の出力がプラスである力行時には昇圧のみが必要であり、出力がマイナスである回生時には降圧のみが必要である。従って、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子の一方をオフに固定し、他方スイッチングする片素子スイッチングを行う場合がある。片素子スイッチングでは、一方のスイッチング素子のみをスイッチングするため、スイッチングに伴う損失を低減することができる。なお、スイッチング素子には逆方向電流を流すダイオードが並列接続されているため、一方のスイッチング素子を常時オフとしても問題がない。

ここで、図４に片素子スイッチングにおける動作例を示してある。この例では、リアクトル電流ｉ_Ｌが正（出力がプラス）である力行モードから、リアクトル電流ｉ_Ｌが負である回生モードに移行するところが示してある。このように、リアクトル電流ｉ_Ｌが徐々に減少し、リアクトル電流ｉ_Ｌがプラスからマイナスに移行する。

この場合、力行モードでは、下スイッチング素子（下素子）のみをスイッチングして昇圧を制御し、回生モードでは上スイッチング素子（上素子）のみをスイッチングして降圧を制御する。そして、力行モードから回生モードに移行する段階で、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子の両方がオフの期間も生じ、リアクトル電流ｉ_Ｌがゼロになる期間が生じる。キャリア周期中にリアクトル電流がゼロとなる不連続モードが発生し、リアクトル電流が三角波状の波形とならない。

図５には、上下スイッチング素子をオンオフする（両素子スイッチング）場合のスイッチングの状態を示してある。このように、両素子スイッチングでは、両素子の交代でのオンオフ（コンバータとしてのデューティ比）によって、リアクトル電流が制御されるため、不連続モードは生じない。

上述した基本形態のオブザーバでは、不連続モードについて考慮しておらず、不連続モード中は、デューティ比とリアクトル電流・コンデンサ電圧が比例関係でなくなる。そのため、リアクトル電流推定精度が劣化する。

＜オブザーバの構成＞
本実施形態では、オブザーバにおいて、スイッチングの状態において状態方程式を別のものとして、リアクトル電流制御（ＰＷＭ制御）を模擬して状態の推定を行う。

図６（ａ）、（ｂ）には、ＰＷＭの１周期における、スイッチング制御のための波形を示してある。回生モードでは図６（ａ）上素子スイッチングが採用され、力行モードでは図６（ｂ）下素子スイッチングが採用される。図６に示されるように、キャリアは三角波であって、上素子スイッチング用三角波と、下素子スイッチング用三角波があり、回生モードではデューティ比指令が上素子スイッチング用三角波と比較できる位置にあり、両者の比較により上素子のオンオフ波形が得られる。デューティ比指令が上素子スイッチング用三角波より高い位置が上素子オン、低い位置が上素子オフである。下素子は常時オフである。また、力行モードでは、デューティ比指令と下素子スイッチング用三角波と比較により、下素子がオンオフされ、デューティ比指令が下素子スイッチング用三角波より高い位置が下素子オフ、高い位置が下素子オンである。上素子は常時オフである。

ここで、本実施形態では、キャリアの谷（最下点）および山（最上点）において、状態方程式を用いた計算を行う。図６（ａ）の上素子スイッチングの場合、谷からＴ１の期間は上素子オン、続くＴ２の期間は上素子オフである。そして、次のＴ２の期間は上素子オフのままで、その次のＴ１の期間は上素子オンとなる。ここで、この例ではデューティ比指令は山で切り替わり、図においては１つ周期の後半と、次の周期の前半が示されているため、山でデューティ比指令が切り換えられ、２つ示されているＴ１の期間同士、Ｔ２の期間同士の長さが異なっている。山から山の１周期においては、２つのＴ１の期間同士、２つのＴ２の期間同士は同一の長さである。これについては、図６（ｂ）の下素子スイッチングの場合も同様である。

そして、Ｔ１の期間は、上素子スイッチングにおいて上素子オン／下素子オフ、下素子スイッチングにおいて上素子オフ／下素子オフであり、これをモード１とする。Ｔ２の期間は、上素子スイッチングにおいて上素子オフ／下素子オフ、下素子スイッチングにおいて上素子オフ／下素子オンであり、これをモード２とする。

ここで、上素子オンの場合の状態方程式は数式（８−１）、上素子オフの場合の状態方程式は数式（８−２）で示される。

従って、この状態方程式にコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃを外乱として付与すると状態方程式は数式（９−１）、（９−２）となる。ここで、片素子スイッチングの場合には、デッドタイムは存在しないため、デッドタイムによる誤差デューティ比は設定しない。

そして、数式（９−１）、（９−２）を双１次変換を用いて双１次変換を用いて離散化させると数式（１０−１）、（１０−２）のように示される。

従って、オブザーバ３２において、下素子スイッチング（リアクトル電流ｉ_Ｌが０以上）の場合の状態方程式は次のようになる。まず、谷割り込みであれば、モード１→モード２に移行するため、モード１について数式（１１−１）、モード２について数式（１１−２）となる。

一方、山割り込みであれば、モード２→モード１に移行するため、モード２について数式（１２−１）、モード２について数式（１２−２）となる。

ここで、図７に山谷割り込み時のフローチャートを示す。割り込み時には、まず、スイッチング時間Ｔ１，Ｔ２を計算する（Ｓ１１）。これは、半周期分の三角波キャリアと、デューティ比指令の比較によって計算される。そして、山谷のいずれかを判定する（Ｓ１２）。この判定は、三角波キャリアの波形や、デューティ比指令を受領など適宜の手段によって行える。

そして、谷割り込みの場合には、モード１の推定（Ｓ１３）、モード２の推定（Ｓ１４）をこの順で行い、山割り込みの場合には、モード２の推定（Ｓ１５）、モード１の推定（Ｓ１６）をこの順で行い、処理を終了する。

ここで、この片素子スイッチングのオブザーバ３２の構成を図８に示す。このように、２段構成になっている。谷割り込みの場合には、１段目で前半（谷割り込みではモード１）の計算を行い推定値Ｘｆ（ｔ）~を得、１段目のモード１の計算結果を用いて２段目のモード２の計算を行う。一方、山割り込みの場合には、１段目でモード２の計算を行い推定値Ｘｆ（ｔ）~を得る。そして、１段目のモード２の計算結果としての推定値Ｘｆ（ｔ）~を用いて２段目のモード１の計算を行い、推定値Ｘｒ（ｔ）~を得る。

具体的には、山または谷の割り込みタイミングでｕ（ｔ）が入力され、これに係数Ｂ１を乗算し、加算器に入力される。加算器には前の割り込みタイミングでの推定値Ｘｒ（ｔ）~に係数Ａ１を乗算したものも入力されており、これらが加算された後、積分されることで、Ｘｆ（ｔ）~が得られる。例えば、数式（１１−１）または（１２−１）の計算が行われる。そして、この前半についての計算結果である推定値Ｘｆ（ｔ）~の中のリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、誤差コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~が出力されて、これらを用いたデューティ比制御が行われる。

前半の推定値Ｘｆ（ｔ）~は、Ａ２が乗算されて加算器に入力される。この加算器には、ｕ（ｔ）に係数Ｂ２を乗算したものと、コンデンサ電圧の推定誤差（ｖ_ｃ−ｖ_ｃ~）にフィードバック定数が乗算したものが入力されており、この加算器の出力が積分されることによって、後半の推定値Ｘｒ（ｔ）~が算出される。そして、この最初の期間についての計算結果である推定値Ｘｆ（ｔ）~の中のリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、誤差コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~が出力されて、これらを用いたデューティ比制御が行われる。そして、コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~が選択されて、これと実際のコンデンサ電圧検出値ｖｃの差分がフィードバックされる。例えば、数式（１１−２）または（１２−２）の計算が行われる。そして、この後半についての計算結果である推定値Ｘｒ（ｔ）~の中のリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、誤差コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~が出力されて、これらを用いたデューティ比制御が行われる。

上述したように、この計算は、山、谷割り込みタイミングで毎回行われる。従って、表１に示すように、谷割り込みの場合は、係数Ａ１，Ｂ１としてモード１の係数を用い、得られた推定値を用いた制御をＴ１の時間だけ行い、その後係数Ａ２，Ｂ２としてモード２の係数を用い、得られた推定値を用いた制御をＴ２の時間だけ行う。一方、山割り込みの場合は、係数Ａ１，Ｂ１としてモード２の係数を用い、得られた推定値を用いた制御をＴ２の時間だけ行い、その後係数Ａ２，Ｂ２としてモード１の係数を用い、得られた推定値を用いた制御をＴ１の時間だけ行う。

＜その他の構成＞
本実施形態においては、片素子スイッチングにおいて、リアクトル電流の推定を行う。下素子をオフに固定し、上素子をスイッチングする上素子スイッチングでは、リアクトル電流は電池に向けて流れる（符号はマイナス（負））。そこで、上素子スイッチングにおいてリアクトル電流の推定値が正であった場合には、これをゼロとする。これによって、推定の精度が向上し、推定結果が入力される。次の推定の精度も向上する。また、下素子スイッチングにおいて、リアクトル電流の推定値が負であった場合には、これをゼロとするとよい。

＜片素子スイッチングの際の各種波形＞
図９には、片素子スイッチングを行った際の各種波形について、示してある。当初はデューティー比１（上素子全オン）であり、ＤＣ／ＤＣコンバータは実質的に動作していない。

そして、昇圧動作の開始とともに片素子スイッチングを開始する。左から３マス目からデューティ比が０より小さくなり、コンデンサ電圧が大きく上昇しその値を維持ししている。その後、正の電流を流す力行時は下素子スイッチングし、状態が変化し回生となり上素子スイッチングに切り替わる。なおデューティ比ｄが、０≦ｄ≦１では上素子スイッチングによる片素子スイッチング、−１≦ｄ＜０では下素子スイッチングによる片素子スイッチングである。
図からあきらかなように、リアクトル電流の大きさ、方向に関係なく精度よくリアクトル電流が推定できていることがわかる。

＜実施形態の効果＞
本実施形態では、ＰＷＭの各周期おいて、山谷２度の割り込みに対し、スイッチングを行うスイッチング素子のオン期間、オフ期間について、別々の状態方程式を用いて分けて推定を行う。すなわち、上素子スイッチング期間の上素子オンの期間と、オフの期間、下素子スイッチング期間の下素子オンの期間と下素子オフの期間で異なる状態方程式を用いる。

これによって、片素子スイッチングにおいて、力行、回生が切り替わるゼロ電流の期間が生じても、適切な推定が行える。

１０ 直流電源、１１ コンバータ、１２ リアクトル、１４，１６ スイッチング素子、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ、１９ 正極母線、２０ 負極母線、３０ 制御装置、３１ 電流指令生成器、３２ オブザーバ、３４ デューティ比制御器、３６ 三角波比較器、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。

Claims (4)

1. リアクトルと、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子とを含み、直流電源の出力を電力変換するとともにコンデンサによって平滑して出力するＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を状態方程式を用いて模擬するオブザーバであって、前記コンデンサの検出誤差である誤差コンデンサ電圧を外乱として付加し、前記コンデンサのコンデンサ電圧、前記リアクトルを流れるリアクトル電流、および前記コンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、
   前記リアクトル電流の推定値を用いて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを備え、
   前記オブザーバは、上側および下側スイッチング素子の一方をオフ状態として他方をスイッチングする片素子スイッチング期間において、スイッチングする上側スイッチング素子または下側スイッチング素子のオン期間と、オフ期間とで、異なる状態方程式を用いる、
   制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置であって、
   前記オブザーバは、
   キャリアとデューティ比指令の比較によって上側および下側スイッチング素子のオン期間およびオフ期間を検出するとともに、片素子スイッチング期間において、キャリアの山および谷のタイミングでスイッチングするスイッチング素子がオンまたはオフ状態であってその時の状態での推定を行い、得られた推定値を次の状態であるスイッチングするスイッチング素子のオフまたはオンの状態における推定の入力値とする、
   制御装置。
3. 請求項２に記載の制御装置であって、
   前記オブザーバは、
   上側スイッチング素子をオンオフする片素子スイッチング期間において、リアクトル電流の推定値がゼロより大きくなった場合には、リアクトル電流推定値をゼロとする、
   制御装置。
4. 請求項２に記載の制御装置であって、
   前記オブザーバは、
   下側スイッチング素子をオンオフする片素子スイッチング期間において、リアクトル電流の推定値がゼロより小さくなった場合には、リアクトル電流推定値をゼロとする、
   制御装置。