JP4837518B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
また上記特許文献1に記載された無停電電源装置では、入力電流を正弦波で力率1に制御しながら負荷装置には定電圧を供給し、装置全体の効率が良いものである。しかしながら、交流電源が正常時にはアクティブフィルタとして機能し、異常時にはバックアップの電源装置として機能する第1の変換器の出力側には大きなフィルタ回路が必要であり、装置構成の小型化が困難であった。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置を図について説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置を、電源と負荷との間に接続されて、電源に異常が発生した場合においても負荷に安定した電力を供給する無停電電源装置に適用した概略構成図である。
図1に示すように、単相交流電源1(以下、単に交流電源と称す)と単相負荷2(以下、単に負荷と称す)との間に接続された無停電電源装置3の主回路は、複数(この場合、2個)の単相インバータ43、42(第1の単相インバータ43、第2の単相インバータ42)の交流側を直列に接続して成る第1の電力変換器31と、単相インバータ41(第3の単相インバータ41)から成る第2の電力変換器32とを備える。第1の電力変換器31は、交流側を交流電源1と負荷2との間に連係リアクトル51を介して並列に接続され、第2の電力変換器32(単相インバータ41)は、交流側が交流電源1と負荷2との間に直列接続される。また、第1の電力変換器31は、第2の電力変換器32よりも交流電源側に接続され、第2の電力変換器32の負荷2側に、出力フィルタとなるリアクトル52およびコンデンサ6を配設する。
第1、第2の電力変換器31、32は、制御装置10により制御される。第1、第2の電力変換器31、32内の各単相インバータ42、43、41は、各スイッチング素子にゲート駆動回路(図示なし)が個別に設けられ、制御装置10内のインバータ駆動回路(図示なし)からの信号を受けて、スイッチング素子のゲートに電圧を印加するためのパルス電圧を作成する。ゲート駆動回路の構成としては、制御回路とパワー回路の絶縁が必要であるため、パルストランス回路や、フォトカプラを用いた回路が用いられる。なお、制御装置10内の構成、および制御の詳細については後述する。
交流電源1の電圧を検出器(図示なし)を備えて検出し、該検出電圧が許容される正常時には、リレー9を閉じて、アクティブフィルタ制御部10aは、第1の電力変換器31を、負荷2が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように制御する。同時に電圧補償制御部10bは、第2の電力変換器32を、電源電圧と目標電圧との差電圧、即ち交流電源1の電圧変動を補償する電圧を出力するように制御する。
この場合、第1の電力変換器31は、第1、第2の直流電圧源としてのコンデンサ43a、42aを入力とする2個の単相インバータ43、42の各発生電圧の総和により出力電圧が制御されて、ほぼ正弦波の交流電圧が出力されるとともに、アクティブフィルタとして動作し、負荷電流iLに含まれる高調波成分電流を打ち消すような高調波補償電流(インバータ電流iC)を発生するように制御される。また、第2の電力変換器32は、第3の直流電圧源としてのコンデンサ41aを入力として単相インバータ41がPWM制御され、その交流出力電圧はリアクトル52を介して交流電源1に接続される。そして交流電源電圧と第2の電力変換器32の交流出力電圧との和が負荷2に供給される。
アクティブフィルタの基本原理を図2に基づいて説明する。図2は、アクティブフィルタとして動作する第1の電力変換器31が出力する補償電流(インバータ電流iC)と電源電流iS、負荷電流iLとの波形を示す図である。
ところで、一般的な家電製品等は、内蔵の電気回路に直流電源を供給する必要があることから、交流電源から供給される交流電圧を内部で直流電圧に整流して電源を供給している。電力変換手段として、ダイオードを用いた整流回路が多く用いられているが、電圧脈動(リプル)の少ない直流電圧を得るために、電圧平滑用のコンデンサが付加されている。
このようなコンデンサインプット型の整流回路が負荷として電源に接続された場合、大きなピーク電流を持つ高調波成分を含有した電流が電源側に流出する。高調波成分を含んだ電流は送電線インピーダンスによる電圧降下を引き起こし、電源電圧ひずみの原因となり、例えば、大容量の場合は進相コンデンサの焼損、小容量の場合はブレーカ誤動作などの障害の原因ともなる。
図3に、第1の電力変換器31の出力電圧波形および各単相インバータ42、43の出力電圧波形を示す。図に示すように、単相インバータ43は、電源電圧の半周期に対して1パルスの電圧を出力し、単相インバータ42は、出力電圧をきめ細かく調整する。そして、単相インバータ42、43の出力電圧の合成電圧である第1の電力変換器31の出力電圧は、電源電圧とほぼ同等で疑似正弦波となる。
この場合、第1の電力変換器31をアクティブフィルタとして動作させるため、高精度の電流制御が必要であり、ここでは、電源電流iSが高調波成分の無い正弦波電流となるように第1の電力変換器31から出力する高調波補償電流(インバータ電流iC)を制御する。この場合、インバータ電流iCを目標電流に追従する制御を直接行うのではなく、電源電流iSが正弦波電流となるように各単相インバータ42、43を制御するが、負荷電流ILに基づいてインバータ電流iCの目標電流を演算し、インバータ電流iCを該目標電流に追従させる制御と同等の制御が達成できる。
ここで、電源電流iSの変化量ΔIは次式に示すように、連系リアクトル51のインダクタンスLと、連系リアクトル51の両端に印加される電圧ΔV、電圧印加時間ΔTから決まる。
ΔI=(ΔV/L)ΔT
この実施の形態では、ΔVは単相インバータ42の出力電圧から決まるため、一般的なPWMインバータに比べてΔVを小さくすることができる。したがって、同じ電流精度を得るために必要なリアクトル51のインダクタンスLは一般的なPWMインバータに比べて小さくすることが可能となる。
単相インバータ43は電源電圧の大きさがK×V3を超えたときに{+V3}或いは{−V3}の電圧を出力する。
ここで、単相インバータ43の出力電圧発生タイミングを決定するためのKは、電流制御が不可能とならない範囲で設定する必要があり、1−(V2/V3)<K<V2/V3とする。また、上述したように、単相インバータ42、43の直流電圧の設定については、その和(V2+V3)が電源電圧の最大値以上であり、(V2/V3)の範囲は0.5〜1となるように設定する。
このように、単相インバータ43は、電源電圧の半周期に対して1パルスの電圧を出力すればよいため、スイッチング損失の低減が可能であり、発生ノイズも低減することができる。
電源電圧が正のとき、単相インバータ43の出力電圧が電源電圧より小さい領域をAとし、単相インバータ43の出力電圧が電源電圧より大きい領域をBとする。
また電源電圧が負のとき、単相インバータ43の出力電圧の大きさが電源電圧より小さい領域をCとし、第1の単相インバータ42の出力電圧の大きさが電源電圧より大きい領域をDとする。
ここで、第1の電力変換器31の出力電圧は、単相インバータ42、43の各出力電圧の和によって正弦波になるように制御するため、単相インバータ43が{+V3}、{0}、{−V3}のどのレベルを出力しているかによって、単相インバータ42の出力電圧極性を切り替える。即ち、図3に示すように、単相インバータ42は領域がAおよびDでは出力電圧極性を正とし、{0、+V2}を交互に出力する。また、領域がBおよびCでは出力電圧極性を負とし、{0、−V2}を交互に出力する。
上述したように電源電流iSが閾値上限と閾値下限との範囲内で増減するように、単相インバータ42の出力電圧をきめ細かく調整するものであるが、このとき、単相インバータ42は、領域A〜Dに対応した出力電圧極性で、オンオフ制御する。
単相インバータ42の出力電圧が{0}のとき、第1の電力変換器31の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流iSは増加する。電源電流iSが閾値上限Sまで達すると、単相インバータ42の出力電圧を{+V2}として第1の電力変換器31の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流iSを減少させる。電源電流iSが減少して閾値下限Tに達するまで、単相インバータ42は{+V2}を出力する。電源電流iSが閾値下限Tに達すると再び単相インバータ42の出力電圧を{0}とすることで、電源電流iSが閾値上限Sと閾値下限Tとの範囲内で増減を繰り返す。
単相インバータ42の出力電圧が{−V2}のとき、第1の電力変換器31の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流iSは増加する。電源電流iSが閾値上限Sまで達すると、単相インバータ42の出力電圧を{0}として第1の電力変換器31の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流iSを減少させる。電源電流iSが減少して閾値下限Tに達するまで、単相インバータ42は{0}を出力する。電源電流iSが閾値下限Tに達すると再び単相インバータ42の出力電圧を{−V2}とすることで、電源電流iSが閾値上限Sと閾値下限Tとの範囲内で増減を繰り返す。
なお、閾値上限Sと閾値下限Tとの幅である閾値幅は任意に設定することができるが、通常は単相インバータ42のスイッチング周波数を鑑みて、スイッチング素子のスイッチング能力に問題がないように電流幅を設定する。
インバータ駆動回路は、マイコン等で構成されるCPU(Central Processing Unit)8と、上記領域A〜Dの判定を行う領域判定回路11および電源電圧の極性を判定する極性判定回路14、電源電流iSの目標電流と実際の電流との比較を行う電流比較回路15〜18、また電流比較回路15〜18によって得られたスイッチングタイミング、領域判定信号12、13および極性判定信号14aに基づいて、第1の電力変換器31内の各単相インバータ42、43を駆動するゲート駆動信号を生成するゲート信号作成回路にて構成される。
極性判定回路14は電源電圧が正のときH信号が出力され、負のときにL信号が出力される。領域判定回路11は、電源電圧の1周期を上述した領域A〜Dに分類するための判定回路であり、出力である領域判定信号12は、電源電圧がK×V3より大きいときHが出力され、電源電圧がK×V3より小さいときLが出力される。また、領域判定信号13は領域AおよびCのときHが出力され、BおよびDのときLが出力される。
単相インバータ43のゲート駆動信号の2UP、2UN、2VP、2VNはそれぞれ図1に示した単相インバータ43内の4個の半導体スイッチング素子に対応している。ここで、2UP=L、2UN=H、2VP=L、2VN=Hのとき単相インバータ43の出力は{0}となる。また、2UP=L、2UN=H、2VP=H、2VN=Lのとき単相インバータ43の出力は{+V3}となる。更に、2UP=H、2UN=L、2VP=L、2VN=Hのとき単相インバータ43の出力は{−V3}となる。
単相インバータ42のゲート駆動信号の1UP、1UN、1VP、1VNはそれぞれ図1に示した単相インバータ42の4個の半導体スイッチング素子に対応している。ここで、1UP=L、1UN=H、1VP=L、1VN=Hのとき単相インバータ42の出力は{0}となる。また、1UP=L、1UN=H、1VP=H、1VN=Lのとき単相インバータ42の出力は{+V2}となる。更に、1UP=H、1UN=L、1VP=L、1VN=Hのとき単相インバータ42の出力は{−V2}となる。
なお、図8で示したように、ゲート信号作成回路は短絡防止時間作成回路を備え、各単相インバータ42、43のアーム短絡を防止するために出力のタイミングを短絡防止時間分ずらせている。
図11に、単相インバータ42、43の出力電圧と単相インバータ42の出力電流波形(インバータ出力電流波形(−iC))とを示す。
ここで、非線形負荷が接続されたアクティブフィルタ動作中のインバータ出力電流は、電源電圧の半周期内で単一極性では無く双方向に電流が流れる。また、単相インバータ42の出力電圧も領域に応じて極性を変えながら電流制御を行う。
図12に示すように、コンデンサ42aの単相インバータ42を介した放電、充電による電力収支、即ち単相インバータ42の扱う有効電力の収支は、単相インバータ42の出力電圧極性と出力電流極性によって決まる。
インバータ出力電流は負荷2に依存するため、有効電力のために極性制御できないが、単相インバータ42の出力電圧極性は、電源電圧半周期に占める領域AとBの割合、あるいは、CとDの割合を調整することで制御可能である。領域AとB、CとDの調整は、単相インバータ43の出力発生期間を調整することで行える(図11参照)。
1−(V2/V3)<K<V2/V3
の範囲内で変化させて閾値電圧を変化させることにより、単相インバータ43の出力発生期間を調整できる。
V2=80V、V3=114Vとしたとき、Kを0.3〜0.7の範囲で変化させ、単相インバータ42の平均出力電力P2と単相インバータ43の平均出力電力P3とを図13に示す。図13(a)は、Kおよび閾値電圧K×V3と各平均出力電力P2、P3との関係を表で示したもの、図13(b)は、平均出力電力P2、P3の関係をグラフで示したもの、図13(c)は、各単相インバータ42、43間の電力授受の関係を模式的に示す図である。
なお、単相インバータ42の平均出力電力P2が最小となるように、Kの値を設定するのが望ましいが、平均出力電力P2が抑制されるようにKを設定することでDC/DCコンバータ7の電力容量を抑制でき、高周波トランス71の巻線での温度上昇が抑制できると共に、装置構成の小型化が図れる。
また、2つの単相インバータ42、43のコンデンサ42a、43aは絶縁型のDC/DCコンバータ7を介して接続され互いに電力授受されるため、装置構成が簡略となる。この場合、単相インバータ42が扱う有効電力を制御して単相インバータ42のコンデンサ42aへの供給電力量を低減できることにより、DC/DCコンバータ7の電力容量が低減でき、装置構成が小型化、簡略化できる。
また、上記閾値電圧を、単相インバータ43の直流電圧V3と係数Kとで決まる電圧(K・V3)として、係数Kを、1−(V2/V3)<K<V2/V3の範囲で変化させて閾値電圧を調整するため、制御の信頼性を保持しつつ容易に閾値電圧を調整して単相インバータ42が扱う有効電力を制御できる。
上記実施の形態1で示した、アクティブフィルタ制御部10aが備えるインバータ駆動回路における電流制御は、上記領域A〜Dの領域判定と、電源電流iSの目標電流と実際の電流との比較を行う電流比較とによって、電源電流iSの目標値(正弦波電流)に対して一定幅の閾値を持たせ、その範囲内で電源電流iSが増減するように単相インバータ42を用いて制御していた。しかし、負荷2に流れる電流の電流変化率が大きい場合、単相インバータ42の出力切り替えポイントで、閾値を外れる可能性がある。
この実施の形態2では、正常時の閾値幅の外側に更に補正用の閾値幅を備え、電源電流iSが正常時の閾値幅を超えて変化した場合に補正可能とする。
単相インバータ42の出力電圧が{0}のとき、第1の電力変換器31の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流iSは増加する。電源電流iSが閾値上限Sまで達すると、単相インバータ42の出力電圧を{+V2}として第1の電力変換器31の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流iSを減少させる。電源電流iSが減少して閾値下限Tに達するまで、単相インバータ42は{+V2}を出力する。電源電流iSが閾値下限Tに達すると再び単相インバータ42の出力電圧を{0}とするが、ここで、電源電流iSが増加方向に変化しないとする。そして、さらに電源電流iSが減少して閾値下限TAに達したときに、単相インバータ42は{−V2}を出力することで、強制的に電源電流iSを増加させる。電源電流iSが増加すれば、以後は、閾値上限Sおよび閾値下限Tの範囲内で増減を繰り返すように、単相インバータ42の出力電圧を{0}、{+V2}と交互に切り替えることで、電源電流iSの制御を行う。
単相インバータ42の出力電圧が{−V2}のとき、第1の電力変換器31の出力電圧は電源電圧より小さく、電源電流iSは増加する。電源電流iSが閾値上限Sまで達すると、単相インバータ42の出力電圧を{0}として第1の電力変換器31の出力電圧を電源電圧より大きくし、電源電流iSを減少させる。電源電流iSが減少して閾値下限Tに達するまで、単相インバータ42は{0}を出力する。電源電流iSが閾値下限Tに達すると再び単相インバータ42の出力電圧を{−V2}とし、電源電流iSを増加させる。次いで、電源電流iSが増加方向で、閾値上限Sに達すると、単相インバータ42の出力電圧を{0}とするが、ここで、電源電流iSが減少方向に変化しないとする。そして、さらに電源電流iSが増加して閾値上限SAに達したときに、単相インバータ42は{+V2}を出力することで、強制的に電源電流iSを減少させる。電源電流iSが減少すれば、以後は、閾値上限Aおよび閾値下限Bの範囲内で増減を繰り返すように、第2の単相インバータ41の出力電圧を{−V2}、{0}と交互に切り替えることで、電源電流iSの制御を行う。
インバータ駆動回路は、マイコン等で構成されるCPU8と、上記領域A〜Dの判定を行う領域判定回路11および電源電圧の極性を判定する極性判定回路14、電源電流iSの目標電流と実際の電流との比較を行う電流比較回路15〜18c、また電流比較回路15〜18(18a〜18c)によって得られたスイッチングタイミング、領域判定信号12、13および極性判定信号14aに基づいて、第1の電力変換器31内の各単相インバータ42、43を駆動するゲート駆動信号を生成するゲート信号作成回路にて構成される。
上記実施の形態1では、単相インバータ43を1パルスの電圧を出力させるための閾値電圧を決定するパラメータKを調整して単相インバータ42の有効電力を制御することを示した。そして、Kを変化させると、単相インバータ42のコンデンサ42aの電力収支を概0に最小化できるポイントがあることを説明した。
この実施の形態では、単相インバータ42のコンデンサ42aの電圧V2を監視する機能を設ける。そして、該電圧V2が所定の電圧値となるように、パラメータKを調整して単相インバータ42の有効電力を制御し、コンデンサ42aの電圧変動を抑制する。コンデンサ42aの電力収支を概0に最小化できるポイントがあるため、このような制御によりコンデンサ42aの電圧V2を所定の電圧値に維持することが可能である。
この場合の装置構成を、図18に示す。図に示すように、コンデンサ43aとコンデンサ41aとの間では、高周波トランス72とスイッチング素子81、83から成り双方向の電力授受が可能な絶縁型のDC/DCコンバータ70を介して、単相インバータ43のコンデンサ43aからコンデンサ41aに必要な電力量のみを供給し、コンデンサ41aの電圧を一定とする。なお、その他の構成は上記実施の形態1と同様であり、図18では便宜上、制御装置10の図示は省略した。
上記実施の形態1では、検出された交流電源1の電圧が許容される正常時に、リレー9を閉じて、第1の電力変換器31がアクティブフィルタ制御部10aに制御される際の詳細について説明した。
この実施の形態では、検出された交流電源1の電圧が所定の電圧範囲を超えて変動する停電などの異常時に行う制御について、以下に詳述する。
交流電源1の電圧が異常時には、リレー9を開いて交流電源1を負荷2から切り離す。このとき、第1の電力変換器31内の単相インバータ42、43と第2の電力変換器32内の単相インバータ41とは交流側が直列に接続され、バックアップ制御部10cは、第1、第2の電力変換器31、32を、直列接続された全ての単相インバータ41〜43の各発生電圧の総和によって、負荷2にほぼ正弦波の電圧を出力するように制御する。
交流電源1に異常があり、リレー9が開の場合、目標電圧に基づいて第1の電力変換器31の2つの単相インバータ42、43を階調制御して単相インバータ42、43の合成出力により階段状の電圧波形を生成する。そして、第2の電力変換器32の単相インバータ41のみをPWMインバータとして動作させて目標電圧からの不足分を補うように電圧出力させ、無停電電源装置3の出力電圧を正弦波にする。
このように、無停電電源装置3は、単相インバータ41〜43の組み合わせで電圧を発生させ、直流電圧の大きい単相インバータ42、43はスイッチング回数を少なくすることで、スイッチング損失やノイズの発生を低減できる。また、単相インバータ42、43は、高周波でスイッチングしないため、スイッチング素子を駆動するドライバ回路も安価な構成で実現できる。また、高周波PWMによる出力電圧波形生成は直流電圧の低い単相インバータ41のみで行うことで、高調波成分を除去するためのフィルタ回路の小型化が図れる。
単相インバータ42、43は目標電圧の大きさに応じて、合成電圧が、{−V3、−V2、−(V3−V2)、0、(V3−V2)、V2、V3}となるように、各単相インバータ42、43の出力電圧を選択する。ここで、V3>V2である。
出力タイミングの決定については、目標電圧の半周期をA〜Dで示す4つの領域に分割し、その領域に応じて、各単相インバータ42、43を駆動する。領域A〜Dの設定については、目標電圧と3つの閾値Va、Vb、Vcとの大小関係より決定する。目標電圧の絶対値が閾値Vaより小さい領域を領域Aとする。目標電圧の絶対値が閾値Vaより大きく、閾値Vbより小さい領域を領域Bとする。目標電圧の絶対値が閾値Vbより大きく、閾値Vcより小さい領域を領域Cとする。目標電圧の絶対値が閾値Vcより大きい領域を領域Dとする。領域Aでは、単相インバータ42、43が共に{0}を出力し、その合成電圧は{0}となる。領域Bでは、単相インバータ42は{−V2}を出力し、単相インバータ43は{+V3}を出力する。その結果、合成電圧は{V3−V2}となる。領域Cでは、単相インバータ42は{+V2}を出力し、単相インバータ43は{0}を出力する。その結果、合成電圧は{+V2}となる。領域Dでは、単相インバータ42は{0}を出力し、単相インバータ43は{+V3}を出力する。その結果、合成電圧は{+V3}となる。
領域A〜Dは、目標電圧と3つの閾値Va、Vb、Vcとの大小関係より決定するため、閾値Va、Vb、Vcを調整することで各電圧階調の出力発生期間を調整できて、単相インバータ42の扱う有効電力の収支を小さくするように制御できる。なお、閾値Va、Vb、Vcは、単相インバータ42、43の合成電圧と目標電圧との差電圧の絶対値が単相インバータ41の直流電圧V1より小さくなる範囲であれば任意に設定できる。
なお、単相インバータ42の平均出力電力P2が最小となるように、閾値Va、Vb、Vcを設定するのが望ましいが、平均出力電力P2が抑制されるように閾値Va、Vb、Vcを設定することでDC/DCコンバータ7の電力容量を抑制でき、高周波トランス71の巻線での温度上昇が抑制できると共に、装置構成の小型化が図れる。
コンデンサインプット型整流器負荷が接続された場合、負荷電流の流れる領域は電圧が高い領域のみであるので、単相インバータ42が{+V2}あるいは{−V2}を出力する領域では電流は流れない。したがって、単相インバータ42は波形生成は行うが扱う電力はゼロであるのでコンデンサ42aに電力供給するためのDC/DCコンバータを省略あるいは小型化できる。
この実施の形態では、検出された交流電源1の電圧が所定の電圧範囲を超えて変動する停電などの異常時に行う制御の別例について説明する。
交流電源1に異常があり、リレー9が開の場合、直流電圧が最大である単相インバータ43を目標電圧の半周期に対して1パルスの電圧を出力させ、他の単相インバータ42、41をPWMインバータとして動作させる。
単相インバータ43の出力電圧発生タイミングを図23に基づいて示す。単相インバータ43は目標電圧の大きさがL×V3を超えたときに{+V3}或いは{−V3}の電圧を出力する。ここでLの値は0〜1の間で任意とする。
この実施の形態では、目標電圧1周期の中で、単相インバータ43の出力電圧に応じて、領域を次のように設定する。目標電圧が正のとき、目標電圧が0より大きく、L×V3より小さい領域をAとする。目標電圧がL×V3より大きく、V3より小さい領域をBとする。目標電圧がV3より大きい領域をCとする。目標電圧が負の領域については原理的には同じなので説明は省略するが、同様に領域D〜Fを設定する。
単相インバータ41は領域Cでは出力電圧極性を正とし、{0、+V1}を交互に出力する。領域A及びBについては{0}を出力する。単相インバータ42は領域Aでは出力電圧極性を正とし、{0、+V2}を交互に出力する。領域Bでは出力電圧極性を負とし、{0、−V2}を交互に出力する。また、領域がCでは{0}を出力する。
即ち、目標電圧半周期に対して単相インバータ43から1パルスの電圧を出力させ、目標電圧からの不足分を補うように、目標電圧の絶対値がV3よりも大きい電圧領域では単相インバータ41をPWM制御し、目標電圧の絶対値がV3よりも小さい電圧領域では単相インバータ42をPWM制御することにより、単相インバータ41〜43の組み合わせで正弦波の電圧波形を出力する。
また、Lの値を0とした場合は、図26に示すように、領域はBとCのみとなるので単相インバータ42は{0、−V2}のみの繰り返し出力で交流波形を生成できる。
上記実施の形態5では、非線形負荷が接続された場合を示したが、線形負荷が接続された場合の単相インバータ42の扱う有効電力を制御について説明する。
交流電源1に異常があり、リレー9が開の場合、上記実施の形態5と同様に、目標電圧半周期に対して単相インバータ43から1パルスの電圧を出力させ、目標電圧からの不足分を補うように、目標電圧の絶対値がV3よりも大きい電圧領域では単相インバータ41をPWM制御し、目標電圧の絶対値がV3よりも小さい電圧領域では単相インバータ42をPWM制御することにより、単相インバータ41〜43の組み合わせで正弦波の電圧波形を出力する。
なお、単相インバータ42の平均出力電力P2が最小となるように、Lの値を設定するのが望ましいが、平均出力電力P2が抑制されるようにLを設定することでDC/DCコンバータ7の電力容量を抑制でき、高周波トランス71の巻線での温度上昇が抑制できると共に、装置構成の小型化が図れる。
上記実施の形態1〜3では、交流電源1の電圧が許容される正常時において、第1の電力変換器31をアクティブフィルタとして制御する詳細を示し、上記実施の形態4〜6では、交流電源1が異常時において、第1、第2の電力変換器31、32により負荷2に電力供給する制御の詳細を示した。
このように、第1の電力変換器31および第2の電力変換器32を備えた無停電電源装置3は、交流電源1の状態に関係なく常に負荷2に所定の電圧を安定して供給し、かつ電源電流も力率1の正弦波電流とすることができる。
図に示すように、電源電圧が定格電圧の80%〜100%の範囲では、電圧補償制御部10bにより、負荷2に100%の電圧を印加するために第2の電力変換器32の単相インバータ41が、電源電圧に対して不足電圧のみを加算するように駆動される。このとき、単相インバータ41が扱う有効電力は、交流電源1から第1の電力変換器31の単相インバータ43を通過し、半導体スイッチ81、83、高周波トランス71からなるDC/DCコンバータ7を介して供給する。電力が移行する方向は、単相インバータ41の出力電圧の極性と負荷電流の極性で決まり、この場合は、単相インバータ41の直流側から交流側に有効電力が送られる。有効電力の大きさは、負荷電流と単相インバータ41の出力電圧の大きさ(電源電圧の0〜20%)から決定される。
このとき、アクティブフィルタ制御部10aにより、第1の電力変換器31を構成する単相インバータ42、43は電源電流が正弦波となるようにアクティブフィルタとして駆動される。また単相インバータ43のコンデンサ電圧が所定の電圧に維持されるように、交流電源1と第1の電力変換器31との間でやり取りする有効電力量を調整し、直流電圧一定制御を行う。
この場合も、アクティブフィルタ制御部10aにより、第1の電力変換器31を構成する単相インバータ42、43は電源電流が正弦波となるようにアクティブフィルタとして駆動される。また単相インバータ43のコンデンサ電圧が所定の電圧に維持されるように、交流電源1と第1の電力変換器31との間でやり取りする有効電力量を調整し、直流電圧一定制御を行う。
このように、交流電源1の状態に応じて単相インバータ41〜43の駆動制御方式を切り替えることによりアクティブフィルタ、電源電圧変動補償、停電補償の機能を実現することができる。
ここで、リレー9を開閉する電源電圧レベルは任意に設定することができる。
上記各実施の形態による無停電電源装置3では、第1の電力変換器31を第2の電力変換器32よりも交流電源側に接続したが、図28に示すように、第1の電力変換器31を第2の電力変換器32よりも負荷側に接続して無停電電源装置30を構成しても良い。
この場合、交流電源1の電圧が許容される正常時には、リレー9を閉じて、アクティブフィルタ制御部10aは、第1の電力変換器31を、負荷2が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように制御する。同時に電圧補償制御部10bは、第2の電力変換器32を、電源電圧と目標電圧との差電圧、即ち交流電源1の電圧変動を補償する電圧を出力するように制御する。そして、停電などの異常時には、リレー9を開いて交流電源1を負荷2から切り離す。このとき、第2の電力変換器32の交流出力も負荷2から切り離され、バックアップ制御部10cは、第1の電力変換器31の出力電圧を、2つの単相インバータ42、43の出力電圧の和によって正弦波になるように制御して負荷2に供給する。なお、この場合、第1の電力変換器31は、高調波補償電流を発生するような電流制御は行わず、負荷2に安定した交流電圧が印加されるように出力電圧を制御する。
また、交流電源1の異常時には、目標電圧の半周期に対して単相インバータ43から1パルスの電圧を出力させ、目標電圧からの不足分を補うように単相インバータ42をPWM制御することにより負荷2に電圧出力させる。この場合も、交流電源1が正常時の時と同様に、単相インバータ43の出力発生期間を調整して単相インバータ42が扱う有効電力を制御することで、該有効電力の収支を小さくしてDC/DCコンバータ7の電力容量を抑制することができる。これにより、装置構成の小型化が図れる。
7,70 DC/DCコンバータ、9 スイッチとしてのリレー、10 制御装置、
10a 第1の制御手段としてのアクティブフィルタ制御部、
10b 第2の制御手段としての電圧補償制御部、
10c 第3の制御手段としてのバックアップ制御部、
30 電力変換装置としての無停電電源装置、31 第1の電力変換器、
32 第2の電力変換器、41 第3の単相インバータ、42 第2の単相インバータ、
43 第1の単相インバータ、41a 第3の直流電圧源としてのコンデンサ、
42a 第2の直流電圧源としてのコンデンサ、
43a 第1の直流電圧源としてのコンデンサ。
Claims (17)
- 所定の電圧に制御される第1の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する1台の第1の単相インバータと、上記第1の直流電圧源より低電圧の第2の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第2の単相インバータとの交流側を直列に接続して成る第1の電力変換器を交流電源と負荷との間に並列に接続して備え、
上記交流電源の交流電圧半周期に対して上記第1の単相インバータから1パルスの電圧を出力させ、該第1の単相インバータと上記第2の単相インバータとの各発生電圧の総和により出力電圧を疑似正弦波とすると共に、上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力するように上記第1の電力変換器を制御する第1の制御手段を有し、
上記第1の制御手段は、上記第1の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする電力変換装置。 - 上記第2の直流電圧源の電圧Vと上記第1の直流電圧源の電圧Vmとの比V/Vmを、0.5〜1.0の範囲とすることを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。
- 上記第1の制御手段は、上記交流電源電圧の絶対値が、所定の閾値電圧を超える期間で上記第1の単相インバータから1パルスの電圧を出力させるように制御すると共に、上記閾値電圧を調整することで上記第1の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力の収支を小さくするよう制御することを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
- 上記閾値電圧は、上記第1の直流電圧源の電圧Vmと係数Kとで決まる電圧(K・Vm)であり、上記第2の直流電圧源の電圧Vと上記第1の直流電圧源の電圧Vmとの比V/Vmをtとするとき、上記第1の制御手段は、上記係数Kを、1−t<K<tの範囲で変化させて上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項3記載の電力変換装置。
- 上記第2の直流電圧源の電圧Vを監視する手段を備え、上記第1の制御手段は、上記第2の直流電圧源の電圧Vの変動が抑制される方向に上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項3または4記載の電力変換装置。
- 上記第2の直流電圧源と第1の直流電圧源とは、絶縁型のDC/DCコンバータを介して接続され互いに電力授受されることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の電力変換装置。
- 上記第1、第2の直流電圧源より低電圧の第3の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第3の単相インバータの交流側を、上記第1の電力変換器よりも上記負荷側で上記交流電源と該負荷との間に直列接続して構成される第2の電力変換器と、上記交流電源と上記第2の電力変換器の交流側とに直列接続されて該交流電源を開閉するスイッチとを備え、
上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力するよう上記第2の電力変換器を制御する第2の制御手段と、上記第1〜第3の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力するように上記第1の電力変換器および上記第2の電力変換器を制御する第3の制御手段とを有して、
上記交流電源が許容される正常時には、上記スイッチを閉じて、上記第1の制御手段により上記第1の電力変換器を、疑似正弦波の電圧出力にて上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力させるよう制御すると共に、上記第2の制御手段により上記第2の電力変換器を、上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力させるよう制御し、
上記交流電源が異常時には、上記スイッチを開いて、上記第3の制御手段により上記第1、第2の電力変換器を制御して、上記第1〜第3の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力させることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の電力変換装置。 - 上記第3の制御手段は、基準の交流電圧に基づいて上記第1、第2の単相インバータを階調制御して該第1、第2の単相インバータの合成出力を生成すると共に、上記基準の交流電圧からの不足分を補うように上記第3の単相インバータをPWM制御することにより上記負荷に電圧出力させ、上記第1、第2の単相インバータの合成出力における各電圧階調の出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。
- 上記第3の制御手段は、基準の交流電圧の絶対値が、上記第1、第2の単相インバータの合成出力における各電圧階調毎に設定された所定の閾値電圧を超えるとき、該電圧階調の電圧を出力させ、上記各閾値電圧を調整することで上記各電圧階調の出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力の収支を小さくするよう制御することを特徴とする請求項8記載の電力変換装置。
- 上記第3の制御手段は、基準の交流電圧半周期に対して上記第1の単相インバータから1パルスの電圧を出力させ、上記基準の交流電圧からの不足分を補うように、該基準の交流電圧の絶対値が上記第1の直流電圧源の電圧Vmよりも大きい電圧領域では上記第3の単相インバータをPWM制御し、該基準の交流電圧の絶対値が上記電圧Vmよりも小さい電圧領域では上記第2の単相インバータをPWM制御することにより上記負荷に電圧出力させ、上記第1の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。
- 上記第3の制御手段は、基準の交流電圧の絶対値が、所定の閾値電圧を超える期間で上記第1の単相インバータから1パルスの電圧を出力させるように制御すると共に、上記閾値電圧を調整することで上記第1の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力の収支を小さくするよう制御することを特徴とする請求項10記載の電力変換装置。
- 上記閾値電圧は、上記第1の直流電圧源の電圧Vmと係数Lとで決まる電圧(L・Vm)であり、上記係数Lを、0<L<1の範囲で変化させて上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項11記載の電力変換装置。
- 上記第2の直流電圧源の電圧Vを監視する手段を備え、上記第3の制御手段は、上記第2の直流電圧源の電圧Vの変動が抑制される方向に上記閾値電圧を調整することを特徴とする請求項9、11または12記載の電力変換装置。
- 上記第1、第2の直流電圧源より低電圧の第3の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第3の単相インバータの交流側を、上記第1の電力変換器よりも上記交流電源側で該交流電源と上記負荷との間に直列接続して構成される第2の電力変換器と、上記交流電源と上記第2の電力変換器の交流側とに直列接続されて該交流電源を開閉するスイッチとを備え、
上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力するよう上記第2の電力変換器を制御する第2の制御手段と、上記第1、第2の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力するように上記第1の電力変換器を制御する第3の制御手段とを有して、
上記交流電源が許容される正常時には、上記スイッチを閉じて、上記第1の制御手段により上記第1の電力変換器を、疑似正弦波の電圧出力にて上記負荷が発生する高調波を相殺する高調波補償電流を出力させるよう制御すると共に、上記第2の制御手段により上記第2の電力変換器を、上記交流電源の電圧変動を補償する電圧を出力させるよう制御し、
上記交流電源が異常時には、上記スイッチを開いて、上記第3の制御手段により上記第1の電力変換器を制御して、上記第1、第2の単相インバータの各発生電圧の総和により上記負荷に電圧出力させることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の電力変換装置。 - 上記第3の制御手段は、基準の交流電圧半周期に対して上記第1の単相インバータから1パルスの電圧を出力させ、上記基準の交流電圧からの不足分を補うように上記第2の単相インバータをPWM制御することにより上記負荷に電圧出力させ、上記第1の単相インバータの出力発生期間を調整して上記第2の単相インバータが扱う有効電力を制御することを特徴とする請求項14記載の電力変換装置。
- 上記第3の直流電圧源と第1の直流電圧源とは、絶縁型のDC/DCコンバータを介して接続され互いに電力授受されることを特徴とする請求項7〜15のいずれかに記載の電力変換装置。
- 上記第2、第3の直流電圧源と第1の直流電圧源とは、絶縁型のDC/DCコンバータを介して接続され互いに電力授受されることを特徴とする請求項7〜15のいずれかに記載の電力変換装置。
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