KR102338330B1 - 배터리 및 커패시터를 함께 이용하는 양방향 컨버터 제어장치 및 제어방법 - Google Patents

배터리 및 커패시터를 함께 이용하는 양방향 컨버터 제어장치 및 제어방법 Download PDF

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Abstract

배터리 및 커패시터를 함께 이용하는 양방향 컨버터 제어장치 및 제어방법을 개시한다.
본 발명의 일 측면에 의하면, 인덕터, 제1스위치 및 제2스위치를 포함하되, 입력단이 배터리에 병렬로 연결되며, 출력단이 커패시터 및 부하에 병렬로 연결된 양방향 컨버터를 제어하는 양방향 컨버터 제어장치에 있어서, 부하전류의 k-1번째 추정값을 이용하여 k번째 상태변수를 예측하고, 예측한 k번째 상태변수, 측정한 k번째 상태변수 및 상기 k-1번째 추정값을 이용하여 상기 부하전류의 k번째 추정값을 도출하는 외란 관측기; 및 상기 k번째 추정값에 따라 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터 또는 벅 컨버터로 동작시키는 제어부를 포함하되, 상기 상태변수는 인덕터 전류 및 커패시터 전압을 포함하는 양방향 컨버터 제어장치를 제공한다.

Description

배터리 및 커패시터를 함께 이용하는 양방향 컨버터 제어장치 및 제어방법{Apparatus and Method for Controlling a Bi-directional Converter using battery and capacitor together}
본 발명의 실시예들은 배터리와 커패시터를 함께 이용하는 컨버터 제어장치 및 제어방법, 특히 배터리의 최대 전류를 제한하고, 커패시터를 충방전시키는 컨버터 제어장치 및 제어방법에 관한 것이다.
이 부분에 기술된 내용은 단순히 본 발명에 대한 배경 정보를 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것은 아니다.
전기 자동차(electric vehicle)는 화석 연료 대신 배터리의 전기 에너지를 이용하여 주행하는 자동차를 의미한다. 전기 자동차의 수요가 급격히 증가하면서 전기 자동차의 효율을 위해 배터리(battery)의 수명이 대두되고 있다. 배터리의 수명은 온도 및 C-rate(충전/방전 전류 속도)의 영향을 받는다. 특히, 부하인 모터의 가속 시 배터리의 방전 전류가 많아지며, 배터리의 방전 전류가 많아지면 배터리에 스트레스가 가해지고 배터리 수명이 줄어든다.
배터리의 충방전 스트레스를 줄이기 위해, 배터리와 슈퍼커패시터(super-capacitor)가 결합된 하이브리드 에너지 저장 시스템(HESS: hybrid energy storage system)이 이용될 수 있다. 배터리 및 슈퍼커패시터가 부하에 필요한 전류를 적절한 비율로 공급할 수 있도록, HESS는 컨버터(converter)의 스위칭(switching)을 이용하여 배터리 및 슈퍼커패시터의 전류를 제어할 수 있다. 구체적으로, HESS는 부하에 많은 전력이 필요할 때, DC-DC 컨버터를 이용하여 배터리로부터 방전되는 전류를 줄이고, 대신 커패시터를 방전시켜 부하에 전력을 공급할 수 있다.
HESS가 배터리 및 슈퍼커패시터의 전류의 비율을 결정하기 위해서는 부하 전류를 알아야 한다. 일반적으로, HESS는 부하 전류를 직접 측정하거나 모터(부하)의 구동 출력으로부터 부하 전류를 예측하였다. 종래의 HESS는 위의 방법으로 부하의 전류를 알아내고, 부하에 필요한 전류를 적절한 비율로 나눈 뒤, 배터리 및 커패시터가 비율에 따라 전류를 공급할 수 있도록 제어한다.
부하의 전류를 직접 측정하거나 모터의 구동 출력으로부터 부하 전류를 예측한 뒤 배터리 및 커패시터를 제어하는 경우, 배터리 및 커패시터의 목표 전류와 실제 전류 사이의 오차를 줄이는 데 한계가 있다. 이러한 한계를 줄이기 위해 시스템 모델의 불확실성과 외란이 시스템에 미치는 영향을 추정하여 보상하는 강인 제어 기법인 외란 관측기를 이용할 수 있다. 외란 관측기(disturbance observer, DOB)를 이용하여 부하 전류의 크기 및 변화를 정확하게 예측한 뒤, 배터리 및 커패시터의 출력 전류를 정밀하게 제어할 필요가 있다.
한편, 모터의 감속 시 발생하는 회생제동(regenerative brake) 전력을 배터리에만 저장하는 경우, 배터리에 회생전력을 저장하는 시간을 단축시키는 데 한계가 있다. 구체적으로, 배터리는 커패시터에 비해 시정수가 크고, C-rate가 낮으므로, 회생전력에 포함된 고조파 성분의 전류를 짧은 시간 동안 효율적으로 저장하지 못한다. 회생 전력을 짧은 시간 안에 배터리에 저장하는 경우, 배터리 열화 현상(deterioration phenomenon)에 의해 배터리의 수명을 단축시키는 문제점이 있다. 이와 달리, 커패시터는 많은 에너지를 짧은 시간 안에 충전할 수 있는 급속 충방전에 적합하고, 반영구적인 충방전 사이클 수명의 특성을 가지고 있으므로, 회생제동 전력을 배터리보다 효율적으로 수용할 수 있다.
따라서, 부하가 필요로 하는 전류 또는 부하로부터 공급되는 전류를 예측한 뒤, 부하 전류를 적절한 비율로 나누어 배터리 및 커패시터를 함께 충방전시키되, 특히 배터리보다 커패시터를 빈번하게 충방전시킬 필요가 있다.
본 발명의 실시예들은, 부하에 필요한 전류 또는 부하로부터 공급되는 전류를 직접 측정하지 않고 외란 관측기를 이용하여 예측함으로써, 실제 부하 전류와 예측된 부하 전류 사이의 오차를 줄이기 위한 컨버터 제어장치 및 제어방법을 제공하는 데 주된 목적이 있다.
본 발명의 일 실시예는, 부하에 필요한 전류가 많을 때 배터리의 방전 전류를 제한하고 커패시터를 방전시키며, 부하에 필요한 전류가 적을 때 배터리로부터 커패시터를 충전시킴으로써, 배터리의 수명을 연장하기 위한 컨버터 제어장치 및 제어방법을 제공하는 데 일 목적이 있다.
본 발명의 일 실시예는, 모터의 회생제동 시 발생하는 부하의 전류를 커패시터에 먼저 저장하고, 커패시터의 전압이 기 설정된 전압에 도달한 경우 커패시터 에너지 및 회생전력을 배터리로 전달함으로써, 배터리의 수명을 연장하기 위한 컨버터 제어장치 및 제어방법을 제공하는 데 일 목적이 있다.
본 발명의 일 측면에 의하면, 인덕터, 제1스위치 및 제2스위치를 포함하되, 입력단이 배터리에 병렬로 연결되며, 출력단이 커패시터 및 부하에 병렬로 연결된 양방향 컨버터를 제어하는 양방향 컨버터 제어장치에 있어서, 부하전류의 k-1번째 추정값을 이용하여 k번째 상태변수를 예측하고, 예측한 k번째 상태변수, 측정한 k번째 상태변수 및 상기 k-1번째 추정값을 이용하여 상기 부하전류의 k번째 추정값을 도출하는 외란 관측기; 및 상기 k번째 추정값에 따라 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터 또는 벅 컨버터로 동작시키는 제어부를 포함하되, 상기 상태변수는 인덕터 전류 및 커패시터 전압을 포함하는 양방향 컨버터 제어장치를 제공한다.
본 실시예의 다른 측면에 의하면, 인덕터, 제1스위치 및 제2스위치를 포함하되, 입력단이 배터리에 병렬로 연결되며, 출력단이 커패시터 및 부하에 병렬로 연결된 양방향 컨버터의 제어방법에 있어서, 부하전류의 k-1번째 추정값을 이용하여 k번째 상태변수를 예측하고, 예측한 k번째 상태변수, 측정한 k번째 상태변수 및 상기 k-1번째 추정값을 이용하여 상기 부하전류의 k번째 추정값을 도출하는 추정과정; 및 상기 k번째 추정값에 따라 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터 또는 벅 컨버터로 동작시키는 제어과정을 포함하되, 상기 상태변수는 인덕터 전류 및 커패시터 전압을 포함하는 양방향 컨버터의 제어방법을 제공한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 의하면, 외란 관측기를 이용하여 부하에 필요한 전류 또는 부하로부터 공급되는 전류를 예측함으로써, 실제 부하 전류와 예측된 부하 전류 사이의 오차를 줄일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 부하에 필요한 전류가 많을 때 배터리의 방전 전류를 제한하고 커패시터를 방전시키며, 부하에 필요한 전류가 적을 때 배터리로부터 커패시터를 충전시킴으로써, 배터리의 수명을 연장시킬 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 모터의 회생제동 시 발생하는 부하의 전류를 커패시터에 먼저 저장하고, 커패시터의 전압이 기 설정된 전압에 도달한 경우 커패시터 에너지 및 회생전력을 배터리로 전달함으로써, 배터리의 수명을 연장시킬 수 있다.
도 1은 종래의 외란 관측기의 동작 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어장치를 설명하기 위해 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 외란 관측기 및 제어부의 동작 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 양방향 컨버터가 부스트 컨버터로 동작하는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 양방향 컨버터가 벅 컨버터로 동작하는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어장치의 성능을 설명하기 위한 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어방법을 설명하기 위해 예시한 순서도이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 '포함', '구비'한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 '~부', '모듈' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
도 1은 종래의 외란 관측기의 원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면, 종래의 외란 관측기의 원리를 설명하기 위한한 제어부(controller, 100), 시스템(110), 역시스템(120), Q-필터(130)이 도시되어 있다.
일반적으로, 제어부(100)의 제어신호(
Figure 112019106684199-pat00001
)를 시스템(110)에 인가할 때, 시스템(110)의 외부로부터 외란(disturbance)이 제어신호와 함께 인가된다. 제어신호와 외란이 시스템(110)에 함께 입력되는 경우, 시스템(110)의 출력값은 사용자가 의도한 출력값과 다르게 출력될 수 있다.
시스템(110)의 출력값을 사용자가 의도한 출력값과 동일하게 출력하기 위해, 시스템(110)에 입력되는 외란을 제거할 필요가 있다. 외란은 직접 측정하기 어려우므로, 시스템(110)의 출력값으로부터 외란을 추출한 후 추출된 외란을 이용하여 실제 외란을 상쇄시킴으로써 외란을 제거할 수 있다. 이를 외란 관측기(disturbance observer) 이론이라 한다.
다시 도 1을 참조하여, 시스템(110)의 출력 y를 역시스템(120)에 입력하면, 역시스템(120)은 제어신호와 외란이 혼재된 값을 출력한다. 제어신호와 외란이 혼재된 값에서 제어신호만을 제거하여 외란을 추출하며, 추출된 외란을 실제 외란으로 추정한다. 이때, 시스템(110)이 안정한 모델을 갖는 경우 시스템(110)의 역모델(
Figure 112019106684199-pat00002
)은 불안정한 모델이므로, 역시스템(120)에 Q-필터(Q-filter, 130)를 적용하여 역시스템(120)을 안정화할 수 있다.
따라서, 외란 관측기 이론은 시스템(110)의 출력으로부터 외란을 추정하고, 추정된 외란을 이용하여 실제 외란을 상쇄시킴으로써, 시스템(110)으로 하여금 사용자가 의도한 출력값을 출력할 수 있도록 하는 이론이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어장치를 설명하기 위해 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 양방향 컨버터(200), 부하(210), 외란 관측기(220), 제어부(230), 배터리 및 커패시터가 도시되어 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어장치는 외란 관착기(220) 및 제어부(230)를 포함한다.
양방향 컨버터(200)는 인덕터, 제1스위치, 제2스위치, 제1다이오드 및 제2다이오드를 포함한다. 양방향 컨버터(200)의 입력단은 배터리에 병렬로 연결되며, 출력단은 커패시터 및 부하(210)에 각각 병렬로 연결될 수 있다.
양방향 컨버터(200)는 배터리에 저장된 에너지를 부하(210) 또는 커패시터로 전달하거나, 배터리 및 커패시터에 저장된 에너지를 부하(210)에 전달하거나, 또는 부하(210)에서 생산되는 전력을 커패시터 또는 배터리에 저장시킬 수 있다.
부하(210)가 전력을 소모하는 경우, 양방향 컨버터(200)는 제어부(230)에 의해 배터리에 저장된 에너지를 부하(210) 또는 커패시터로 전달하거나, 배터리 및 커패시터에 저장된 에너지를 부하(210)에 전달하는 부스트 컨버터(boost converter)로 동작한다.
부하(210)가 전력을 생산하는 경우, 양방향 컨버터(200)는 제어부(230)에 의해 부하(210)에서 생산되는 전력을 커패시터 또는 배터리에 저장시키는 벅 컨버터(buck converter)로 동작한다.
부하(210)는 배터리 또는 커패시터로부터 에너지를 전달받아 전력을 소모하거나, 배터리 또는 커패시터에 저장될 에너지를 생산할 수 있다. 예를 들면, 부하(210)는 전기 자동차의 모터(motor)로서, 자동차의 가속 시 전력을 소모하며, 자동차의 감속 시 모터의 회생제동(regenerative brake)에 의해 전력을 생산할 수 있다.
외란 관측기(220)는 배터리 전압, 커패시터, 양방향 컨버터(200), 배터리 및 커패시터를 이용하여 부하(210)의 전류를 추정한다. 외란 관측기(220)는 부하전류 추정값을 제어부(230)에 전달할 수 있다. 외란 관측기(220)가 부하전류를 추정하는 과정은 도 3에서 자세히 설명한다.
제어부(230)는 외란 관측기(220)에 의해 추정된 부하전류를 이용하여 부하(210)의 전력 소모 또는 생산 여부를 판단하고, 부하(210)가 전력을 소모하는 경우 양방향 컨버터(200)를 부스트 컨버터로 동작시키고, 전력을 생산하는 경우 양방향 컨버터(200)를 벅 컨버터로 동작시킨다. 제어부(230)는 배터리의 출력 전류의 최대값을 설정하고, 이에 따라 배터리 및 커패시터가 충방전되도록 양방향 컨버터(200)의 스위치들을 제어한다.
구체적으로, 부하전류의 추정값이 부하(210)가 전력을 소비하는 상태를 의미하고, 추정값이 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류보다 크면, 제어부(230)는 배터리 및 커패시터에 저장된 에너지가 부하로 전달되도록 제2스위치를 턴 오프시키고 제1스위치를 제어할 수 있다. 여기서, 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류란 임의로 설정된 배터리의 제한전류값에 (1-D)를 곱한 값을 의미한다. 여기서, D는 부스트 컨버터에서 제1스위치의 스위칭 듀티비(switching duty ratio)를 의미한다.
부하전류의 추정값이 부하(210)가 전력을 소비하는 상태를 의미하고, 추정값이 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류보다 작으면, 제어부(230)는 배터리의 에너지가 커패시터에 충전되도록 제1스위치 및 제2스위치를 제어할 수 있다. 이때, 제어부(230)는 배터리에 저장된 에너지를 커패시터에 충전시킴과 동시에 배터리에 저장된 에너지가 부하에 전달되도록 양방향 컨버터(200)를 제어한다.
부하전류의 추정값이 부하(210)가 전력을 생산하는 상태를 의미하고, 커패시터의 전압이 최대 전압(포화 전압)보다 낮은 경우, 제어부(230)는 제1스위치 및 제2스위치를 턴 오프시킴으로써, 부하(210)로부터 생산되는 전력이 커패시터에 전달될 수 있도록 양방향 컨버터(200)를 제어한다.
부하전류의 추정값이 부하(210)가 전력을 생산하는 상태를 의미하고, 커패시터의 전압이 최대 전압인 경우, 제어부(230)는 커패시터에 저장된 에너지가 배터리에 전달될 수 있도록 제1스위치를 턴 오프시키고 제2스위치를 스위칭 듀티비에 따라 제어한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 외란 관측기 및 제어부의 동작 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하면, 배터리, 배터리 내부저항(
Figure 112019106684199-pat00003
), 양방향 컨버터(200), 커패시터(C), 부하(210,
Figure 112019106684199-pat00004
), 외란 관측기(220) 및 제어부(230)이 도시되어 있다. 양방향 컨버터(200)는 인덕터(L), 제1스위치(Q1), 제2스위치(Q2), 제1다이오드(D1) 및 제2다이오드(D2)를 포함할 수 있다. 부하(210)는 가변저항으로 표시되어 있으나 가변저항으로 한정되는 것은 아니고, 전력을 생산하는 능동소자 또는 전력을 소비하는 수동소자로 동작할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 외란 관측기(220)가 부하전류를 추정하고, 제어부(230)가 양방향 컨터버(200)을 제어하는 과정을 설명한다.
1. 회로의 수학적 모델
Figure 112019106684199-pat00005
는 이상적인 배터리 전압전원을 나타내고,
Figure 112019106684199-pat00006
은 인덕터,
Figure 112019106684199-pat00007
는 커패시터,
Figure 112019106684199-pat00008
는 커패시터의 양단 전압,
Figure 112019106684199-pat00009
은 부하 전류를 나타낸다. 부하는 가변저항일 수 있으며, 예를 들어 전기 자동차의 가속 또는 감속에 따라 저항 크기가 달라지는 모터를 의미할 수 있다. 부하 전류
Figure 112019106684199-pat00010
은 가변저항의 크기에 따라 달라질 수 있다. 제1스위치 및 제2스위치의 온오프에 따라 회로로부터 수학식 1 내지 수학식 8을 도출할 수 있다.
수학식 1 내지 수학식 9은 양방향 컨버터(200)가 부스트 컨버터로 동작하는 경우 회로로부터 도출되는 식이다. 수학식 1 내지 수학식 4는 제1스위치가 턴 온(turn on)되고 제2스위치가 턴 오프(turn off)된 경우 회로로부터 도출된 식이다.
Figure 112019106684199-pat00011
Figure 112019106684199-pat00012
Figure 112019106684199-pat00013
수학식 3에서
Figure 112019106684199-pat00014
일 때, 수학식 3을 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00015
수학식 5 내지 수학식 8은 제1스위치 및 제2스위치가 모두 턴 오프된 경우 회로로부터 도출된 식이다.
Figure 112019106684199-pat00016
Figure 112019106684199-pat00017
Figure 112019106684199-pat00018
수학식 7에서
Figure 112019106684199-pat00019
Figure 112019106684199-pat00020
일 때, 수학식 7을 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00021
수학식 1 내지 수학식 8에 스위칭 듀티비(duty ratio)를 적용하여 하나의 평균 모델로 나타내면 수학식 9와 같다.
Figure 112019106684199-pat00022
수학식 9에서
Figure 112019106684199-pat00023
는 스텝 함수(step function)이다.
양방향 컨버터(200)가 벅 컨버터로 동작하는 경우 수학식 3 및 수학식 7을 이용하여 회로의 수학적 모델을 구할 수 있다. 제1스위치가 턴 오프되고 제2스위치가 턴 온된 경우 회로로부터 도출되는 식은 수학식 7과 같고, 제1스위치 및 제2스위치가 모두 턴 오프된 경우 회로로부터 도출되는 식은 수학식 3과 같다.
Figure 112019106684199-pat00024
일 때, 벅 컨버터의 수학 모델을 수학식 9와 동일하게 나타낼 수 있다.
따라서, 양방향 컨버터(200)의 부스트 컨버터 동작에서
Figure 112019106684199-pat00025
와 벅 컨버터 동작에서
Figure 112019106684199-pat00026
만 다를 뿐, 양방향 컨버터(200)의 수학 모델을 동작 모드와 상관없이 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
수학식 9를 정리하기 위하여,
Figure 112019106684199-pat00027
일 때, 수학식 9를 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00028
수학식 1 내지 수학식 10은 연속적인 시간 모델을 이용한 방정식이며, 오일러 근사화(Euler approximation)을 적용하여 불연속적인 이산시간 모델 방정식으로 변환할 수 있다. 수학식 10을 불연속적인 시간 모델로 변환하면 수학식 11과 같다.
Figure 112019106684199-pat00029
수학식 11에서,
Figure 112019106684199-pat00030
이고, h는 샘플링 시간(sampling time)이다.
2. 외란 관측기 모델 설계
외란 관측기(220)는 k번째 상태변수(인덕터 전류 및 커패시터 전압)를 측정하고 부하전류의 k-1번째 추정값을 이용하여 k번째 상태변수를 예측한 뒤, 측정한 k번째 상태변수에 예측한 k번째 상태변수를 뺀 후 이득 행렬(gain matrix)을 곱한 값과, 상기 k-1번째 추정값을 더한 값을 부하전류로 추정할 수 있다.
이득 행렬과 관련하여, 상태오차는 측정한 k번째 상태변수에 정상 상태에서의 상태변수를 뺀 행렬이고, 정상 상태는 제1스위치 또는 제2스위치의 k-1번째 스위칭 듀티비를 기준으로 동작하는 상태를 의미할 때, 이득 행렬은 상태오차가 0이 되도록 선형 행렬 부등식(LMI, linear matrix inequality)을 이용하여 계산된 행렬이다.
수학식을 이용하여 설명하면,
Figure 112019106684199-pat00031
는 부하전류의 k번째 추정값,
Figure 112019106684199-pat00032
는 k-1번째 추정값,
Figure 112019106684199-pat00033
는 측정한 k번째 상태변수,
Figure 112019106684199-pat00034
는 예측한 k번째 상태변수, L은 이득행렬(gain matrix)일 때,
Figure 112019106684199-pat00035
는 수학식 12로부터 추정될 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00036
한편, 첫 번째 부하전류 추정값을 도출하기 위해
Figure 112019106684199-pat00037
은 0 이거나 임의로 설정된 값일 수 있다.
수학식 12를 구체적으로 설명하기 위해 수학식 11을 참조하면,
Figure 112019106684199-pat00038
은 알려지지 않은 실제 부하 전류에 상수를 곱한 값을 의미하고, 이하에서는 부하전류를 추정하기 위해 외란
Figure 112019106684199-pat00039
은
Figure 112019106684199-pat00040
인 것으로 가정하여 설명한다. 이는, 부하전류가 수시로 변화하며 제어신호인 인덕터 전류기준치와 커패시터 전압기준치에 영향을 주기 때문이다.
한편, 수학식 11은 모델 불확실성(model uncertainty)을 포함하는 표현인
Figure 112019106684199-pat00041
을 이용하여 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00042
수학식 13에서 u(k)는 스위칭 듀티비(swiching duty ratio)를 의미하며, u(k)는 최소값 및 최대값이 각각
Figure 112019106684199-pat00043
인 경계값을 가진다.
Figure 112019106684199-pat00044
은
Figure 112019106684199-pat00045
으로써, 불확실성을 나타내는 u(k)를 포함하는 행렬이다. 즉,
Figure 112019106684199-pat00046
은 최소값이
Figure 112019106684199-pat00047
이고, 최대값이
Figure 112019106684199-pat00048
이다. 이하에서는, 공칭 행렬(nominal matrix)
Figure 112019106684199-pat00049
을
Figure 112019106684199-pat00050
의 평균값으로 정의한다. 따라서, 수학식 13은 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00051
수학식 14에서
Figure 112019106684199-pat00052
이다.
알려지지 않은 부하 전류를 의미하는 d(k)를 추정하기 위해서, 본 발명의 일 실시예에 따른 외란 관측기(220)는 수학식 15 내지 수학식 17을 만족하는
Figure 112019106684199-pat00053
을 도출할 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00054
Figure 112019106684199-pat00055
Figure 112019106684199-pat00056
여기서,
Figure 112019106684199-pat00057
는 추정되는 럼프 외란(lump disturbance)이고, L은 대각선 이득 행렬(diagonal gain matrix)이다. 이득 행렬 L은
Figure 112019106684199-pat00058
가 기하급수적인 형태로
Figure 112019106684199-pat00059
에 수렴하도록 하는 행렬이다. 즉, 실제 외란과 추정된 외란 사이의 에러가 정상 상태(steady state)에서 0(zero)에 수렴하도록 L 행렬 내 원소 값이 결정된다. 정상 상태에서 시스템은 수학식 13 및 수학식 14로 표현될 수 있다. 이때, 수학식 13 및 수학식 14는 수학식 18 및 수학식 19를 만족해야 한다.
Figure 112019106684199-pat00060
Figure 112019106684199-pat00061
수학식 18에서 수학식 19를 뺄셈 연산하여 수학식 20을 도출할 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00062
한편, 수학식 17에 수학식 13 및 수학식 20을 대입하고,
Figure 112019106684199-pat00063
이 정상 상태에서의 스위칭 듀티비일 때, 외란
Figure 112019106684199-pat00064
를 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00065
수학식 21에서
Figure 112019106684199-pat00066
이다.
수학식 12에서 수학식 17을 뺀 후, 수학식 19를 대입하면 수학식 22를 도출할 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00067
수학식 22에서
Figure 112019106684199-pat00068
이다.
결과적으로, 본 발명의 실시예에 따른 외란 관측기(220)의 모델은 수학식 21 및 수학식 22로 표현될 수 있다.
3. 이득 행렬 L의 계산
이하에서는, 선형 행렬 부등식(LMI, linear matrix inequality)를 이용하여, 부하전류의 k번째 추정값
Figure 112019106684199-pat00069
이 안정적으로
Figure 112019106684199-pat00070
에 수렴할 수 있도록 이득 행렬 L을 결정하는 방법을 설명한다.
수학식 21 및 수학식 22를 이용하여, 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00071
이로부터, 시스템의 안정성을 보장함과 동시에 시스템이 빠르게 수렴할 수 있도록 이득 행렬 L의 값을 결정해야 한다.
이하에서는, 수학식 23은 새로운 변수
Figure 112019106684199-pat00072
및
Figure 112019106684199-pat00073
을 이용하여 수학식 24와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00074
시스템이 점근적으로 안정성을 띄기 위해서는, 행렬
Figure 112019106684199-pat00075
이 임의의
Figure 112019106684199-pat00076
에 대해 Hurwitz 기준을 만족해야 한다. 따라서, 행렬
Figure 112019106684199-pat00077
이 Hurwitz 기준을 만족하도록 이득 행렬 L 값을 결정한다.
양 확정 대각선 행렬(positive definite diagonal mtatrix)
Figure 112019106684199-pat00078
가 수학식 25를 만족하는 경우, 행렬
Figure 112019106684199-pat00079
는 안정성을 보장할 수 있다. 여기서, 양 확정 행렬 P란, 0이 아닌 n 차원 벡터에 대해
Figure 112019106684199-pat00080
를 만족하는 대칭행렬을 의미한다.
Figure 112019106684199-pat00081
수학식 25는
Figure 112019106684199-pat00082
,
Figure 112019106684199-pat00083
,
Figure 112019106684199-pat00084
을 만족한다.
한편, 수학식 25는 수학식 26으로 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00085
수학식 26에 슈어분해(Schur Decomposition)를 적용하면, 수학식 26을 수학식 27과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00086
새로운 변수
Figure 112019106684199-pat00087
가
Figure 112019106684199-pat00088
일 때, 수학식 27을 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00089
전술한 정의인
Figure 112019106684199-pat00090
를 이용하여, 수학식 28에 대해 선형 행렬 부등식 LMI를 만족하는 행렬 L을 도출할 수 있다. 행렬 L은
Figure 112019106684199-pat00091
에 의해 계산될 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 제어부(230)가 추정된 부하전류를 이용하여 양방향 컨버터(200)를 제어하는 과정을 설명한다.
4. 제어부 모델 설계
제어부(230)는 외란 관측기(220)에 의해 추정된 부하전류와, 임의로 설정한 배터리의 최대 전류를 이용하여 커패시터의 전압기준치를 설정한 후 전압기준치와 추정된 부하전류로부터 인덕터의 전류기준치를 설정한다. 제어부(230)는 설정된 전류기준치로부터 스위칭 듀티비를 결정할 수 있다.
예를 들어, 추정된 부하전류가 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류보다 크고, 양방향 컨버터(200)가 부스트 컨버터로 동작하는 경우 우선 제어부(230)는 배터리의 최대 전류를 임의의 값으로 설정하고 전압기준치를 설정할 수 있다. 이때, 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류는 배터리의 최대 전류인 제한전류값에 (1-D)를 곱한 값이다. 여기서, D는 제1스위치의 온오프 듀티비이다. 커패시터의 전압기준치는 현재 측정한 전압과, 커패시터에 흐르는 전류값을 적분한 값을 더하여 설정될 수 있다. 커패시터에 흐르는 전류값은 추정된 부하전류와 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류로부터 구해질 수 있다. 전압기준치와 추정된 부하전류로부터 인덕터 전류기준치 및 스위칭 듀티비를 구할 수 있다.
구체적으로 제어부(230)의 동작을 설명하자면, 스위칭 듀티비가 일정한 정상 상태이고,
Figure 112019106684199-pat00092
이며,
Figure 112019106684199-pat00093
는 인덕터 전류기준치이며,
Figure 112019106684199-pat00094
는 커패시터의 전압기준치라고 할 때, 수학식 12를 수학식 29와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00095
수학식 29로부터 수학식 30 및 수학식 31을 도출할 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00096
Figure 112019106684199-pat00097
수학식 30 및 수학식 31로부터,
Figure 112019106684199-pat00098
에 대한 2차 방정식인 수학식 32를 도출할 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00099
수학식 32에서
Figure 112019106684199-pat00100
일 때,
Figure 112019106684199-pat00101
에 대한 2차 방정식을 풀이하여 수학식 33을 도출할 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00102
수학식 33에서 a 및 b는 고정 값이라고 근사화 할 때,
Figure 112019106684199-pat00103
는
Figure 112019106684199-pat00104
및
Figure 112019106684199-pat00105
에 의존한다. 즉, 전류기준치
Figure 112019106684199-pat00106
는 설정된
Figure 112019106684199-pat00107
와 추정된 부하전류
Figure 112019106684199-pat00108
로부터 결정될 수 있다.
제어부(230)는 전류기준치
Figure 112019106684199-pat00109
을 이용하여 스위칭 듀티비를 결정한다. 제어부(230)는 양방향 컨버터(200)를 부스트 컨버터로 동작시킬 때 수학식 34와 같은 듀티비를 이용하여 제1스위치를 온오프시킬 수 있다. 제어부(230)는 양방향 컨버터(200)를 벅 컨버터로 동작시킬 때 수학식 35와 같은 듀티비를 이용하여 제1스위치를 온오프시킬 수 있다.
Figure 112019106684199-pat00110
Figure 112019106684199-pat00111
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 양방향 컨버터가 부스트 컨버터로 동작하는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 4를 참조하면, 양방향 컨버터(200)가 부스트 컨버터로 동작하는 경우 전류의 흐름 및 에너지의 흐름이 도시되어 있다. 이때, 제2스위치(Q2)는 항상 턴 오프된다.
제1스위치가 턴 온된 경우, 배터리의 출력 전류이자 인덕터 전류인
Figure 112019106684199-pat00112
은 제1스위치로 흐른다. 즉, 배터리, 배터리 내부저항(
Figure 112019106684199-pat00113
), 인덕터(L) 및 제1스위치(Q1)가 폐회로를 구성한다. 배터리 전압이 인덕터에 인가되므로 인덕터 전류는 시간이 흐름에 따라 증가한다.
제1스위치가 턴 오프된 경우, 배터리의 출력 전류는 제2다이오드를 통해 커패시터(C) 및 부하(
Figure 112019106684199-pat00114
)로 흐른다. 즉, 배터리, 배터리 내부저항, 인덕터, 제2다이오드, 커패시터 및 부하가 폐회로를 구성한다. 배터리로부터 출력된 전류는 커패시터 및 부하에 전달된다.
제1스위치가 온오프를 반복함으로써, 양방향 컨버터(200)는 부스트 컨버터로 동작할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 양방향 컨버터가 벅 컨버터로 동작하는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참조하면, 양방향 컨버터(200)가 벅 컨버터로 동작하는 경우 전류의 흐름 및 에너지의 흐름이 도시되어 있다. 이때, 제1스위치(Q1)는 항상 턴 오프된다.
제2스위치가 턴 오프된 경우, 부하가 생산하는 전력이 커패시터에 저장된다. 커패시터 및 부하가 폐회로를 구성한다. 시간이 지남에 따라 커패시터가 충전되므로 커패시터의 전압이 상승한다.
제2스위치가 턴 온된 경우, 커패시터에 저장된 에너지가 배터리로 전달된다. 즉, 배터리, 배터리 내부저항(
Figure 112019106684199-pat00115
), 인덕터(L), 제2스위치(Q2), 커패시터 및 부하가 폐회로를 구성한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어장치의 성능을 설명하기 위한 그래프이다.
도 6a에 부하가 모터일 경우 모터의 토크 및 회전속도에 대한 그래프가 도시되고, 도 6b는 실제 측정한 부하전류 및 추정된 부하전류, 도 6c는 측정한 커패시터 전압과 전압기준치, 도 6d에는 측정한 배터리 전류 및 배터리 전류(인덕터 전류)기준치에 대한 그래프가 도시된다.
도 6a를 참조하면, 부하의 토크 및 회전속도가 부하(모터)의 가속으로 인한 배터리 및 커패시터의 방전구간(t1), 커패시터의 충전구간(t2) 및 부하(모터)의 회생제동으로 인한 커패시터 충전구간(t3)로 나뉘어 도시된다.
도 6b를 참조하면, t1 구간에서 모터의 회전 속도를 증가시키기 위해 부하에 많은 부하전류가 필요하므로, 실제 부하전류 및 추정된 부하전류는 증가한다. t2 구간에서 모터가 감속 및 가속을 하지 않아 부하전류가 거의 흐르지 않는다. t3 구간에서 자동차의 감속 시 부하의 회생제동으로 인해 부하에 음의 전류가 흐르게 된다. 도 6b를 통해 본 발명의 일 실시예에 따른 외란 관측기로부터 추정된 부하전류 그래프는 실제 측정한 부하전류 그래프와 매우 유사하다는 것을 알 수 있다.
도 6c 및 도 6d를 참조하면, t1 구간에서 배터리 및 커패시터에 저장된 에너지가 부하에 전달되므로, 커패시터의 전압이 작아지고 배터리의 출력 전류가 증가한다. t2 구간에서 배터리에 저장된 에너지가 커패시터에 전달됨으로써, 커패시터 전압이 증가하는 것을 알 수 있다. t3 구간에서 부하로부터 생산되는 전력이 커패시터에 전달되어 커패시터 전압이 상승한다.
도 6b, 도 6c 및 도 6d를 참조하면, 추정되는 부하전류가 실제 부하전류와 유사하고, 추정된 부하전류로부터 도출된 커패시터 전압기준치 및 인덕터 전류기준치를 이용함으로써, 배터리와 커패시터를 효율적으로 충방전시킬 수 있다는 것을 알 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어장치의 성능을 설명하기 위한 그래프이다.
도 7a, 도 7b, 도 7c 및 도 7d를 참조하면, 배터리 및 커패시터가 방전되는 구간(t1), 배터리가 방전되고 커패시터가 충전되는 구간(t2) 및 배터리만 방전되는 구간(t3)에 따른 제어장치의 동작 그래프가 도시된다.
도 7a를 참조하면, 부하(모터)의 토크는 t1 구간에서 증가하고, t2 및 t3 구간에서는 일정한 값을 가진다. 도 7b를 참조하면, 부하전류는 t1 구간에서 증가하고, t2 및 t3 구간에서 일정한 양의 값을 가진다.
도 7c를 참조하면, t1 구간에서 배터리뿐만 아니라 커패시터도 방전되므로 커패시터 전압이 작아지며, t2 구간에서 커패시터는 배터리에 의해 충전되므로 전압이 증가한다. t3 구간에서 부하에 필요한 전력이 배터리로부터 모두 공급되므로 커패시터의 전압은 일정하게 유지된다.
도 7d를 참조하면, t1 및 t2 구간에서 배터리는 많은 부하전류를 공급하거나 커패시터를 충전시키므로 배터리 전류(인덕터 전류)는 양의 값을 가진다. t3 구간에서 커패시터는 충방전되지 않고, 부하전류가 적어, t3 구간에서 배터리의 전류는 t1 및 t2 구간에 비해 작은 양의 값을 가진다.
도 7b, 도 7c 및 도 7d를 참조하면, 추정되는 부하전류가 실제 부하전류와 유사하고, 추정된 부하전류로부터 도출된 커패시터 전압기준치 및 인덕터 전류기준치를 이용함으로써, 배터리와 커패시터를 효율적으로 충방전시킬 수 있다는 것을 알 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터 제어방법을 설명하기 위해 예시한 순서도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 외란 관측기(220)는 도 3에서 설명한 과정을 통해 부하전류를 추정할 수 있다(S800).
제어부(230)는 외란 관측기(220)에 의해 추정된 부하전류를 이용하여 부하가 전력을 소모하는 상태인지, 전력을 생산하는 상태인지 판단한다(S802). 예를 들어, 제어부(230)는 추정된 부하전류가 양수이면 부하가 전력을 소모하는 상태이며, 추정된 부하전류가 음수이면 부하가 전력을 생산하는 상태인 것으로 판단할 수 있다.
부하가 전력을 소모하는 경우, 제어부(230)는 추정된 부하전류가 기 설정된 값 이상인지 여부를 판단한다(S804). 여기서, 기 설정된 값이란 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류를 의미한다. 양방향 컨버터(200)의 출력단에 흐르는 평균전류는 배터리로부터 부하에 전달되는 전류의 평균값이다.
추정된 부하전류가 기 설정된 값 이상인 경우, 배터리의 출력 전류는 임의로 설정된 값으로 제한되고, 커패시터를 방전시킴으로써 부하에 필요한 전력을 공급할 수 있다(S806). 즉, 배터리와 커패시터를 함께 방전시켜 부하에 전력을 공급할 수 있다. 이때, 배터리의 출력 전류는 제한될 수 있다.
추정된 부하전류가 기 설정된 값 미만인 경우, 배터리의 최대 전류 범위 내에서 배터리는 커패시터를 충전함과 동시에 부하에 전력을 공급한다(S808). 즉, 부하에 필요한 전류와 커패시터를 충전시키는 데 필요한 전류의 합이 배터리의 제한전류값보다 작을 때, 배터리는 커패시터를 충전하고 부하에 전력을 공급할 수 있다.
한편, 부하가 전력을 생산하는 경우, 제어부(230)는 커패시터의 전압이 기 설정된 전압인지 여부를 판단한다(S810). 여기서, 기 설정된 전압은 커패시터의 최대 전압(포화 전압) 또는 임의로 설정한 값일 수 있다.
커패시터의 전압이 최대 전압인 경우, 제어부(230)는 제1스위치 및 제2스위치를 모두 턴 오프시켜 부하로부터 생산된 전력을 커패시터에 저장시킨다(S812).
커패시터의 전압이 최대 전압보다 작은 경우, 제어부(230)는 커패시터의 포화 상태를 방지하기 위해 제1스위치 및 제2스위치를 제어하여, 커패시터에 저장된 에너지를 배터리로 전달한다(S814).
도 8에서는 과정 S800 내지 과정 S812을 순차적으로 실행하는 것으로 기재하고 있으나, 이는 본 발명의 일 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것이다. 다시 말해, 본 발명의 일 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 일 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 도 8에 기재된 순서를 변경하여 실행하거나 과정 S800 내지 과정 S812 중 하나 이상의 과정을 병렬적으로 실행하는 것으로 다양하게 수정 및 변형하여 적용 가능할 것이므로, 도 8은 시계열적인 순서로 한정되는 것은 아니다.
한편, 도 8에 도시된 과정들은 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 즉, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드디스크 등) 및 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, 디브이디 등)와 같은 저장매체를 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
이상의 설명은 본 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 실시예들은 본 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
200: 양방향 컨버터 210: 부하
220: 외란 관측기 230: 제어부

Claims (10)

  1. 인덕터(inductor), 제1스위치 및 제2스위치를 포함하되, 입력단이 배터리(battery)에 병렬로 연결되며, 출력단이 커패시터(capacitor) 및 부하에 병렬로 연결된 양방향 컨버터(bi-directional converter)를 제어하는 양방향 컨버터 제어장치에 있어서,
    부하전류의 k-1번째 추정값을 이용하여 k번째 상태변수(state of variables)를 예측하고, 예측한 k번째 상태변수, 측정한 k번째 상태변수 및 상기 k-1번째 추정값을 이용하여 상기 부하전류의 k번째 추정값을 도출하는 외란 관측기(disturbance observer); 및
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 생산하는 상태를 의미하고, 상기 커패시터의 전압이 최대 전압보다 낮은 경우, 상기 커패시터가 충전되도록 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치를 턴 오프시키는 제어부를 포함하되,
    상기 상태변수는 인덕터 전류 및 커패시터 전압을 포함하는 양방향 컨버터 제어장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 소비하는 상태를 의미하고, 상기 k번째 추정값이 상기 양방향 컨버터의 출력단에 흐르는 평균전류보다 크면, 상기 커패시터가 방전되도록 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치를 제어함으로써, 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터로 동작시키는 양방향 컨버터 제어장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 소비하는 상태를 의미하고, 상기 k번째 추정값이 상기 양방향 컨버터의 출력단에 흐르는 평균전류보다 작으면, 상기 커패시터가 충전되도록 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치를 제어함으로써, 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터로 동작시키는 양방향 컨버터 제어장치.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 생산하는 상태를 의미하고, 상기 커패시터의 전압이 최대 전압인 경우, 상기 커패시터에 저장된 에너지가 상기 배터리에 전달되도록 제1스위치 및 제2스위치를 제어함으로써, 상기 양방향 컨버터를 벅 컨버터로 동작시키는 양방향 컨버터 제어장치.
  6. 인덕터, 제1스위치 및 제2스위치를 포함하되, 입력단이 배터리에 병렬로 연결되며, 출력단이 커패시터 및 부하에 병렬로 연결된 양방향 컨버터의 제어방법에 있어서,
    부하전류의 k-1번째 추정값을 이용하여 k번째 상태변수를 예측하고, 예측한 k번째 상태변수, 측정한 k번째 상태변수 및 상기 k-1번째 추정값을 이용하여 상기 부하전류의 k번째 추정값을 도출하는 추정과정; 및
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 생산하는 상태를 의미하고, 상기 커패시터의 전압이 최대 전압보다 낮은 경우, 상기 커패시터가 충전되도록 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치를 턴 오프시키는 제어과정을 포함하되,
    상기 상태변수는 인덕터 전류 및 커패시터 전압을 포함하는 양방향 컨버터의 제어방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어과정은,
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 소비하는 상태를 의미하고, 상기 k번째 추정값이 상기 양방향 컨버터의 출력단에 흐르는 평균전류보다 크면, 상기 커패시터가 방전되도록 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치를 제어함으로써, 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터로 동작시키는 과정인 양방향 컨버터 제어방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 제어과정은,
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 소비하는 상태를 의미하고, 상기 k번째 추정값이 상기 양방향 컨버터의 출력단에 흐르는 평균전류보다 작으면, 상기 커패시터가 충전되도록 상기 제1스위치 및 상기 제2스위치를 제어함으로써, 상기 양방향 컨버터를 부스트 컨버터로 동작시키는 과정인 양방향 컨버터 제어방법.
  9. 삭제
  10. 제6항에 있어서,
    상기 제어과정은,
    상기 부하전류의 상기 k번째 추정값이 상기 부하가 전력을 생산하는 상태를 의미하고, 상기 커패시터의 전압이 최대 전압인 경우, 상기 커패시터에 저장된 에너지가 상기 배터리에 전달되도록 제1스위치 및 제2스위치를 제어함으로써, 상기 양방향 컨버터를 벅 컨버터로 동작시키는 과정인 양방향 컨버터 제어방법.
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