JP4837518B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、負荷機器に対して高調波補償電流を発生して電源側へ流出する高調波電流を抑制するアクティブフィルタに用いる電力変換装置に関するものである。

アクティブフィルタは、高調波電流を発生している負荷機器の直近で高調波電流を相殺する高周波補償電流を発生するものである。従来のアクティブフィルタは、負荷電流を検出して、この負荷電流を基本波電流と高調波電流に分離し、高調波電流のみを取り出してこれと１８０度位相の異なる高調波補償電流を発生させる。そして、この高調波補償電流を負荷の接続点に注入することにより、負荷電流の高調波電流は相殺され、電源電流は高調波を含まない正弦波となる。このようなアクティブフィルタは、電力用の電流発生源として低損失である高周波ＰＷＭインバータが用いられていた（例えば、非特許文献１参照）。

また、アクティブフィルタを備えた従来の無停電電源装置は、直流電力貯蔵装置と負荷装置の間に接続した順逆両方向に電力変換可能な第１の変換器と、交流電源を開閉するスイッチと、交流電源にスイッチとその交流出力側をシリーズ接続した逆変換可能な第２の変換器を設ける。交流電源が正常時には、スイッチを閉じて、第２の変換器をその交流出力電圧と前記交流電源電圧との和が一定になるように制御し、第１の変換器を第２の変換器と電力貯蔵装置に電力供給すると共に、負荷装置が必要とする高調波電流を含む無効電流を供給するように制御する。また交流電源が許容値以下に低下した時には、スイッチを開いて、第１の変換器を負荷装置に印可する交流電圧が一定になるように制御する（例えば、特許文献１参照）。

「パワーエレクトロクス入門」（改訂２版）オーム社 山村昌監修、大野栄一編著、２６４頁−２６９頁 特開平１１−１７８２１６号公報

従来のアクティブフィルタは、以上のように高周波ＰＷＭインバータが用いられており、このため交流電源側へ流出する高調波電流を抑制するためにリアクトルなど大きなフィルタ回路を必要とし、アクティブフィルタの装置構成の小型化が困難であった。
また上記特許文献１に記載された無停電電源装置では、入力電流を正弦波で力率１に制御しながら負荷装置には定電圧を供給し、装置全体の効率が良いものである。しかしながら、交流電源が正常時にはアクティブフィルタとして機能し、異常時にはバックアップの電源装置として機能する第１の変換器の出力側には大きなフィルタ回路が必要であり、装置構成の小型化が困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、高速、高精度な電流制御が可能で、出力側のフィルタ回路が格段と低減され小型化の促進された電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、所定の電圧に制御される第１の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する１台の第１の単相インバータと、上記第１の直流電圧源より低電圧の第２の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第２の単相インバータとの交流側を直列に接続して成る第１の電力変換器を交流電源と負荷との間に並列に接続して備える。また、上記交流電源の交流電圧半周期に対して上記第１の単相インバータから１パルスの電圧を出力させ、該第１の単相インバータと上記第２の単相インバータとの各発生電圧の総和により出力電圧を疑似正弦波とすると共に、上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように上記第１の電力変換器を制御する第１の制御手段を有する。そして、上記第１の制御手段は、上記第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力を制御する。

この発明に係る電力変換装置によると、第１の電力変換器を制御する第１の制御手段を有して、上記第１、第２の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を疑似正弦波に制御して、高調波補償電流を出力させるため、大きなフィルタ回路を必要とせず、小型化、簡略化が促進されて、しかも高速、高精度な電流制御が可能な電力変換装置が得られる。また、第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力を制御するため、第２の直流電圧源への外部から供給する電力を低減でき、装置構成の小型化、簡略化が更に促進できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置を、電源と負荷との間に接続されて、電源に異常が発生した場合においても負荷に安定した電力を供給する無停電電源装置に適用した概略構成図である。
図１に示すように、単相交流電源１（以下、単に交流電源と称す）と単相負荷２（以下、単に負荷と称す）との間に接続された無停電電源装置３の主回路は、複数（この場合、２個）の単相インバータ４３、４２（第１の単相インバータ４３、第２の単相インバータ４２）の交流側を直列に接続して成る第１の電力変換器３１と、単相インバータ４１（第３の単相インバータ４１）から成る第２の電力変換器３２とを備える。第１の電力変換器３１は、交流側を交流電源１と負荷２との間に連係リアクトル５１を介して並列に接続され、第２の電力変換器３２（単相インバータ４１）は、交流側が交流電源１と負荷２との間に直列接続される。また、第１の電力変換器３１は、第２の電力変換器３２よりも交流電源側に接続され、第２の電力変換器３２の負荷２側に、出力フィルタとなるリアクトル５２およびコンデンサ６を配設する。

さらに、無停電電源装置３は、交流電源１と第２の電力変換器３２の交流側とに直列接続されて交流電源１を開閉するスイッチとしてのリレー９を備える。このリレー９は、交流電源１に異常が起こった場合にこれをオフすることで交流電源１と負荷２とを切り離すもので、サイリスタ、トライアック、MOSFET、IGBT等の半導体素子から成るスイッチでも良い。

各単相インバータ４１〜４３は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子から成る例えばフルブリッジインバータで構成される。自己消弧型半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。
第１、第２の電力変換器３１、３２は、制御装置１０により制御される。第１、第２の電力変換器３１、３２内の各単相インバータ４２、４３、４１は、各スイッチング素子にゲート駆動回路（図示なし）が個別に設けられ、制御装置１０内のインバータ駆動回路（図示なし）からの信号を受けて、スイッチング素子のゲートに電圧を印加するためのパルス電圧を作成する。ゲート駆動回路の構成としては、制御回路とパワー回路の絶縁が必要であるため、パルストランス回路や、フォトカプラを用いた回路が用いられる。なお、制御装置１０内の構成、および制御の詳細については後述する。

各単相インバータ４１〜４３はそれぞれ独立した直流電圧源としての直流コンデンサ４１ａ、４２ａ、４３ａを備え、図示された極性に充電された直流電圧を任意の期間で出力することができる。具体的には、単相インバータ４１の直流電圧をＶ１とすると、スイッチング素子のオンオフの組み合わせによって｛−Ｖ１、０、Ｖ１｝の電圧を単相インバータ４１の出力端子間に印加することができる。また、単相インバータ４２のコンデンサ電圧をＶ２とすると、スイッチング素子のオンオフの組み合わせによって｛−Ｖ２、０、Ｖ２｝の電圧を単相インバータ４２の出力端子間に印加することができる。更に、単相インバータ４３のコンデンサ電圧をＶ３とすると、スイッチング素子のオンオフの組み合わせによって｛−Ｖ３、０、Ｖ３｝の電圧を単相インバータ４３の出力端子間に印加することができる。なお、直流電圧源として直流コンデンサ以外にも、直流電力を貯蔵できるものを用いることができる。

第１、第２の電力変換器３１、３２を制御する制御装置１０は、第１の制御手段としてのアクティブフィルタ制御部１０ａと、第２の制御手段としての電圧補償制御部１０ｂと、第３の制御手段としてのバックアップ制御部１０ｃとを備える。
交流電源１の電圧を検出器（図示なし）を備えて検出し、該検出電圧が許容される正常時には、リレー９を閉じて、アクティブフィルタ制御部１０ａは、第１の電力変換器３１を、負荷２が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように制御する。同時に電圧補償制御部１０ｂは、第２の電力変換器３２を、電源電圧と目標電圧との差電圧、即ち交流電源１の電圧変動を補償する電圧を出力するように制御する。
この場合、第１の電力変換器３１は、第１、第２の直流電圧源としてのコンデンサ４３ａ、４２ａを入力とする２個の単相インバータ４３、４２の各発生電圧の総和により出力電圧が制御されて、ほぼ正弦波の交流電圧が出力されるとともに、アクティブフィルタとして動作し、負荷電流ｉ_Ｌに含まれる高調波成分電流を打ち消すような高調波補償電流（インバータ電流ｉ_Ｃ）を発生するように制御される。また、第２の電力変換器３２は、第３の直流電圧源としてのコンデンサ４１ａを入力として単相インバータ４１がＰＷＭ制御され、その交流出力電圧はリアクトル５２を介して交流電源１に接続される。そして交流電源電圧と第２の電力変換器３２の交流出力電圧との和が負荷２に供給される。

検出された交流電源１の電圧が所定の電圧範囲を超えて変動する停電などの異常時には、リレー９を開いて交流電源１を負荷２から切り離す。このとき、第１の電力変換器３１内の単相インバータ４２、４３と第２の電力変換器３２内の単相インバータ４１とは交流側が直列に接続され、バックアップ制御部１０ｃは、第１、第２の電力変換器３１、３２を、直列接続された全ての単相インバータ４１〜４３の各発生電圧の総和によって、負荷２にほぼ正弦波の電圧を出力するように制御する。なお、この場合、第１の電力変換器３１には、高調波補償電流を発生するような電流制御は行わず、負荷２に安定した交流電圧が印加されるように出力電圧を制御する。

各単相インバータ４１〜４３の入力となるコンデンサ４１ａ〜４３ａの内、電圧が最大であるコンデンサ４３ａ（第３の直流電圧源）は、外部から電力供給され所定の電圧に制御される。この実施の形態のように無停電電源装置として動作させる場合には、図示しないバッテリー、電気二重層コンデンサ、リチウムイオン電池等のエネルギー蓄積要素を接続し、コンデンサ４３ａに負荷２に応じた電力を供給する。また、エネルギー蓄積要素の直流電圧が低い場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータなどの昇圧機能を持った変換装置を介して単相インバータ４３のコンデンサに電力を供給することも可能である。

また、他の各コンデンサ４１ａ、４２ａへの電力供給については、高周波トランス７１とスイッチング素子８１〜８３から成り双方向の電力授受が可能な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して、単相インバータ４３のコンデンサ４３ａから必要な電力量のみを供給し、それぞれのコンデンサ電圧を一定とする。コンデンサ４３ａからコンデンサ４２ａへの電力供給は、高周波トランス７１の巻線方向を同じとしたフォワード方式であり、スイッチング素子８２、８３は同じタイミングでオン、オフさせる。またコンデンサ４３ａからコンデンサ４１ａへの電力供給は、高周波トランス７１の巻線を逆方向としたフライバック方式であり、スイッチング素子８１、８３のオン、オフは交互に行う。通常のフォワード方式、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータは電力の流れが一方向なので、２次側がダイオードで構成されているが、ここでは、それぞれの巻線にスイッチング素子８１〜８３を採用することで、双方向の電力授受を実現している。

ここで、第１の電力変換器３１内の各単相インバータ４２、４３の直流電圧比は、Ｖ２：Ｖ３＝（０．５〜１）：１の範囲で任意に設定することができる。なお、Ｖ２とＶ３の合計値は交流電源１の電圧波高値より大きくなくてはならない。第２の電力変換器３２の単相インバータ４１の直流電圧Ｖ１は、Ｖ２よりも小さいものとする。

次に、第１の電力変換器３１がアクティブフィルタ制御部１０ａにて制御される場合の動作について詳述する。
アクティブフィルタの基本原理を図２に基づいて説明する。図２は、アクティブフィルタとして動作する第１の電力変換器３１が出力する補償電流（インバータ電流ｉ_Ｃ）と電源電流ｉ_Ｓ、負荷電流ｉ_Ｌとの波形を示す図である。
ところで、一般的な家電製品等は、内蔵の電気回路に直流電源を供給する必要があることから、交流電源から供給される交流電圧を内部で直流電圧に整流して電源を供給している。電力変換手段として、ダイオードを用いた整流回路が多く用いられているが、電圧脈動（リプル）の少ない直流電圧を得るために、電圧平滑用のコンデンサが付加されている。
このようなコンデンサインプット型の整流回路が負荷として電源に接続された場合、大きなピーク電流を持つ高調波成分を含有した電流が電源側に流出する。高調波成分を含んだ電流は送電線インピーダンスによる電圧降下を引き起こし、電源電圧ひずみの原因となり、例えば、大容量の場合は進相コンデンサの焼損、小容量の場合はブレーカ誤動作などの障害の原因ともなる。

アクティブフィルタ（第１の電力変換器３１）は、交流電源１に高調波電流を流出させないために、交流電源１と負荷２との間に接続されるもので（図１参照）、図２に示すように、負荷２が発生する負荷電流ｉ_Ｌに含まれる高調波成分電流を打ち消すような高調波補償電流（インバータ電流ｉ_Ｃ）を出力し、高調波成分を含有した電流が電源側に流出することを抑制し、電源電流ｉ_Ｓを高調波成分の無い正弦波電流とすることができる。

次に、アクティブフィルタとして動作する第１の電力変換器３１の電圧制御および電流制御について、以下に説明する。
図３に、第１の電力変換器３１の出力電圧波形および各単相インバータ４２、４３の出力電圧波形を示す。図に示すように、単相インバータ４３は、電源電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力し、単相インバータ４２は、出力電圧をきめ細かく調整する。そして、単相インバータ４２、４３の出力電圧の合成電圧である第１の電力変換器３１の出力電圧は、電源電圧とほぼ同等で疑似正弦波となる。
この場合、第１の電力変換器３１をアクティブフィルタとして動作させるため、高精度の電流制御が必要であり、ここでは、電源電流ｉ_Ｓが高調波成分の無い正弦波電流となるように第１の電力変換器３１から出力する高調波補償電流（インバータ電流ｉ_Ｃ）を制御する。この場合、インバータ電流ｉ_Ｃを目標電流に追従する制御を直接行うのではなく、電源電流ｉ_Ｓが正弦波電流となるように各単相インバータ４２、４３を制御するが、負荷電流Ｉ_Ｌに基づいてインバータ電流ｉ_Ｃの目標電流を演算し、インバータ電流ｉ_Ｃを該目標電流に追従させる制御と同等の制御が達成できる。

図４に、電源電流波形を示す。電源電流ｉ_Ｓを正弦波にするためには、目標とする電流波形に対して、図に示すように目標電流が中心となるように閾値上限と閾値下限と設定しておき、電源電流ｉ_Ｓが閾値上限と閾値下限との範囲内で増減するように、単相インバータ４２の出力電圧をきめ細かく調整する。このように、単相インバータ４２は、電源電流ｉ_Ｓが力率１の正弦波となるようにスイッチング制御され、第１の電力変換器３１の出力電圧は、単相インバータ４２と単相インバータ４３との出力電圧の和によって、電源電圧とほぼ同等の正弦波になるように制御される。
ここで、電源電流ｉ_Ｓの変化量ΔＩは次式に示すように、連系リアクトル５１のインダクタンスＬと、連系リアクトル５１の両端に印加される電圧ΔＶ、電圧印加時間ΔＴから決まる。
ΔＩ＝（ΔＶ／Ｌ）ΔＴ

ΔＴは、単相インバータ４２のスイッチング周波数に起因するもので、主として単相インバータ４２を構成する半導体スイッチング素子の性能から決定される。ΔＴを一定と仮定した場合、ΔＩは電流制御精度の指標となり、ΔＩが小さい程、電流制御精度が良いと判断できる。これを実現するためには、上記の式からΔＶを小さくするか、連系リアクトル５１のインダクタンスＬを大きくする必要がある。
この実施の形態では、ΔＶは単相インバータ４２の出力電圧から決まるため、一般的なＰＷＭインバータに比べてΔＶを小さくすることができる。したがって、同じ電流精度を得るために必要なリアクトル５１のインダクタンスＬは一般的なＰＷＭインバータに比べて小さくすることが可能となる。

次に、単相インバータ４３の出力電圧発生タイミングを図５に基づいて示す。
単相インバータ４３は電源電圧の大きさがＫ×Ｖ３を超えたときに｛＋Ｖ３｝或いは｛−Ｖ３｝の電圧を出力する。
ここで、単相インバータ４３の出力電圧発生タイミングを決定するためのＫは、電流制御が不可能とならない範囲で設定する必要があり、１−（Ｖ２／Ｖ３）＜Ｋ＜Ｖ２／Ｖ３とする。また、上述したように、単相インバータ４２、４３の直流電圧の設定については、その和（Ｖ２＋Ｖ３）が電源電圧の最大値以上であり、（Ｖ２／Ｖ３）の範囲は０．５〜１となるように設定する。
このように、単相インバータ４３は、電源電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力すればよいため、スイッチング損失の低減が可能であり、発生ノイズも低減することができる。

図５に示すように、電源電圧１周期の中で、単相インバータ４３の出力電圧に応じて、次のような領域Ａ〜Ｄを設定する。
電源電圧が正のとき、単相インバータ４３の出力電圧が電源電圧より小さい領域をＡとし、単相インバータ４３の出力電圧が電源電圧より大きい領域をＢとする。
また電源電圧が負のとき、単相インバータ４３の出力電圧の大きさが電源電圧より小さい領域をＣとし、第１の単相インバータ４２の出力電圧の大きさが電源電圧より大きい領域をＤとする。
ここで、第１の電力変換器３１の出力電圧は、単相インバータ４２、４３の各出力電圧の和によって正弦波になるように制御するため、単相インバータ４３が｛＋Ｖ３｝、｛０｝、｛−Ｖ３｝のどのレベルを出力しているかによって、単相インバータ４２の出力電圧極性を切り替える。即ち、図３に示すように、単相インバータ４２は領域がＡおよびＤでは出力電圧極性を正とし、｛０、＋Ｖ２｝を交互に出力する。また、領域がＢおよびＣでは出力電圧極性を負とし、｛０、−Ｖ２｝を交互に出力する。
上述したように電源電流ｉ_Ｓが閾値上限と閾値下限との範囲内で増減するように、単相インバータ４２の出力電圧をきめ細かく調整するものであるが、このとき、単相インバータ４２は、領域Ａ〜Ｄに対応した出力電圧極性で、オンオフ制御する。

図６に、上記領域Ａおよび領域Ｄにおける、電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す。
単相インバータ４２の出力電圧が｛０｝のとき、第１の電力変換器３１の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流ｉ_Ｓは増加する。電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓまで達すると、単相インバータ４２の出力電圧を｛＋Ｖ２｝として第１の電力変換器３１の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流ｉ_Ｓを減少させる。電源電流ｉ_Ｓが減少して閾値下限Ｔに達するまで、単相インバータ４２は｛＋Ｖ２｝を出力する。電源電流ｉ_Ｓが閾値下限Ｔに達すると再び単相インバータ４２の出力電圧を｛０｝とすることで、電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓと閾値下限Ｔとの範囲内で増減を繰り返す。

図７に、上記領域Ｂおよび領域Ｃにおける、電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す。
単相インバータ４２の出力電圧が｛−Ｖ２｝のとき、第１の電力変換器３１の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流ｉ_Ｓは増加する。電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓまで達すると、単相インバータ４２の出力電圧を｛０｝として第１の電力変換器３１の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流ｉ_Ｓを減少させる。電源電流ｉ_Ｓが減少して閾値下限Ｔに達するまで、単相インバータ４２は｛０｝を出力する。電源電流ｉ_Ｓが閾値下限Ｔに達すると再び単相インバータ４２の出力電圧を｛−Ｖ２｝とすることで、電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓと閾値下限Ｔとの範囲内で増減を繰り返す。

このように、電源電流ｉ_Ｓの目標値（正弦波電流）に対して、一定幅の閾値を持たせ、その範囲内で電源電流ｉ_Ｓが増減するように、単相インバータ４２を用いて制御することで、交流電源１に高調波電流を流出させないアクティブフィルタ（第１の電力変換器３１）を実現することができる。
なお、閾値上限Ｓと閾値下限Ｔとの幅である閾値幅は任意に設定することができるが、通常は単相インバータ４２のスイッチング周波数を鑑みて、スイッチング素子のスイッチング能力に問題がないように電流幅を設定する。

以上のように第１の電力変換器３１をアクティブフィルタとして制御するアクティブフィルタ制御部１０ａが備えるインバータ駆動回路の構成を図８に示す。
インバータ駆動回路は、マイコン等で構成されるＣＰＵ（Central Processing Unit）８と、上記領域Ａ〜Ｄの判定を行う領域判定回路１１および電源電圧の極性を判定する極性判定回路１４、電源電流ｉ_Ｓの目標電流と実際の電流との比較を行う電流比較回路１５〜１８、また電流比較回路１５〜１８によって得られたスイッチングタイミング、領域判定信号１２、１３および極性判定信号１４ａに基づいて、第１の電力変換器３１内の各単相インバータ４２、４３を駆動するゲート駆動信号を生成するゲート信号作成回路にて構成される。

ＣＰＵ８はＤＡコンバータを有して、電源電圧のアナログ信号が端子９ａから出力され、単相インバータ４３の直流電圧値Ｖ３が端子９ｂから出力される。さらに、ＣＰＵ８内部で演算された電源電流ｉ_Ｓの目標値が端子９ｃから出力される。
極性判定回路１４は電源電圧が正のときＨ信号が出力され、負のときにＬ信号が出力される。領域判定回路１１は、電源電圧の１周期を上述した領域Ａ〜Ｄに分類するための判定回路であり、出力である領域判定信号１２は、電源電圧がＫ×Ｖ３より大きいときＨが出力され、電源電圧がＫ×Ｖ３より小さいときＬが出力される。また、領域判定信号１３は領域ＡおよびＣのときＨが出力され、ＢおよびＤのときＬが出力される。

ＣＰＵ８の端子９ｃから出力された電源電流ｉ_Ｓの目標値、即ち目標電流は低域通過フィルタ１５を通して、電源周波数成分のみの正弦波電流信号となる。この信号はオフセット回路１６ａによって閾値上限Ｓとなる。また、オフセット回路１６ｂによって、閾値下限Ｔとなる。オフセット回路１６ａ、１６ｂによって作成された信号と実際の電流をヒステリシスコンパレータ回路１７ａ、１７ｂにて比較する。それぞれのコンパレータ信号は、フリップフロップ回路１８のセット端子（Ｓ）、リセット端子（Ｒ）に入力されラッチされる。以上のラッチ信号と極性判定出力１４ａおよび領域判定信号１２、１３に基づいて、各単相インバータ４２、４３のゲート駆動タイミングを決定しゲート駆動信号を生成する。

このように、ＣＰＵ８では目標電流となる電源電流ｉ_Ｓの目標値を演算し、外部のアナログ回路で電流比較を行う。仮に、電流制御をＣＰＵ内部で行う場合、ＣＰＵ内で演算した目標電流に対して、ＡＤコンバータを介して実際の電源電流をＣＰＵ内に取り込み、ＣＰＵ内部で電流比較して、スイッチングパターンを決定することになり、処理能力の高く高価なＣＰＵが必要となる。ここでは、電源電流ｉ_Ｓの目標値をＣＰＵ８にて演算し、外部のアナログ回路にヒステリシスコンパレータ回路１７ａ、１７ｂを有して電流比較を行って電流制御するため、電流制御ゲインを無限大とすることができ、良好な電流制御応答が得られる。

極性判定信号１４ａおよび領域判定信号１２、１３に基づいて生成される単相インバータ４３のゲート駆動信号、また単相インバータ４３の出力電圧のタイミングチャートを図９に示す。
単相インバータ４３のゲート駆動信号の２ＵＰ、２ＵＮ、２ＶＰ、２ＶＮはそれぞれ図１に示した単相インバータ４３内の４個の半導体スイッチング素子に対応している。ここで、２ＵＰ＝Ｌ、２ＵＮ＝Ｈ、２ＶＰ＝Ｌ、２ＶＮ＝Ｈのとき単相インバータ４３の出力は｛０｝となる。また、２ＵＰ＝Ｌ、２ＵＮ＝Ｈ、２ＶＰ＝Ｈ、２ＶＮ＝Ｌのとき単相インバータ４３の出力は｛＋Ｖ３｝となる。更に、２ＵＰ＝Ｈ、２ＵＮ＝Ｌ、２ＶＰ＝Ｌ、２ＶＮ＝Ｈのとき単相インバータ４３の出力は｛−Ｖ３｝となる。

また、フリップフロップ回路１８からの出力信号、極性判定出力１４ａおよび領域判定信号１３に基づいて生成される各回路１ａ〜１ｄ、２ａ〜２ｄの出力信号、単相インバータ４２の出力極性判定信号、ゲート駆動信号、また単相インバータ４２の出力電圧のタイミングチャートを図１０に示す。
単相インバータ４２のゲート駆動信号の１ＵＰ、１ＵＮ、１ＶＰ、１ＶＮはそれぞれ図１に示した単相インバータ４２の４個の半導体スイッチング素子に対応している。ここで、１ＵＰ＝Ｌ、１ＵＮ＝Ｈ、１ＶＰ＝Ｌ、１ＶＮ＝Ｈのとき単相インバータ４２の出力は｛０｝となる。また、１ＵＰ＝Ｌ、１ＵＮ＝Ｈ、１ＶＰ＝Ｈ、１ＶＮ＝Ｌのとき単相インバータ４２の出力は｛＋Ｖ２｝となる。更に、１ＵＰ＝Ｈ、１ＵＮ＝Ｌ、１ＶＰ＝Ｌ、１ＶＮ＝Ｈのとき単相インバータ４２の出力は｛−Ｖ２｝となる。
なお、図８で示したように、ゲート信号作成回路は短絡防止時間作成回路を備え、各単相インバータ４２、４３のアーム短絡を防止するために出力のタイミングを短絡防止時間分ずらせている。

このようにアクティブフィルタとして制御される第１の電力変換器３１は、無効電力補償と高調波補償を行うため、第１の電力変換器３１全体としては、第１の電力変換器３１の損失以外の有効電力のやり取りは基本的に行わない。しかし、第１の電力変換器３１内部では、２つの単相インバータ４２、４３を組み合わせているため、出力電圧波形の合成方法によって、単相インバータ４２、４３間で有効電力を扱うことになる。
図１１に、単相インバータ４２、４３の出力電圧と単相インバータ４２の出力電流波形（インバータ出力電流波形（−ｉ_Ｃ））とを示す。
ここで、非線形負荷が接続されたアクティブフィルタ動作中のインバータ出力電流は、電源電圧の半周期内で単一極性では無く双方向に電流が流れる。また、単相インバータ４２の出力電圧も領域に応じて極性を変えながら電流制御を行う。

コンデンサ４２ａの単相インバータ４２を介した放電、充電がアンバランスで電力収支が大きい場合、その電力をＤＣ／ＤＣコンバータ７で補わなければならない。このように、単相インバータ４２が扱う有効電力が大きくなるとＤＣ／ＤＣコンバータ７の扱う電力が大きくなり、装置の大型化を招いてしまうものであるが、この実施の形態では、単相インバータ４２の扱う有効電力が小さくなるように制御する。この単相インバータ４２の扱う有効電力の制御について、以下に説明する。
図１２に示すように、コンデンサ４２ａの単相インバータ４２を介した放電、充電による電力収支、即ち単相インバータ４２の扱う有効電力の収支は、単相インバータ４２の出力電圧極性と出力電流極性によって決まる。
インバータ出力電流は負荷２に依存するため、有効電力のために極性制御できないが、単相インバータ４２の出力電圧極性は、電源電圧半周期に占める領域ＡとＢの割合、あるいは、ＣとＤの割合を調整することで制御可能である。領域ＡとＢ、ＣとＤの調整は、単相インバータ４３の出力発生期間を調整することで行える（図１１参照）。

単相インバータ４３は、上述したように、電源電圧の大きさが閾値電圧となるＫ×Ｖ３を超えたときに｛＋Ｖ３｝或いは｛−Ｖ３｝の電圧を出力するものである。このため、閾値電圧を決定するパラメータＫを、上述した設定範囲である
１−（Ｖ２／Ｖ３）＜Ｋ＜Ｖ２／Ｖ３
の範囲内で変化させて閾値電圧を変化させることにより、単相インバータ４３の出力発生期間を調整できる。
Ｖ２＝８０Ｖ、Ｖ３＝１１４Ｖとしたとき、Ｋを０．３〜０．７の範囲で変化させ、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２と単相インバータ４３の平均出力電力Ｐ３とを図１３に示す。図１３（ａ）は、Ｋおよび閾値電圧Ｋ×Ｖ３と各平均出力電力Ｐ２、Ｐ３との関係を表で示したもの、図１３（ｂ）は、平均出力電力Ｐ２、Ｐ３の関係をグラフで示したもの、図１３（ｃ）は、各単相インバータ４２、４３間の電力授受の関係を模式的に示す図である。

図に示すように、Ｋが０．７付近で、単相インバータ４２、４３の平均出力電力Ｐ２、Ｐ３を最小化（概０）することができる。このように単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が最小となるように、Ｋの値を設定することで、コンデンサ４２ａの電力収支を最小とできる。これにより、単相インバータ４３のコンデンサ４３ａからＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａへ送る電力を最小化できるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を最小化できる。
なお、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が最小となるように、Ｋの値を設定するのが望ましいが、平均出力電力Ｐ２が抑制されるようにＫを設定することでＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を抑制でき、高周波トランス７１の巻線での温度上昇が抑制できると共に、装置構成の小型化が図れる。

以上のように、この実施の形態では、第２の電力変換器３２により交流電源１の電圧変動を補償し、第１の電力変換器３１により高調波補償電流を発生させて、高調波成分を含有した電流が電源側に流出することを抑制するもので、交流電源１の異常時にはリレー９を開いて交流電源１を切り離し、第１、第２の電力変換器３１、３２にて負荷２に印加される電圧を制御する。このように、交流電源１の状態に応じて制御を切り換えて、１つの装置によって複数の機能を満たす高性能な電力変換装置が提供できる。また、交流電源１の異常時には、第１の電力変換器３１と第２の電力変換器３２との単相インバータ４１〜４３を全て直列に接続し全ての単相インバータ４１〜４３の各発生電圧の総和で負荷２に電圧出力できるため、出力電圧が高精度に制御できる。

また、この実施の形態では、アクティブフィルタ制御部１０ａを有して、単相インバータ４３、４２を直列接続して構成する第１の電力変換器３１をアクティブフィルタとして動作させ、直流電圧が最大である単相インバータ４３を、電源電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力するように駆動制御し、単相インバータ４３、４２の各発生電圧の総和による出力電圧が疑似正弦波となるように制御して、電源電流が目標電流になるように電流制御する。このため、スイッチングする電圧幅を小さくすることができ、連係リアクトル５１を格段と小型化でき、アクティブフィルタの装置構成の小型化が促進できる。また、直流電圧が最大となる単相インバータ４３は１パルス／半周期での駆動ができるため、スイッチング損失やノイズの発生を低減できる。従って、放熱対策部品やノイズ対策部品を簡略化できる。また、高周波でのスイッチングが不要であるので、スイッチング素子を駆動するドライバ回路も安価な構成で実現できる。

さらに、アクティブフィルタ制御部１０ａにより、単相インバータ４３の出力発生期間を調整して単相インバータ４２が扱う有効電力を制御するため、単相インバータ４２が扱う有効電力を抑制することができ、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａへの供給電力量を低減できる。
また、２つの単相インバータ４２、４３のコンデンサ４２ａ、４３ａは絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して接続され互いに電力授受されるため、装置構成が簡略となる。この場合、単相インバータ４２が扱う有効電力を制御して単相インバータ４２のコンデンサ４２ａへの供給電力量を低減できることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量が低減でき、装置構成が小型化、簡略化できる。

また、単相インバータ４２の直流電圧Ｖ２と単相インバータ４３の直流電圧Ｖ３との比Ｖ２／Ｖ３を、０．５〜１．０の範囲で設定するため、単相インバータ４３の半周期に１パルスの出力電圧の発生タイミングを変化させても、各単相インバータ４２、４３の発生電圧の合計が電源電圧以上となり、単相インバータ４２を細かく制御することで所望の出力電圧波形が得られる。

また単相インバータ４３を１パルスの電圧を出力させるための閾値電圧を調整することで該単相インバータの出力発生期間を調整するため、確実に単相インバータ４３の出力発生期間を調整して単相インバータ４２が扱う有効電力を制御できる。
また、上記閾値電圧を、単相インバータ４３の直流電圧Ｖ３と係数Ｋとで決まる電圧（Ｋ・Ｖ３）として、係数Ｋを、１−（Ｖ２／Ｖ３）＜Ｋ＜Ｖ２／Ｖ３の範囲で変化させて閾値電圧を調整するため、制御の信頼性を保持しつつ容易に閾値電圧を調整して単相インバータ４２が扱う有効電力を制御できる。

なお、上記実施の形態では、第１、第２の電力変換器３１、３２を備えた無停電電源装置３を示したが、第２の電力変換器３２を省略して第１の電力変換器３１単独でアクティブフィルタとして用いても良い。この場合も、単相インバータ４３の出力発生期間を調整して単相インバータ４２が扱う有効電力を制御することにより、上述した同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態では、第１の電力変換器３１において、電流制御に用いる単相インバータ４２は１台であり、構造が簡略化でき制御も容易である。この単相インバータ４２（第２の単相インバータ）は複数台を直列接続してもよく、その場合、単相インバータ４２の直流電圧の総和Ｖと単相インバータ４３の直流電圧Ｖ３との比Ｖ／Ｖ３を、０．５〜１．０の範囲で設定する。また、その場合、電流制御は、複数の単相インバータ４２の出力を組み合わせて制御する。

実施の形態２．
上記実施の形態１で示した、アクティブフィルタ制御部１０ａが備えるインバータ駆動回路における電流制御は、上記領域Ａ〜Ｄの領域判定と、電源電流ｉ_Ｓの目標電流と実際の電流との比較を行う電流比較とによって、電源電流ｉ_Ｓの目標値（正弦波電流）に対して一定幅の閾値を持たせ、その範囲内で電源電流ｉ_Ｓが増減するように単相インバータ４２を用いて制御していた。しかし、負荷２に流れる電流の電流変化率が大きい場合、単相インバータ４２の出力切り替えポイントで、閾値を外れる可能性がある。
この実施の形態２では、正常時の閾値幅の外側に更に補正用の閾値幅を備え、電源電流ｉ_Ｓが正常時の閾値幅を超えて変化した場合に補正可能とする。

図１４に、上記領域Ａおよび領域Ｄにおける、電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す。目標電流が中心となるように、上記実施の形態１で示したものと同様の閾値上限Ｓ、閾値下限Ｔを設定し、さらにその外側に所定の幅で閾値上限ＳＡ、閾値下限ＴＡを設定する。
単相インバータ４２の出力電圧が｛０｝のとき、第１の電力変換器３１の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流ｉ_Ｓは増加する。電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓまで達すると、単相インバータ４２の出力電圧を｛＋Ｖ２｝として第１の電力変換器３１の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流ｉ_Ｓを減少させる。電源電流ｉ_Ｓが減少して閾値下限Ｔに達するまで、単相インバータ４２は｛＋Ｖ２｝を出力する。電源電流ｉ_Ｓが閾値下限Ｔに達すると再び単相インバータ４２の出力電圧を｛０｝とするが、ここで、電源電流ｉ_Ｓが増加方向に変化しないとする。そして、さらに電源電流ｉ_Ｓが減少して閾値下限ＴＡに達したときに、単相インバータ４２は｛−Ｖ２｝を出力することで、強制的に電源電流ｉ_Ｓを増加させる。電源電流ｉ_Ｓが増加すれば、以後は、閾値上限Ｓおよび閾値下限Ｔの範囲内で増減を繰り返すように、単相インバータ４２の出力電圧を｛０｝、｛＋Ｖ２｝と交互に切り替えることで、電源電流ｉ_Ｓの制御を行う。

図１５に、上記領域Ｂおよび領域Ｃにおける、電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す。
単相インバータ４２の出力電圧が｛−Ｖ２｝のとき、第１の電力変換器３１の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流ｉ_Ｓは増加する。電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓまで達すると、単相インバータ４２の出力電圧を｛０｝として第１の電力変換器３１の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流ｉ_Ｓを減少させる。電源電流ｉ_Ｓが減少して閾値下限Ｔに達するまで、単相インバータ４２は｛０｝を出力する。電源電流ｉ_Ｓが閾値下限Ｔに達すると再び単相インバータ４２の出力電圧を｛−Ｖ２｝とし、電源電流ｉ_Ｓを増加させる。次いで、電源電流ｉ_Ｓが増加方向で、閾値上限Ｓに達すると、単相インバータ４２の出力電圧を｛０｝とするが、ここで、電源電流ｉ_Ｓが減少方向に変化しないとする。そして、さらに電源電流ｉ_Ｓが増加して閾値上限ＳＡに達したときに、単相インバータ４２は｛＋Ｖ２｝を出力することで、強制的に電源電流ｉ_Ｓを減少させる。電源電流ｉ_Ｓが減少すれば、以後は、閾値上限Ａおよび閾値下限Ｂの範囲内で増減を繰り返すように、第２の単相インバータ４１の出力電圧を｛−Ｖ２｝、｛０｝と交互に切り替えることで、電源電流ｉ_Ｓの制御を行う。

このように、電源電流ｉ_Ｓの目標値（正弦波電流）に対して、一定幅の閾値（閾値上限Ｓおよび閾値下限Ｔ）を持たせ、その範囲内で電源電流ｉ_Ｓが増減するように電流制御を行うが、もし、閾値を外れた場合に、外側に設定した補正用の閾値（閾値上限ＳＡおよび閾値下限ＴＡ）を用いて補正することで、電源電流ｉ_Ｓを元の正常時の閾値範囲内に戻すことができる。なお、２種の閾値幅は、単相インバータ４２の出力電圧振幅値、および単相インバータ４２を構成するスイッチング素子の最大スイッチング周波数に基づいて決定される。

以上のような制御に用いられるインバータ駆動回路の構成を図１６に示す。
インバータ駆動回路は、マイコン等で構成されるＣＰＵ８と、上記領域Ａ〜Ｄの判定を行う領域判定回路１１および電源電圧の極性を判定する極性判定回路１４、電源電流ｉ_Ｓの目標電流と実際の電流との比較を行う電流比較回路１５〜１８ｃ、また電流比較回路１５〜１８（１８ａ〜１８ｃ）によって得られたスイッチングタイミング、領域判定信号１２、１３および極性判定信号１４ａに基づいて、第１の電力変換器３１内の各単相インバータ４２、４３を駆動するゲート駆動信号を生成するゲート信号作成回路にて構成される。

ＣＰＵ８は上記実施の形態１で示したインバータ駆動回路内のＣＰＵ８と同様であり、ＣＰＵ８の端子９ｃから出力された目標電流は低域通過フィルタを通して、電源周波数成分のみの正弦波電流信号となる。この信号はオフセット回路１６ａによって閾値上限Ｓとなり、オフセット回路１６ｂによって閾値下限Ｔとなる。更に、オフセット回路１６ｃによって閾値上限ＳＡ、オフセット回路１６ｄによって閾値下限ＴＡが設定される。オフセット回路１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄによって作成された信号と実際の電源電流ｉ_Ｓを、２組のヒステリシスコンパレータ回路１７ａ，１７ｂ、１７ｃ，１７ｄにて比較する。ヒステリシスコンパレータ回路１７ａ、１７ｂの出力信号は、フリップフロップ回路１８ｂのセット端子（Ｓ）、リセット端子（Ｒ）に入力されラッチされる。以上のラッチ信号、極性判定信号１２、１３および領域判定信号１４ａに基づいて、各単相インバータ４１、４２のゲート駆動タイミングを決定してゲート駆動信号を生成する。

また、コンパレータ１７ｃの出力信号は、フリップフロップ回路１８ａのセット端子（Ｓ）に入力され、電源電流ｉ_Ｓが閾値上限Ｓを超えて閾値上限ＳＡまで達したときに信号を出力する。また、コンパレータ１７ｄの出力信号は、フリップフロップ回路１８ｃのセット端子（Ｓ）に入力され、電源電流ｉ_Ｓが閾値下限Ｔを超えて閾値下限ＴＡまで達したときに信号を出力する。

フリップフロップ回路１８ａ〜１８ｃからの出力信号、極性判定出力１４ａおよび領域判定信号１３に基づいて生成される各回路５ａ〜５ｈ、６ａ〜６ｈ、７ａ、７ｂの出力信号、単相インバータ４２の出力極性判定信号（８ａ、８ｂ出力）、ゲート駆動信号、また単相インバータ４２の出力電圧のタイミングチャートを図１７に示す。

この実施の形態では、上記実施の形態１と同様の効果を有すると共に、単相インバータ４２を用いた電流制御において、正常時の閾値幅の外側に更に補正用の閾値幅を備え、電源電流ｉ_Ｓが通常の閾値の範囲を外れた場合に単相インバータ４２の出力電圧を切り替えて補正を行い、通常の閾値の範囲内に戻すことができる。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、単相インバータ４３を１パルスの電圧を出力させるための閾値電圧を決定するパラメータＫを調整して単相インバータ４２の有効電力を制御することを示した。そして、Ｋを変化させると、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａの電力収支を概０に最小化できるポイントがあることを説明した。
この実施の形態では、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａの電圧Ｖ２を監視する機能を設ける。そして、該電圧Ｖ２が所定の電圧値となるように、パラメータＫを調整して単相インバータ４２の有効電力を制御し、コンデンサ４２ａの電圧変動を抑制する。コンデンサ４２ａの電力収支を概０に最小化できるポイントがあるため、このような制御によりコンデンサ４２ａの電圧Ｖ２を所定の電圧値に維持することが可能である。

このため、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａに外部から電力供給する必要がなくなり、コンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略できる。これにより、装置構成を格段と小型化、簡略化できる。
この場合の装置構成を、図１８に示す。図に示すように、コンデンサ４３ａとコンデンサ４１ａとの間では、高周波トランス７２とスイッチング素子８１、８３から成り双方向の電力授受が可能な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ７０を介して、単相インバータ４３のコンデンサ４３ａからコンデンサ４１ａに必要な電力量のみを供給し、コンデンサ４１ａの電圧を一定とする。なお、その他の構成は上記実施の形態１と同様であり、図１８では便宜上、制御装置１０の図示は省略した。

実施の形態４．
上記実施の形態１では、検出された交流電源１の電圧が許容される正常時に、リレー９を閉じて、第１の電力変換器３１がアクティブフィルタ制御部１０ａに制御される際の詳細について説明した。
この実施の形態では、検出された交流電源１の電圧が所定の電圧範囲を超えて変動する停電などの異常時に行う制御について、以下に詳述する。
交流電源１の電圧が異常時には、リレー９を開いて交流電源１を負荷２から切り離す。このとき、第１の電力変換器３１内の単相インバータ４２、４３と第２の電力変換器３２内の単相インバータ４１とは交流側が直列に接続され、バックアップ制御部１０ｃは、第１、第２の電力変換器３１、３２を、直列接続された全ての単相インバータ４１〜４３の各発生電圧の総和によって、負荷２にほぼ正弦波の電圧を出力するように制御する。

図１９は、電源異常時に無停電電源装置３が出力する電圧波形を示したものである。
交流電源１に異常があり、リレー９が開の場合、目標電圧に基づいて第１の電力変換器３１の２つの単相インバータ４２、４３を階調制御して単相インバータ４２、４３の合成出力により階段状の電圧波形を生成する。そして、第２の電力変換器３２の単相インバータ４１のみをＰＷＭインバータとして動作させて目標電圧からの不足分を補うように電圧出力させ、無停電電源装置３の出力電圧を正弦波にする。
このように、無停電電源装置３は、単相インバータ４１〜４３の組み合わせで電圧を発生させ、直流電圧の大きい単相インバータ４２、４３はスイッチング回数を少なくすることで、スイッチング損失やノイズの発生を低減できる。また、単相インバータ４２、４３は、高周波でスイッチングしないため、スイッチング素子を駆動するドライバ回路も安価な構成で実現できる。また、高周波ＰＷＭによる出力電圧波形生成は直流電圧の低い単相インバータ４１のみで行うことで、高調波成分を除去するためのフィルタ回路の小型化が図れる。

このように階調制御される単相インバータ４２および単相インバータ４３の出力電圧発生タイミングを図２０に示す。
単相インバータ４２、４３は目標電圧の大きさに応じて、合成電圧が、｛−Ｖ３、−Ｖ２、−（Ｖ３−Ｖ２）、０、（Ｖ３−Ｖ２）、Ｖ２、Ｖ３｝となるように、各単相インバータ４２、４３の出力電圧を選択する。ここで、Ｖ３＞Ｖ２である。
出力タイミングの決定については、目標電圧の半周期をＡ〜Ｄで示す４つの領域に分割し、その領域に応じて、各単相インバータ４２、４３を駆動する。領域Ａ〜Ｄの設定については、目標電圧と３つの閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃとの大小関係より決定する。目標電圧の絶対値が閾値Ｖａより小さい領域を領域Ａとする。目標電圧の絶対値が閾値Ｖａより大きく、閾値Ｖｂより小さい領域を領域Ｂとする。目標電圧の絶対値が閾値Ｖｂより大きく、閾値Ｖｃより小さい領域を領域Ｃとする。目標電圧の絶対値が閾値Ｖｃより大きい領域を領域Ｄとする。領域Ａでは、単相インバータ４２、４３が共に｛０｝を出力し、その合成電圧は｛０｝となる。領域Ｂでは、単相インバータ４２は｛−Ｖ２｝を出力し、単相インバータ４３は｛＋Ｖ３｝を出力する。その結果、合成電圧は｛Ｖ３−Ｖ２｝となる。領域Ｃでは、単相インバータ４２は｛＋Ｖ２｝を出力し、単相インバータ４３は｛０｝を出力する。その結果、合成電圧は｛＋Ｖ２｝となる。領域Ｄでは、単相インバータ４２は｛０｝を出力し、単相インバータ４３は｛＋Ｖ３｝を出力する。その結果、合成電圧は｛＋Ｖ３｝となる。

図２０で示すように、単相インバータ４２は半周期の間に｛＋Ｖ２｝と｛−Ｖ２｝を出力する期間を設けることができる。また、｛＋Ｖ２｝と｛−Ｖ２｝とを出力する期間である領域Ｂと領域Ｃは、０、（Ｖ３−Ｖ２）、Ｖ２、Ｖ３の各電圧階調の出力発生期間を調整することで調整でき、この調整により、コンデンサ４２ａの単相インバータ４２を介した放電、充電による電力収支、即ち単相インバータ４２の扱う有効電力の収支を小さくするように制御する。
領域Ａ〜Ｄは、目標電圧と３つの閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃとの大小関係より決定するため、閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを調整することで各電圧階調の出力発生期間を調整できて、単相インバータ４２の扱う有効電力の収支を小さくするように制御できる。なお、閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、単相インバータ４２、４３の合成電圧と目標電圧との差電圧の絶対値が単相インバータ４１の直流電圧Ｖ１より小さくなる範囲であれば任意に設定できる。

Ｖ１＝４０Ｖ、Ｖ２＝８０Ｖ、Ｖ３＝１１４Ｖとし、無停電電源装置３の負荷２として約１ｋＷ、１００Ｖの抵抗負荷を接続し、閾値Ｖｂ、Ｖｃを変化させたときの各単相インバータ４１〜４３が負担する平均出力電力Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を図２１に示す。図２１（ａ）は、閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと各平均出力電力Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３との関係を表で示したもの、図２１（ｂ）は、平均出力電力Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の関係をグラフで示したもの、図２１（ｃ）は、各単相インバータ４１〜４３間の電力授受の関係を模式的に示す図である。

図に示すように、ある条件において、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２がゼロとなる条件が存在する。このように単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が最小となるように、閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを設定することで、コンデンサ４２ａの電力収支を最小とできる。これにより、単相インバータ４３のコンデンサ４３ａからＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａへ送る電力を最小化できるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を最小化できる。
なお、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が最小となるように、閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを設定するのが望ましいが、平均出力電力Ｐ２が抑制されるように閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを設定することでＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を抑制でき、高周波トランス７１の巻線での温度上昇が抑制できると共に、装置構成の小型化が図れる。

なお、瞬時的には単相インバータ４２は負荷２に応じて電力をやり取りするので、コンデンサ４２ａの電圧は常に一定電圧としておく必要があるが、コンデンサ４２ａの容量を大きくして、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が概０となるように制御すれば、コンデンサ４２ａに外部から電力供給する必要がなくなり、コンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略できる。これにより、装置構成を格段と小型化、簡略化できる。この場合の装置構成は、図１８と同様であるが、リレー９は開状態である。

また、この実施の形態においても、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａの電圧Ｖ２を監視する機能を設け、該電圧Ｖ２が所定の電圧値となるように、閾値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを調整して単相インバータ４２の扱う有効電力を制御し、コンデンサ４２ａの電圧変動を抑制することができる。この場合も、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａに外部から電力供給する必要がなくなり、図１８に示すようにコンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略できる。これにより、装置構成を格段と小型化、簡略化できる。

また、上記実施の形態では、無停電電源装置３の負荷２として抵抗負荷を接続した場合を示したが、コンデンサインプット型整流器に代表される非線形負荷が接続された場合の単相インバータ４２の動作波形を図２２に示す。
コンデンサインプット型整流器負荷が接続された場合、負荷電流の流れる領域は電圧が高い領域のみであるので、単相インバータ４２が｛＋Ｖ２｝あるいは｛−Ｖ２｝を出力する領域では電流は流れない。したがって、単相インバータ４２は波形生成は行うが扱う電力はゼロであるのでコンデンサ４２ａに電力供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータを省略あるいは小型化できる。

実施の形態５．
この実施の形態では、検出された交流電源１の電圧が所定の電圧範囲を超えて変動する停電などの異常時に行う制御の別例について説明する。
交流電源１に異常があり、リレー９が開の場合、直流電圧が最大である単相インバータ４３を目標電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力させ、他の単相インバータ４２、４１をＰＷＭインバータとして動作させる。
単相インバータ４３の出力電圧発生タイミングを図２３に基づいて示す。単相インバータ４３は目標電圧の大きさがＬ×Ｖ３を超えたときに｛＋Ｖ３｝或いは｛−Ｖ３｝の電圧を出力する。ここでＬの値は０〜１の間で任意とする。
この実施の形態では、目標電圧１周期の中で、単相インバータ４３の出力電圧に応じて、領域を次のように設定する。目標電圧が正のとき、目標電圧が０より大きく、Ｌ×Ｖ３より小さい領域をＡとする。目標電圧がＬ×Ｖ３より大きく、Ｖ３より小さい領域をＢとする。目標電圧がＶ３より大きい領域をＣとする。目標電圧が負の領域については原理的には同じなので説明は省略するが、同様に領域Ｄ〜Ｆを設定する。

Ａ〜Ｃの領域に応じた単相インバータ４１〜４３の駆動方法について図２４に基づいて説明する。この場合、Ｌ＝０．５とする。
単相インバータ４１は領域Ｃでは出力電圧極性を正とし、｛０、＋Ｖ１｝を交互に出力する。領域Ａ及びＢについては｛０｝を出力する。単相インバータ４２は領域Ａでは出力電圧極性を正とし、｛０、＋Ｖ２｝を交互に出力する。領域Ｂでは出力電圧極性を負とし、｛０、−Ｖ２｝を交互に出力する。また、領域がＣでは｛０｝を出力する。
即ち、目標電圧半周期に対して単相インバータ４３から１パルスの電圧を出力させ、目標電圧からの不足分を補うように、目標電圧の絶対値がＶ３よりも大きい電圧領域では単相インバータ４１をＰＷＭ制御し、目標電圧の絶対値がＶ３よりも小さい電圧領域では単相インバータ４２をＰＷＭ制御することにより、単相インバータ４１〜４３の組み合わせで正弦波の電圧波形を出力する。

無停電電源装置３にコンデンサインプット型整流器負荷等、非線形負荷が接続された場合、負荷電流の流れる領域は電圧が高い領域のみであるので、単相インバータ４２が｛＋Ｖ２｝あるいは｛−Ｖ２｝を出力する領域では電流は流れない。したがって、単相インバータ４２は波形生成は行うが扱う電力はゼロであるのでコンデンサ４２ａに電力供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータを省略あるいは小型化できる。

Ｌの値を１とした場合は、図２５に示すように、領域はＡとＣのみとなるので単相インバータ４２は｛０、＋Ｖ２｝のみの繰り返し出力で交流波形を生成できる。
また、Ｌの値を０とした場合は、図２６に示すように、領域はＢとＣのみとなるので単相インバータ４２は｛０、−Ｖ２｝のみの繰り返し出力で交流波形を生成できる。

実施の形態６．
上記実施の形態５では、非線形負荷が接続された場合を示したが、線形負荷が接続された場合の単相インバータ４２の扱う有効電力を制御について説明する。
交流電源１に異常があり、リレー９が開の場合、上記実施の形態５と同様に、目標電圧半周期に対して単相インバータ４３から１パルスの電圧を出力させ、目標電圧からの不足分を補うように、目標電圧の絶対値がＶ３よりも大きい電圧領域では単相インバータ４１をＰＷＭ制御し、目標電圧の絶対値がＶ３よりも小さい電圧領域では単相インバータ４２をＰＷＭ制御することにより、単相インバータ４１〜４３の組み合わせで正弦波の電圧波形を出力する。

０＜Ｌ＜１のとき、図２４で示すように単相インバータ４２は、領域Ａでは｛０、＋Ｖ２｝を交互に出力し、領域Ｂでは｛０、−Ｖ２｝を交互に出力する。ここで、領域Ａにおいて負荷電流が流れた場合、単相インバータ４２は正の極性で電圧を出力しているので、直流側のコンデンサ４２ａは放電され、電圧が減少する。また領域Ｂでは、単相インバータ４２は負の極性で電圧を出力するので、直流側のコンデンサ４２ａは充電され、電圧は増加する。このため、コンデンサ４２ａの単相インバータ４２を介した放電、充電による電力収支、即ち単相インバータ４２の扱う有効電力の収支は、半周期に占める領域ＡとＢの割合、あるいはＤとＥの割合（図２３参照）を調整することで制御可能である。領域ＡとＢ、ＤとＥの調整は、単相インバータ４３の出力発生期間を調整することで行える。

単相インバータ４３は、上述したように、目標電圧の大きさが閾値電圧となるＬ×Ｖ３を超えたときに｛＋Ｖ３｝或いは｛−Ｖ３｝の電圧を出力するものである。このため、閾値電圧を決定するパラメータＬを、上述した設定範囲である０＜Ｌ＜１の範囲内で変化させて閾値電圧を変化させることにより、単相インバータ４３の出力発生期間を調整できる。
なお、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が最小となるように、Ｌの値を設定するのが望ましいが、平均出力電力Ｐ２が抑制されるようにＬを設定することでＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を抑制でき、高周波トランス７１の巻線での温度上昇が抑制できると共に、装置構成の小型化が図れる。

なお、瞬時的には単相インバータ４２は負荷２に応じて電力をやり取りするので、コンデンサ４２ａの電圧は常に一定電圧としておく必要があるが、コンデンサ４２ａの容量を大きくして、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が概０となるように制御すれば、コンデンサ４２ａに外部から電力供給する必要がなくなり、コンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略できる。これにより、装置構成を格段と小型化、簡略化できる。この場合の装置構成は、図１８と同様であり、リレー９は開状態である。

また、この実施の形態においても、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａの電圧Ｖ２を監視する機能を設け、該電圧Ｖ２が所定の電圧値となるように、Ｌの値を調整して単相インバータ４２の扱う有効電力を制御し、コンデンサ４２ａの電圧変動を抑制することができる。この場合も、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａに外部から電力供給する必要がなくなり、図１８に示すようにコンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略できる。これにより、装置構成を格段と小型化、簡略化できる。

なお、上記各実施の形態による無停電電源装置３において、コンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを実際に省略できるのは、交流電源１が正常時と異常時の双方の制御において、単相インバータ４２の平均出力電力Ｐ２が概０となるように制御される場合である。

実施の形態７．
上記実施の形態１〜３では、交流電源１の電圧が許容される正常時において、第１の電力変換器３１をアクティブフィルタとして制御する詳細を示し、上記実施の形態４〜６では、交流電源１が異常時において、第１、第２の電力変換器３１、３２により負荷２に電力供給する制御の詳細を示した。
このように、第１の電力変換器３１および第２の電力変換器３２を備えた無停電電源装置３は、交流電源１の状態に関係なく常に負荷２に所定の電圧を安定して供給し、かつ電源電流も力率１の正弦波電流とすることができる。

図２７に、電源電圧の状態に応じた、リレー９の状態及び単相インバータ４１〜４３の動作モードを示す。
図に示すように、電源電圧が定格電圧の８０％〜１００％の範囲では、電圧補償制御部１０ｂにより、負荷２に１００％の電圧を印加するために第２の電力変換器３２の単相インバータ４１が、電源電圧に対して不足電圧のみを加算するように駆動される。このとき、単相インバータ４１が扱う有効電力は、交流電源１から第１の電力変換器３１の単相インバータ４３を通過し、半導体スイッチ８１、８３、高周波トランス７１からなるＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して供給する。電力が移行する方向は、単相インバータ４１の出力電圧の極性と負荷電流の極性で決まり、この場合は、単相インバータ４１の直流側から交流側に有効電力が送られる。有効電力の大きさは、負荷電流と単相インバータ４１の出力電圧の大きさ（電源電圧の０〜２０％）から決定される。
このとき、アクティブフィルタ制御部１０ａにより、第１の電力変換器３１を構成する単相インバータ４２、４３は電源電流が正弦波となるようにアクティブフィルタとして駆動される。また単相インバータ４３のコンデンサ電圧が所定の電圧に維持されるように、交流電源１と第１の電力変換器３１との間でやり取りする有効電力量を調整し、直流電圧一定制御を行う。

電源電圧が定格電圧の１００％〜１２０％の範囲では、電圧補償制御部１０ｂにより、負荷２に１００％の電圧を印加するために第２の電力変換器３２の単相インバータ４１が、電源電圧に対して過電圧のみを減算するように駆動される。このとき、単相インバータ４１が扱う有効電力は、単相インバータ４１から、半導体スイッチ８１、８３、高周波トランス７１からなるＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して、第１の電力変換器３１の単相インバータ４３へ送り、その電力は交流電源１へ送り込む。電力が移行する方向は、単相インバータ４１の出力電圧の極性と負荷電流の極性から決まり、この場合は、単相インバータ４１の交流側から直流側に有効電力が送られる。有効電力の大きさは、負荷電流と単相インバータ４１の出力電圧の大きさ（電源電圧の０〜２０％）から決定される。
この場合も、アクティブフィルタ制御部１０ａにより、第１の電力変換器３１を構成する単相インバータ４２、４３は電源電流が正弦波となるようにアクティブフィルタとして駆動される。また単相インバータ４３のコンデンサ電圧が所定の電圧に維持されるように、交流電源１と第１の電力変換器３１との間でやり取りする有効電力量を調整し、直流電圧一定制御を行う。

電源電圧が定格電圧の８０％〜１２０％以外の範囲では、リレー９によって交流電源１と負荷２を切り離し、バックアップ制御部１０ｃにより単相インバータ４１〜４３を用いて出力電圧波形を生成する。負荷２に供給する電力はバッテリー等のエネルギーが貯蔵できるデバイスを用いて行う。
このように、交流電源１の状態に応じて単相インバータ４１〜４３の駆動制御方式を切り替えることによりアクティブフィルタ、電源電圧変動補償、停電補償の機能を実現することができる。
ここで、リレー９を開閉する電源電圧レベルは任意に設定することができる。

実施の形態８．
上記各実施の形態による無停電電源装置３では、第１の電力変換器３１を第２の電力変換器３２よりも交流電源側に接続したが、図２８に示すように、第１の電力変換器３１を第２の電力変換器３２よりも負荷側に接続して無停電電源装置３０を構成しても良い。
この場合、交流電源１の電圧が許容される正常時には、リレー９を閉じて、アクティブフィルタ制御部１０ａは、第１の電力変換器３１を、負荷２が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように制御する。同時に電圧補償制御部１０ｂは、第２の電力変換器３２を、電源電圧と目標電圧との差電圧、即ち交流電源１の電圧変動を補償する電圧を出力するように制御する。そして、停電などの異常時には、リレー９を開いて交流電源１を負荷２から切り離す。このとき、第２の電力変換器３２の交流出力も負荷２から切り離され、バックアップ制御部１０ｃは、第１の電力変換器３１の出力電圧を、２つの単相インバータ４２、４３の出力電圧の和によって正弦波になるように制御して負荷２に供給する。なお、この場合、第１の電力変換器３１は、高調波補償電流を発生するような電流制御は行わず、負荷２に安定した交流電圧が印加されるように出力電圧を制御する。

交流電源１の正常時の制御は、上記実施の形態１と同様であり、単相インバータ４２の扱う有効電力の収支を小さくなるように制御することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を抑制する。
また、交流電源１の異常時には、目標電圧の半周期に対して単相インバータ４３から１パルスの電圧を出力させ、目標電圧からの不足分を補うように単相インバータ４２をＰＷＭ制御することにより負荷２に電圧出力させる。この場合も、交流電源１が正常時の時と同様に、単相インバータ４３の出力発生期間を調整して単相インバータ４２が扱う有効電力を制御することで、該有効電力の収支を小さくしてＤＣ／ＤＣコンバータ７の電力容量を抑制することができる。これにより、装置構成の小型化が図れる。

なお、この実施の形態においても、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａの電圧Ｖ２を監視する機能を設け、該電圧Ｖ２が所定の電圧値となるように単相インバータ４２の扱う有効電力を制御し、コンデンサ４２ａの電圧変動を抑制することができる。これにより、単相インバータ４２のコンデンサ４２ａに外部から電力供給する必要がなくなり、コンデンサ４２ａに接続されていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略できる。これにより、装置構成を格段と小型化、簡略化できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。 この発明の実施の形態１によるアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による第１の電力変換器および各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による電源電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータ４３の出力電圧発生タイミングを示す図である。 この発明の実施の形態１による電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す図である。 この発明の実施の形態１による電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す図である。 この発明の実施の形態１によるアクティブフィルタ制御部のインバータ駆動回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータ４３を駆動するための信号のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による単相インバータ４２を駆動するための信号のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による単相インバータ４２、４３の出力電圧とインバータ出力電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータ４２を介したコンデンサの充電、放電を電圧、電流極性毎に示す図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータ４２、４３の平均出力電力をＫを変化させて示した図である。 この発明の実施の形態２による電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す図である。 この発明の実施の形態２による電源電流波形と単相インバータ４２のオンオフタイミングを示す図である。 この発明の実施の形態２によるアクティブフィルタ制御部のインバータ駆動回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態２による単相インバータ４２を駆動するための信号のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の概略構成図である。 この発明の実施の形態４による無停電電源装置および各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態４による単相インバータ４２、４３の出力電圧発生タイミングを示す図である。 この発明の実施の形態４による各単相インバータの平均出力電力を閾値を変化させて示した図である。 この発明の実施の形態４による非線形負荷が接続された場合の単相インバータ４２の動作波形を示す図である。 この発明の実施の形態５による単相インバータ４３の出力電圧発生タイミングを示す図である。 この発明の実施の形態５による領域に応じた各単相インバータの駆動方法を示す図である。 この発明の実施の形態５によるＬ＝１の場合の各単相インバータの駆動方法を示す図である。 この発明の実施の形態５によるＬ＝０の場合の各単相インバータの駆動方法を示す図である。 この発明の実施の形態７による、電源電圧の状態に応じたリレーの状態及び各単相インバータの動作モードを示す図である。 この発明の実施の形態８による電力変換装置の概略構成図である。

符号の説明

１ 交流電源、２ 負荷、３ 電力変換装置としての無停電電源装置、
７，７０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、９ スイッチとしてのリレー、１０ 制御装置、
１０ａ 第１の制御手段としてのアクティブフィルタ制御部、
１０ｂ 第２の制御手段としての電圧補償制御部、
１０ｃ 第３の制御手段としてのバックアップ制御部、
３０ 電力変換装置としての無停電電源装置、３１ 第１の電力変換器、
３２ 第２の電力変換器、４１ 第３の単相インバータ、４２ 第２の単相インバータ、
４３ 第１の単相インバータ、４１ａ 第３の直流電圧源としてのコンデンサ、
４２ａ 第２の直流電圧源としてのコンデンサ、
４３ａ 第１の直流電圧源としてのコンデンサ。

Claims (17)

1. 所定の電圧に制御される第１の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する１台の第１の単相インバータと、上記第１の直流電圧源より低電圧の第２の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第２の単相インバータとの交流側を直列に接続して成る第１の電力変換器を交流電源と負荷との間に並列に接続して備え、
   上記交流電源の交流電圧半周期に対して上記第１の単相インバータから１パルスの電圧を出力させ、該第１の単相インバータと上記第２の単相インバータとの各発生電圧の総和により出力電圧を疑似正弦波とすると共に、上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように上記第１の電力変換器を制御する第１の制御手段を有し、
   上記第１の制御手段は、上記第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記第２の直流電圧源の電圧Ｖと上記第１の直流電圧源の電圧Ｖｍとの比Ｖ／Ｖｍを、０．５〜１．０の範囲とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記第１の制御手段は、上記交流電源電圧の絶対値が、所定の閾値電圧を超える期間で上記第１の単相インバータから１パルスの電圧を出力させるように制御すると共に、上記閾値電圧を調整することで上記第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力の収支を小さくするよう制御することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 上記閾値電圧は、上記第１の直流電圧源の電圧Ｖｍと係数Ｋとで決まる電圧（Ｋ・Ｖｍ）であり、上記第２の直流電圧源の電圧Ｖと上記第１の直流電圧源の電圧Ｖｍとの比Ｖ／Ｖｍをｔとするとき、上記第１の制御手段は、上記係数Ｋを、１−ｔ＜Ｋ＜ｔの範囲で変化させて上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 上記第２の直流電圧源の電圧Ｖを監視する手段を備え、上記第１の制御手段は、上記第２の直流電圧源の電圧Ｖの変動が抑制される方向に上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
6. 上記第２の直流電圧源と第１の直流電圧源とは、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続され互いに電力授受されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
7. 上記第１、第２の直流電圧源より低電圧の第３の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第３の単相インバータの交流側を、上記第１の電力変換器よりも上記負荷側で上記交流電源と該負荷との間に直列接続して構成される第２の電力変換器と、上記交流電源と上記第２の電力変換器の交流側とに直列接続されて該交流電源を開閉するスイッチとを備え、
   上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力するよう上記第２の電力変換器を制御する第２の制御手段と、上記第１〜第３の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力するように上記第１の電力変換器および上記第２の電力変換器を制御する第３の制御手段とを有して、
   上記交流電源が許容される正常時には、上記スイッチを閉じて、上記第１の制御手段により上記第１の電力変換器を、疑似正弦波の電圧出力にて上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力させるよう制御すると共に、上記第２の制御手段により上記第２の電力変換器を、上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力させるよう制御し、
   上記交流電源が異常時には、上記スイッチを開いて、上記第３の制御手段により上記第１、第２の電力変換器を制御して、上記第１〜第３の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 上記第３の制御手段は、基準の交流電圧に基づいて上記第１、第２の単相インバータを階調制御して該第１、第２の単相インバータの合成出力を生成すると共に、上記基準の交流電圧からの不足分を補うように上記第３の単相インバータをＰＷＭ制御することにより上記負荷に電圧出力させ、上記第１、第２の単相インバータの合成出力における各電圧階調の出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 上記第３の制御手段は、基準の交流電圧の絶対値が、上記第１、第２の単相インバータの合成出力における各電圧階調毎に設定された所定の閾値電圧を超えるとき、該電圧階調の電圧を出力させ、上記各閾値電圧を調整することで上記各電圧階調の出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力の収支を小さくするよう制御することを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
10. 上記第３の制御手段は、基準の交流電圧半周期に対して上記第１の単相インバータから１パルスの電圧を出力させ、上記基準の交流電圧からの不足分を補うように、該基準の交流電圧の絶対値が上記第１の直流電圧源の電圧Ｖｍよりも大きい電圧領域では上記第３の単相インバータをＰＷＭ制御し、該基準の交流電圧の絶対値が上記電圧Ｖｍよりも小さい電圧領域では上記第２の単相インバータをＰＷＭ制御することにより上記負荷に電圧出力させ、上記第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
11. 上記第３の制御手段は、基準の交流電圧の絶対値が、所定の閾値電圧を超える期間で上記第１の単相インバータから１パルスの電圧を出力させるように制御すると共に、上記閾値電圧を調整することで上記第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力の収支を小さくするよう制御することを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
12. 上記閾値電圧は、上記第１の直流電圧源の電圧Ｖｍと係数Ｌとで決まる電圧（Ｌ・Ｖｍ）であり、上記係数Ｌを、０＜Ｌ＜１の範囲で変化させて上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
13. 上記第２の直流電圧源の電圧Ｖを監視する手段を備え、上記第３の制御手段は、上記第２の直流電圧源の電圧Ｖの変動が抑制される方向に上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項９、１１または１２記載の電力変換装置。
14. 上記第１、第２の直流電圧源より低電圧の第３の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第３の単相インバータの交流側を、上記第１の電力変換器よりも上記交流電源側で該交流電源と上記負荷との間に直列接続して構成される第２の電力変換器と、上記交流電源と上記第２の電力変換器の交流側とに直列接続されて該交流電源を開閉するスイッチとを備え、
    上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力するよう上記第２の電力変換器を制御する第２の制御手段と、上記第１、第２の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力するように上記第１の電力変換器を制御する第３の制御手段とを有して、
    上記交流電源が許容される正常時には、上記スイッチを閉じて、上記第１の制御手段により上記第１の電力変換器を、疑似正弦波の電圧出力にて上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力させるよう制御すると共に、上記第２の制御手段により上記第２の電力変換器を、上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力させるよう制御し、
    上記交流電源が異常時には、上記スイッチを開いて、上記第３の制御手段により上記第１の電力変換器を制御して、上記第１、第２の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
15. 上記第３の制御手段は、基準の交流電圧半周期に対して上記第１の単相インバータから１パルスの電圧を出力させ、上記基準の交流電圧からの不足分を補うように上記第２の単相インバータをＰＷＭ制御することにより上記負荷に電圧出力させ、上記第１の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第２の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
16. 上記第３の直流電圧源と第１の直流電圧源とは、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続され互いに電力授受されることを特徴とする請求項７〜１５のいずれかに記載の電力変換装置。
17. 上記第２、第３の直流電圧源と第１の直流電圧源とは、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続され互いに電力授受されることを特徴とする請求項７〜１５のいずれかに記載の電力変換装置。

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