JP4969653B2 - 交流直流変換装置及びその装置を用いた圧縮機駆動装置並びに空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、入力電流の高調波電流を抑制し、交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換装置及びその装置を用いた圧縮機駆動装置並びに空気調和機に関するものである。

従来の交流直流変換装置は、電源電圧のゼロクロスに同期して半周期に１回だけ電源短絡させ、リアクタに流れる高調波電流を抑制して力率の改善を図るようにしている（例えば、特許文献１参照）。

また、電源半周期に１回だけの電源短絡ではリアクタが肥大化するために、電源半周期に２回以上短絡するようにしてリアクタの小型化を図っているものもある（例えば、特許文献２参照）。

さらに、全波整流と倍電圧整流を切り替えるスイッチと、電源短絡を行うためのスイッチとを備え、これら２つのスイッチのスイッチングで高調波電流を抑制し、力率改善するものもある（例えば、特許文献３、４参照）。

また、スイッチを高周波のＰＷＭにて動作させることにより、入力電流を略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図るものもある（例えば、特許文献５参照）。

またさらに、２つのスイッチングを動作させることにより、高調波電流を抑制しようとするものもある。（例えば、非特許文献１参照）。

特許２７６３４７９号公報 特許３４８５０４７号公報 特開２００３−９５３５号公報 特許３６８７６４１号公報 特許２１４０１０３号公報 星伸一、大口國臣、「単相マルチレベル整流回路のスイッチングパターン決定法」、Ｈ１７年度電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−６１

電源半周期毎にスイッチを動作させて短絡電流を流す方式は、非常に単純な制御であり、電源半周期でのスイッチの動作は、１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの低周波スイッチングとなり、発生ノイズも少なく、安価に高調波電流の抑制を実現できる方式として広く実用化されている。

しかし、電源から流入する入力電流に含まれる高調波電流には限度値が決められており、その限度値以下に抑制する必要があるが、限度値以下に高調波電流を抑制する場合、リアクタが大型化する課題があった。

そこで、引用の特許文献２に示すように、スイッチの短絡動作の回数を増加させて高調波抑制性能を変えることなく、リアクタを小型化する技術が示されているが、消費電力が増加し、入力電流が増加すると、インダクタンス値は同一でもリアクタが大型化する課題があった。

そこで、引用の特許文献５に示すように、高周波のＰＷＭ、特に周波数に対しての記載はないが、一般的には１５〜２０ｋＨｚ以上のスイッチング周波数にてスイッチを動作させる方式は、電流が略正弦波となり、高調波電流は激減する。また、出力される直流電圧をスイッチがオフしているときの直流電圧よりも高く昇圧するのは、理論的に可能であり、リアクタが磁気飽和するまでは昇圧可能である。

しかしながら、引用の特許文献５の場合、入力電流を検出し、入力電流を略正弦波化する電流制御であるため、高速な制御処理を必要とし、高周波なＰＷＭ制御が必要となる。高周波ＰＷＭ制御であるため、発生ノイズが多く、ノイズ対策のためのコストが膨大となる。また、入力電流を略正弦波化する電流制御のため、高速な制御が必要であり、処理性能の高いマイコンや専用ＩＣによるアナログ制御のための複雑な周辺回路のため、高価であるという課題があった。

また、引用の特許文献３、４のように、全波整流と倍電圧整流とを切替えるスイッチと電源短絡を行うスイッチを設けることにより、直流電圧の可変範囲は広くなるが、低周波のスイッチングであるため、リアクタの大型化の課題は解決されていなかった。

さらに、２つのスイッチで整流器の入力電圧のレベルを増加させて、入力電流の高調波を抑制することが引用の非特許文献１に記載されているが、この方式は、低周波のスイッチングでリアクタを小型化することが可能という利点はあるものの、直流電圧を制御する、消費電力が変化する、などの動作条件が変化することを想定してＧＡ（遺伝的アルゴリズム）により、スイッチのオン・オフタイミングを演算しておかなければならなかった。そのため、ＧＡは複雑な演算と世代交代を繰り返した後でなければ、パラメータが決定されないという点でマイコンなどの制御ＣＰＵに搭載することに課題があり、予め演算したパラメータをメモリなどに記憶させておく必要があり、機種数の多い製品への実用は開発期間が長くかかり、また、記憶量も多く、実用上の難があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、５ｋＨｚ以下の低周波のスイッチングＰＷＭにて、高周波ＰＷＭよりも安価に高調波電流を抑制し、力率改善を実現することのできる交流直流変換装置を得るものである。

さらに、第２の目的は、電源半周期に１回または数回の電源短絡による高調波を抑制する方式により、リアクタを小型化し、同等レベルの低コスト化を実現することができる交流直流変換装置を得るものである。

また、第３の目的は、動作条件が異なる複数の機種でも実用化可能なように、直流電圧を制御し、かつ、消費電力に応じてスイッチのオン・オフタイミングが可変されるようにフィードバック構成をとり、実用化することができる交流直流変換装置を得るものである。

本発明に係る交流直流変換装置は、交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、一端が整流器の一方の入力端子に接続され、他端が複数のコンデンサの接続点に接続された第１の双方向スイッチと、一端が整流器の他方の入力端子に接続され、他端が第１の双方向スイッチの他端に接続された第２の双方向スイッチと、整流器に入力される電圧から所望の出力電圧値に制御するように交流電源の半周期間中に第１および第２の双方向スイッチを動作させる制御手段とを備えたものである。

本発明によれば、整流器に入力される電圧から所望の出力電圧値に制御するように交流電源の半周期間中に第１および第２の双方向スイッチを動作させるので、リアクタに流れる電流を正弦波化することができる。これにより、従来の電源半周期に１回もしくは数回だけスイッチを動作させる従来の方式よりリアクタを小型化することが可能となる。

また、高周波ＰＷＭによるスイッチ動作よりリアクタを小型化することができないが、低周波の１ｋＨｚ〜５ｋＨｚ程度のＰＷＭにて動作することが可能となり、高周波ＰＷＭによるノイズ対策でのコストアップがなく、安価に実用化することができる。

さらに、所望の出力電圧値をフィードバック制御することにより、所望の出力電圧値を得るために必要なパラメータを探索することなく、機種数や仕様の異なる製品群に容易に適用することが可能となる。

本発明の実施の形態１に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。 実施の形態１を説明する上での従来の波形図である。 実施の形態１を説明するための理想状態での回路構成図である。 実施の形態１における原理動作を説明するための電圧波形図である。 実施の形態１の交流直流変換装置における第１および第２の双方向スイッチの動作に応じて示す回路図である。 図３における原理回路構成から導いて示すベクトル図である。 実施の形態１の交流直流変換装置におけるフィードバック制御を示すブロック図である。 実施の形態１の交流直流変換装置における動作信号の変調波形図である。 本発明の実施の形態２に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。 実施の形態２の交流直流変換装置における第１および第２の双方向スイッチの動作信号の割付を示す波形図である。 実施の形態２における他の回路ブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。 空気調和機の冷媒回路図である。 本発明の実施の形態５の交流直流変換装置における制御回路の動作信号生成部を示す制御ブロック図である。 実施の形態５の交流直流変換装置におけるパルス密度変調の動作波形図である。 実施の形態５の交流直流変換装置におけるパルス幅変調とパルス密度変調を示す波形図である。 交流直流変換装置に用いられたリアクタの構成図である。 双方向スイッチの他の例を示す回路図である。

符号の説明

１ 交流電源、２ 整流器、３ 第１の双方向スイッチ、４ 第２の双方向スイッチ、
５ リアクタ、５ａ 巻線、６ 第１のコンデンサ、７ 第２のコンデンサ、８ 直流負荷、９ 仮想交流電源、１０ 第１の双方向スイッチ、１１ 第２の双方向スイッチ、
２０ 制御回路、２１ 電源位相検出部、２２ 過電流検出部、２３ 第１の電圧検出器、２４ 第２の電圧検出器、２５ 過電圧検出部、２６ コンバータ電圧演算部、
２７ 動作信号生成部、３０ 圧縮機、３０ａ モータ、３１ 凝縮器、３２ 膨張弁、３３ 蒸発器、４０ ΔΣ変換器、４１ 積分器、４２ 量子化器、４３ 遅延回路、
５１ 巻線、５２ 中央部コア、５３ 上側コア、５４ 樹脂部材、６０ 第１のスイッチング素子、６１ 第１のダイオード、６２ 第２のスイッチング素子、６３ 第２のダイオード。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。
図１に示す交流直流変換装置は、交流電源１の交流を整流する整流器２と、整流器２の一方の入力端子に一端が接続された第１の双方向スイッチ３と、整流器２の他方の入力端子に一端が接続された第２の双方向スイッチ４と、交流電源１と整流器２の一方の入力端子との間に挿入されたリアクタ５と、整流器２の出力端子間に直列に接続された第１および第２のコンデンサ６、７と、交流電源１の半周期間中に第１および第２の双方向スイッチ６、７の双方を動作させて所望の出力電圧値に制御し、直流負荷８に印加させる制御回路２０とを備えている。第１の双方向スイッチは、例えばＩＧＢＴ３ａとダイオード整流器３ｂとから構成され、第２の双方向スイッチは、同様にＩＧＢＴ４ａとダイオード整流器４ｂとから構成されている。

図１の回路構成は、第１および第２の双方向スイッチ３、４を除いて、引用の特許文献３、４と何ら変わるものではないが、第１および第２の双方向スイッチ３、４の動作により効果が大きく変わるため、その相違について説明する。

まず、図２を参照しながら例えば引用の特許文献３に記載の動作について説明する。図２は実施の形態１を説明する上での従来の波形図である。
従来技術は、スイッチＳＷ１にて電源半周期に１パルスの短絡動作を行い、スイッチＳＷ２にて全波整流と倍電圧整流の切り替えを行うようにしている。電源半周期にスイッチＳＷ１が１パルスの短絡動作を行うと、図２（ｂ）に示すような入力電流波形となる。これは、電源電圧のゼロクロス点（図２（ａ）の黒点）から予め設定されたＴｄｌの遅延時間後に、Ｔｏｎの時間幅だけ１パルスの短絡動作信号（図２（ｃ）の信号）でオン動作することにより、スイッチＳＷ１に電流が流れ、尖った電流が加算された電流が流れる（図２（ｂ）参照）。

スイッチＳＷ２は、前述したように全波整流と倍電圧整流とを切り替える目的で構成されているため、リレーのようなメカ式スイッチでも構成可能である。これは、直流負荷８に印加される直流電圧の電圧値を全波整流による電圧を基準にするか、倍電圧整流による電圧を基準にするかの基準レベルを２つ持つことで電圧の制御範囲を広くしようとするものである。

一方、実施の形態１においては、第１および第２の双方向スイッチ３、４は、共にオン・オフを繰り返すため、メカ式スイッチでは接点寿命やオン・オフ時の溶着などの課題があり、半導体によるスイッチ構成が必須となる。また、実施の形態１では、第１および第２の双方向スイッチ３、４の動作目的は同じであり、異なる目的にて動作する従来技術と大きな差異がある。さらに言えば、実施の形態１の交流直流変換装置は、図３に示すような仮想交流電源として表されるように、２つの双方向スイッチ３、４を双方とも動作させることで実現する。

図３は実施の形態１を説明するための理想状態での回路構成図である。なお、交流電源１およびリアクタ５は図１に示すものと同様であり、交流直流変換装置を仮想交流電源９とする。また、交流電源１の両端電圧をＶｓ、仮想交流電源９の両端電圧をＶｃ、リアクタ５に流れる電流をＩとする点も図１と同様である。

交流電源１と仮想交流電源９との差電圧によって、リアクタ５に流れる電流Ｉが決まる。リアクタ電流Ｉは交流量であるため、リアクタ５の両端電圧をｊｗＬＩとおくと、ｊｗＬＩ＝Ｖｓ−Ｖｃで表される。ここで、ｗは角周波数、Ｌはリアクタ５のインダクタンス、ｊは虚数を示す。

交流電源１の電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｖ１・ｓｉｎ（ｗｔ）、仮想交流電源９の電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝Ｖ2・ｓｉｎ（ｗｔ−φ）、φはＶｓとＶｃの位相差とおき、Ｖ１＝Ｖ2と仮定すると、リアクタ５に流れる電流Ｉは、
Ｉ＝１／ｊｗＬ・２・ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓ（ｗｔ−φ／２）
となる。ＶｓとＶｃの位相差が変動しなければ、ｓｉｎ（φ／２）は定数となるので、定数をひとくくりにＫとおくと、電流Ｉは、
Ｉ＝−ｊ・Ｋ・ｃｏｓ（ｗｔ−φ／２）
となる。

このように、仮想交流電源９より出力される電圧Ｖｃが正弦波状に出力されれば、リアクタ５に流れる電流Ｉ、言い換えると入力電流Ｉは正弦波化された電流となり、高調波電流が抑制される。また、電流Ｉと交流電源１との位相差がゼロになると、電源力率は１００％となることから、仮想交流電源９における振幅Ｖ₂ と交流電源１との位相差φを適切に制御して正弦波電圧を出力すれば、入力電流の高調波を抑制し、力率向上を実現できる。

そこで、引用の非特許文献１に記載の通り、第１および第２の双方向スイッチ３、４を動作させることにより、図１に示す整流器２の入力端子間の電圧Ｖｃが図４に示すような３レベル化された略正弦波状の電圧となる。図４に示すＶｏは直流負荷８に印加される直流電圧である。なお、図４は実施の形態１における原理動作を説明するための電圧波形図である。

次に、図４の電圧波形について、図５に示す回路に基づいて説明する。図５は実施の形態１の交流直流変換装置における第１および第２の双方向スイッチの動作に応じて示す回路図である。
第１および第２の双方向スイッチ３、４が２つあるため、そのオンとオフの組み合わせは４通りとなる。２つの双方向スイッチ３、４が同時にオンしたときは（電源短絡モード）、整流器２の入力端子間が短絡される。この時の回路動作を図５（ａ）に示す。第１および第２の双方向スイッチ３、４が同時にオンしている場合は、前述の如く整流器２の入力端子間が短絡されているため、電圧ＶｃはＶｃ＝０となり、図４に示す電圧波形の領域（１）の電圧がコンバータ電圧Ｖｃとして出力される。

第１の双方向スイッチ３がオン、第２の双方向スイッチ４がオフのときは（第１の倍電圧整流モード）、図５（ｂ）に示すように、整流器２の入力端子間の電圧Ｖｃは、第２のコンデンサ７の両端電圧と等しいため、直流電圧Ｖｏの１／２となり、コンバータ電圧Ｖｃとして出力される。この場合は、電圧波形の領域は（２）である。

逆に、第１の双方向スイッチ３がオフ、第２の双方向スイッチ４がオンしたときは（第２の倍電圧整流モード）、図５（ｃ）に示すように、整流器２の入力端子間の電圧は、第１のコンデンサ６の両端電圧と等しくなるため、図５（ｂ）と同様に直流電圧Ｖｏの１／２となる。この場合は、引き続き領域（２）の電圧がコンバータ電圧Ｖｃとして出力される。

次に、第１の双方向スイッチ３がオフ、第２の双方向スイッチ４がオフの場合は（全波整流モード）、図５（ｄ）に示すように、全波整流状態となるので、整流器２の入力端子間の電圧Ｖｃは、第１および第２のコンデンサ６、７の両端電圧であるＶｏと等しくなり、この時の電圧波形の領域は（３）である。

図４に示す電圧波形の領域（１）〜（３）の発生する時間比率や発生順序を適切に制御することによって、コンバータ電圧Ｖｃは３レベル状の正弦波電圧として出力可能である。

図５に示す（ｅ）〜（ｈ）も前記と同様の動作で、交流電源１の極性が異なるだけの違いである。Ｖｃの方向のみが変わっていないのは、Ｖｃの極性、言い換えればＶｓの極性が負のときには、Ｖｃも負極性となっていることを示すためである。よって、極性が負のときの領域もＶｃ＝−Ｖｏ／２の逆極性となる領域（２’）、Ｖｃ＝−Ｖｏとなる領域（３’）を発生させることができる。

以上のように、第１および第２の双方向スイッチ３、４のオン・オフ動作を上手く組み合わせることにより、整流器２の入力端子間電圧であるＶｃを電源半周期に１回または２回の短絡動作スイッチングよりも多レベル化、すなわち、０、Ｖｏ／２、Ｖｏの３レベル化された電圧を出力することで、低周波のスイッチングのままリアクタ５の小型化が可能になる。

さらに、図５（ｂ）、（ｃ）、（ｆ）、（ｇ）の状態は、第１および第２のコンデンサ６、７の接続点と交流電源１の一端と接続されるので、所謂、倍電圧整流と同じ構成の回路となる。このような２つの双方向スイッチ３、４のうち、片側だけがオンする状態の出現率、言い換えると、Ｖｏ／２がコンバータ電圧Ｖｃとして出力される割合を適切に制御することにより、直流電圧Ｖｏの値を全波整流で得られる直流電圧以上の値に制御できることを意味する。

２つの双方向スイッチ３、４の動作をパソコンなどの解析手段等で予め決めておくことにより、制御する技術が非特許文献１に記載されている。しかしながら、オン・オフするタイミングは位相角度に応じて無限に設定することが可能であり、さらに、直流電圧Ｖｏを所望する電圧値になるようなオン・オフタイミングを探索することは事実上不可能に近かった。

そこで、非特許文献１ではＧＡを用いて探索する手法が提案されているが、高調波電流を抑制する以外に、直流電圧Ｖｏを所望する値まで探索する手法までは見出されていない状況であった。さらに、動作する負荷条件が変化する製品や機種数が多い製品では、このように無限にあるパラメータから必要なパラメータを抽出する方式は実用化しにくい。

本実施の形態１では、予め演算によりオン・オフタイミングを探索するのではなく、フィードバック制御により、２つの双方向スイッチ３、４のオン・オフタイミングを決定する。

ここで、本実施の形態１におけるフィードバック制御を図６を用いて説明する。図６は図３における原理回路構成から導いて示すベクトル図であり、教科書にも記載される一般的なものである。図６（ａ）は交流電源１の電圧Ｖｓに対し、リアクタ５で電流Ｉが遅れ位相を示すベクトル図である。この電流Ｉに直交するようにリアクタ５での電圧降下ｊｗＬＩが発生し、整流器２の入力端子間のコンバータ電圧となるＶｃとのベクトル加算で交流電源１の電圧Ｖｓと一致する。

ここで、力率が１となるコンバータ電圧Ｖｃを出力するには、図６（ａ）の三角形が図６（ｂ）に示すように、ＶｓとｊｗＬＩが直交する直角三角形となればよい。そこで、コンバータ電圧Ｖｃは、交流電源１に対して遅れ位相φが、
φ＝ｔａｎ^-1 （ｗＬＩ／Ｖｓ）
となるように位相角を制御すればよい。また、コンバータ電圧Ｖｃの振幅Ｖ₂ は、Ｖ₂ ＝Ｖ₁ ／ｃｏｓ（φ）となるべく、出力すればよい。もしくは、図６（ｂ）の直角三角形の三平方の定理より、√（Ｖｓ² ＋（ｗＬＩ）² ）と出力しても良い。

出力する電圧の位相角および振幅が一意に決まるように制御系を構築すれば、公知であるノコギリ波変調や三角波変調、空間ベクトル変調、ダイポーラ変調などの変調方式を適用することで２つの双方向スイッチ３、４を動作させるべき動作信号を生成できる。

コンバータ電圧Ｖｃの振幅Ｖ₂ は、位相角φの関数であるため、まず、交流電源１の電圧Ｖｓとコンバータ電圧Ｖｃとの位相差φをフィードバックで導出すればよい。今回、交流直流変換装置の出力の直流電圧Ｖｏを制御するため、直流電圧制御により、位相角φを求める。

図７に位相角φの制御のための制御ブロックの一例を示す。直流電圧指令値と直流電圧検出値（Ｖｏ）とを比較し、その差分をＰＩ制御器に入力する。ＰＩ制御器での出力は、一般的に電流指令であることは、引用の特許文献５からも明らかである。従って、ＰＩ制御器からの出力値となるべく電流が流れれば、位相角φの制御が可能となる。

位相角φは、交流電源１の電圧Ｖｓと入力電流Ｉの関数であり、交流電源１の電圧Ｖｓは既知であることから、ＰＩ制御器の出力を前述した位相角φの数式の電流Ｉに入力することで、位相角φが導出できる。位相角φが導出できれば、振幅Ｖ₂ も簡単に算出される。さらに、位相角φを交流電源１の位相に同期させるために、ＰＬＬさせて動作させることは問題なく、位相角φの精度向上が図れ、高調波電流がさらに低減できる効果を奏する。また、図７（ｂ）に示すように、位相角φから振幅Ｖ₂ を生成するのではなく、図６（ｂ）に示す直角三角形の関係から、図７（ｂ）に示すようにＰＩ制御器の出力である電流指令から振幅Ｖ₂ を導出しても何ら問題なく、同等の効果を有することは言うまでもない。

これによりコンバータ電圧Ｖｃを生成できる。この電圧Ｖｃから第１および第２の双方向スイッチ３、４への分配は、一般的なユニポーラ変調で実現できる。そのユニポーラ変調の波形図を図８に示す。図８の（ａ）、（ｂ）に示す正弦波波形は出力電圧Ｖｃである。図８（ａ）が第１の双方向スイッチ３のための変調信号、図８（ｂ）が第２の双方向スイッチ４のための変調信号である。

まず、図８（ａ）の波形について説明する。正極性と負極性にて反転した三角波にて比較する。負極側の絶対値をとれば、正極側と一致するのでユニポーラ変調である。コンバータ電圧Ｖｃが搬送波である三角波より大きい場合にオフすることで、第１の双方向スイッチ３の動作信号が得られる（図８（ｃ）の波形（Ｈｉ側がオン）参照）。

次に、図８（ｂ）の波形であるが、第２の双方向スイッチ４は、コンバータ電圧Ｖｃに対し負極側となるので、変調波形は図８（ａ）に対し１８０度位相を反転した正弦波の−Ｖｃとなる。さらに、搬送波である三角波も図８（ａ）に対し１８０度位相を反転させている。この変調波と搬送波を前記と同様に比較し、第２の双方向スイッチ４の動作信号が得られる（図８（ｄ）の波形参照）。

図８の（ｃ）と（ｄ）の波形にて、第１の双方向スイッチ３と第２の双方向スイッチ４を動作させることで発生するコンバータ電圧Ｖｃは、図８の（ｃ）と（ｄ）の波形を足し合わせても得られる。しかし、図８の（ｃ）と（ｄ）はＨｉがスイッチのオンであるため、Ｈｉを０、Ｌｏを１として加算すると、図８（ｅ）のチョッピングされたコンバータ電圧Ｖｃが得られる。これにより、ユニポーラ変調を適用することによりコンバータ電圧Ｖｃを第１および第２の双方向スイッチ３、４へ分配できる。

ここで、図５における（ｃ）、（ｄ）は交流電源１が同一極性であり、Ｖｏ／２を出力する同一回路形態、所謂倍電圧整流の構成であるが、同一極性中に異なるＶｏ／２を出力する回路構成を設ける必要がある。２つのコンデンサ６、７を直列に２個設けて直流電圧Ｖｏの１／２を出力しているが、Ｖｏ／２を出力している時は倍電圧整流であるため、第１のコンデンサ６もしくは第２のコンデンサ７の何れかが充電されることとなる。片側のコンデンサだけ充電するとコンデンサ両端間の出力電圧の１／２と成らなくなり、コンバータ電圧Ｖｃが歪むことにより、入力電流も歪んでしまい、高調波電流を抑制できない。

したがって、交流電源１の同一極性中に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ７が充電され、直流電圧Ｖｏの１／２のバランスが保たれるように第１の双方向スイッチ３と第２の双方向スイッチ４をバランス良く動作させる必要がある。

ここで、ユニポーラ変調は、第１の双方向スイッチ３のみオンの状態と、第２の双方向スイッチ４のみオンの状態と、この２つのＶｃ＝Ｖｏ／２となる動作モードが交互に発生する点で本回路の構成に非常に適している変調方式である。

なお、本実施の形態１では、ユニポーラ変調として説明しているが、ユニポーラ変調でなくとも２つの双方向スイッチ３、４にてコンバータ電圧Ｖｃが出力されるようにバランス良く分配できれば、例えば、バイポーラ変調やダイポーラ変調、ノコギリ波変調や空間ベクトル変調など、どのような変調方法でも同等の効果を有することは言うまでもない。

以上のように実施の形態１によれば、第１の双方向スイッチ３と第２の双方向スイッチ４をバランスよく動作させ、整流器２の入力端子間であるコンバータ電圧Ｖｃを３レベル状の正弦波電圧とすることにより、リアクタ５に流れる電流Ｉを正弦波化することができる。これにより、従来の電源半周期に１回もしくは数回だけスイッチを動作させる方式よりもリアクタ５を小型化することが可能となる。

また、高周波ＰＷＭによるスイッチ動作よりリアクタ５を小型化することができないが、低周波、例えば１ｋＨｚ〜５ｋＨｚ程度のＰＷＭにて動作させることが可能となり、高周波ＰＷＭによるノイズ対策でのコストアップがなく、安価に実用化することができる。これは、コンバータ電圧Ｖｃを正弦波化して出力するだけで入力電流制御無しで入力電流を略正弦波に実現可能なためであり、これにより低周波なＰＷＭにて動作可能となる。

さらに、コンバータ電圧Ｖｃを例えばユニポーラ変調などの変調方式を用い、直流電圧Ｖｏをフィードバック制御することにより、所望の出力電圧を得るために必要なパラメータを探索することなく、機種数や仕様の異なる製品群に容易に適用することが可能となる。

実施の形態２．
図９は本発明の実施の形態２に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図９において、第１の双方向スイッチ１０には、ＩＧＢＴ３ａに流れる電流を検出する電流検出器３ｃが設けられ、第２の双方向スイッチ１１には、同様にＩＧＢＴ４ａに流れる電流を検出する電流検出器４ｃが設けられている。

制御回路２０は、交流電源１の位相を検出する電源位相検出部２１と、第１の双方向スイッチ１０と第２の双方向スイッチ１１からの検出電流に基づき過電流を検出する過電流検出部２２と、第１のコンデンサ６の両端電圧を検出する第１の電圧検出器２３と、第２のコンデンサ７の両端電圧を検出する第２の電圧検出器２４と、第１の電圧検出器２３と第２の電圧検出器２４とからの電圧に基づき過電圧を検出する過電圧検出部２５と、第１および第２の電圧検出器２３、２４により検出された電圧と電源位相検出部２１の電源位相とに基づき直流電圧指令値にフィードバック制御する第１および第２の双方向スイッチ１０、１１の動作によるコンバータ電圧Ｖｃをそれぞれ演算するコンバータ電圧演算部２６と、過電流検出部２２および過電圧検出部２５からの信号とコンバータ電圧演算部２６により演算されたコンバータ電圧Ｖｃから２つの双方向スイッチ１０、１１の動作信号を生成する動作信号生成部２７とを備えている。

第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７は、コンデンサ両端間の電圧が平衡している必要がある。それは、コンバータ電圧Ｖｃが一方のコンデンサの両端電圧を交互に出力するからであり、この電圧レベルがＶｏ／２ではない場合、コンバータ電圧Ｖｃが非対称の高調波歪みを有する電圧源となるため、リアクタ５に流れる電流Ｉに高調波電流が発生してしまう。また、高調波電流が増加するだけでなく、直流オフセット成分が入力電流に重畳するため、交流電源１に接続される他の機器への悪影響を及ぼすことが懸念される。さらに、コンデンサの両端に印加される電圧が一方のみコンデンサの耐圧を超えることも懸念され、また、一方のみのコンデンサだけ劣化が進行する恐れもある。

そこで、第１のコンデンサ６の両端電圧を検出する第１の電圧検出器２３、第２のコンデンサ７の両端電圧を検出する第２の電圧検出器２４により、相互のコンデンサ両端電圧を検出する。例えば、図５（ｂ）では、第１の双方向スイッチ３をオンすると第２のコンデンサ７が充電され、図５（ｃ）では、第２の双方向スイッチ４をオンすると第１のコンデンサ６が充電される。逆に交流電源１の極性が反転すると、図５（ｆ）のように第１の双方向スイッチ３をオンすると第１のコンデンサ６が充電され、図５（ｇ）では、第２の双方向スイッチ４をオンすると第２のコンデンサ７が充電される。

このように、交流電源１の極性によって、スイッチと充電されるコンデンサが入れ替わる。この入れ替わりが、コンデンサ間の電圧アンバランスを発生させる。これについて以下に説明する。

第１のスイッチ双方向１０と第２の双方向スイッチ１１が共にオンしている場合、前述したようにコンバータ電圧Ｖｃは０となる。しかしながら、２つの双方向スイッチ１０、１１は、図１もしくは図９ではＩＧＢＴとダイオード整流器とにより構成されており、これら半導体は、オン状態でも僅かながら飽和電圧が発生し、電圧＝０ではない。したがって、交流電源１の正極性の時、コンバータ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＞０であり、負極性の時、コンバータ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＜０である。

コンバータ電圧Ｖｃは交流電源１の電圧Ｖｓより遅れ位相になっている。したがって、ＶｓとＶｃの極性が反対極性となる状態が交流電源１のゼロクロス直後に発生する。このゼロクロス直後の極性違いの状態では、スイッチングにより充電されるコンデンサと飽和電圧の関係が反転する。そのため、充電されるコンデンサが交流電源１の極性によって入れ替わると、この僅かな極性違いの区間における僅かな飽和電圧だけが誤差電圧となり、相殺されずに一方だけのコンデンサに充電されてしまう。

これは、例えば、負極の飽和電圧が第１のコンデンサ６に、正極の飽和電圧が第２のコンデンサ７に充電されることを意味する。なお、逆の極性の飽和電圧も各々のコンデンサ６、７に充電されることもあり得ることを断っておく。

従って、本実施の形態２では、ゼロクロス付近のアンバランス発生要因であるこの誤差電圧を必ず一方のコンデンサに充電するように第１および第２の双方向スイッチ１０、１１を動作させる。図１０を使用して説明する。図１０は実施の形態２の交流直流変換装置における第１および第２の双方向スイッチの動作信号の割付を示す波形図である。なお、図１０は、図８の変調信号に対応して記載するため、図８（ａ）の変調信号である正弦波に対応しているのが、図１０（ａ’）の実線の正弦波である。同図（ａ’）の一点鎖線の正弦波は交流電源１の電圧Ｖｓを表す。交流電源１の電圧Ｖｓを１／４周期毎の区間に分け、それを１〜４と図１０に示す。交流電源１の立上りゼロクロス点から正極性でのピーク点までを区間１とし、正極性のピーク点から立下りのゼロクロス点までを区間２とする。

図８において、２つの双方向スイッチ１０、１１を動作させる動作信号（ｃ）、（ｄ）はｄｕｔｙ幅が異なるため、（ｃ）で動作させた場合と（ｄ）で動作させた場合ではコンデンサへの充電量は異なる。図８（ｃ）の信号は第１の双方向スイッチ１０であるＳａの動作信号とし、（ｄ）の信号は第２の双方向スイッチ１１であるＳｂの動作信号とすると、図１０に示す区間１では図８（ｃ）の信号による充電は第２のコンデンサ７に、区間３では第１のコンデンサ６に行われる。前述の遅れ位相による飽和電圧の誤差が無ければ、図８（ｃ）の動作信号をＳａへ割り当てておけば、交流電源１の極性反転により、充電コンデンサが入れ替わるので、充電量が相殺され、アンバランスは発生しない。

しかしながら、飽和電圧の誤差のため、図８（ｃ）の信号は、第１の双方向スイッチ１０であるＳａと第２の双方向スイッチ１１であるＳｂの両者に均等に割り振る。区間１と区間３での倍電圧整流における充電コンデンサを一致させるため、区間１と区間３、区間２と区間４で図８（ｃ）、（ｄ）の動作信号の割り振りを変える。

図１０における（ｆ）の信号は、図８（ｃ）の動作信号の割付を表した信号である。図８（ｃ）の信号を区間１と４は第１の双方向スイッチ１０であるＳａ、区間２と３は第２の双方向スイッチ１１であるＳｂに割り付ける。同様に図１０（ｇ）の信号は、図８（ｄ）の動作信号の割付を示した信号である。図１０（ｆ）と（ｇ）に示すように、交流電源１の１／４周期毎に動作信号の割付を変化させ、電源半波での位相角と充電コンデンサの配分を一致させるように動作信号を割り当てる。

このようにユニポーラ変調で得られた動作信号を、充電されるコンデンサを考慮して再割付することで電圧のアンバランスを抑制することができる。また、前記では、区間１と４、区間２と３の組み合わせにて再割付の信号を生成したが、充電されるコンデンサを考慮して再割付すればよく、例えば、交流電源１の極性に応じて、充電されるコンデンサが入れ替わるため、交流電源１の極性に合わせて再割付をしても同等の効果が得られる。交流電源１の極性に合わせることは、区間１と２、区間３と４で組み合わせることとなる。

さらに、第１の電圧検出器２３は、第１のコンデンサ２３を充電するスイッチのための変調率を算出するために使用し、第２の電圧検出器２４は第２のコンデンサを充電するスイッチのための変調率を算出するために利用する。

以上のように実施の形態２によれば、充電モードが電源の位相角で常時一致するように２つの双方向スイッチ１０、１１の動作信号の割付を変更し、さらに、２つの双方向スイッチ１０、１１をオン・オフする動作信号の変調率算出を各々検出する電圧に基づいて実施することで、第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７との間のコンデンサ電圧のアンバランスを極力抑制することが可能となる。

また、第１および第２の電圧検出器２３、２４により検出された電圧との差電圧を演算し、差電圧の分だけ双方のコンデンサ充電量を調整するように変調率を操作しても、前記と同等の効果を有することは言うまでもない。さらに、１キャリア中に第１および第２の電圧検出器２２、２３による差電圧をＰＷＭのｄｕｔｙ比として補正し、コンデンサの充電量を操作することでアンバランスを抑制するよう制御しても前記と同等の効果を有することは言うまでもない。

なお、本実施の形態２では、第１の電圧検出器２３で第１のコンデンサ６の電圧を、第２の電圧検出器２４で第２のコンデンサ７の電圧を検出するように構成しているが、これに限定されるものではなく、例えば、直流負荷８に印加される直流電圧Ｖｏと第２の電圧検出器２４にて検出される第２のコンデンサ７の電圧を検出し、第１のコンデンサ６の電圧を検出しなくとも演算により求めるようにしても良い。

さらに、本実施の形態２では、ユニポーラ変調にて説明しているため、交流電源１の同一極性中に倍電圧整流となるスイッチのオン動作モードが２種類、図５の（ｃ）と（ｄ）、（ｆ）と（ｇ）が必ず発生しているが、ユニポーラ変調を用いない構成の場合、必ず倍電圧整流の異なる動作モード、換言すると直列に接続された２つのコンデンサ６、７の双方共に整流器２の入力端子に接続されることが必要であり、これによりコンデンサ電圧のアンバランスを抑制することが可能となる。さらに、交流電源１の異極性において各々のコンデンサ６、７の充電量は平衡させるよう２つの双方向スイッチ１０、１１の動作を制御することが重要である。

また、図１１に示すように第１および第２のコンデンサ６、７に並列に抵抗１２、１３よりなる分圧回路を接続することで、直流電圧Ｖｏの分圧電圧が第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７の接続点となる中間電圧となるため、コンデンサ間の電圧差が抵抗分圧によって抑制できる。さらに、図１や図９に示すようにリアクタ５を交流電源１の片側のみに挿入するのではなく、図１１に示すように両側にリアクタ５ａ、５ｂを挿入することによってもアンバランスを低減することができる。このような回路要素の追加によっても電圧のアンバランスを抑制できる。

また、本実施の形態２では、コンデンサ電圧を平衡化するように動作させて高調波電流の抑制や直流オフセット成分の抑制を図る構成としているが、これに限定されるものではなく、例えば、入力電流の高調波電流を検出するために、入力電流検出器を設け、高調波電流を少なくするように変調率や振幅を補正するような構成としても何ら問題が無く、同等の効果を有することは言うまでもない。

更に言えば、入力電流ではなく、第１および第２の双方向スイッチ１０、１１の接続点と第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７の接続点との間を流れる中性点電流を検出し、このオフセット成分を抑制するように構成しても、同等の効果を有することは言うまでもない。

以上のように構成することにより、コンデンサ間のアンバランスを抑制し、アンバランス抑制により発生する高調波電流、特に偶数次を抑制できる。さらに、直流オフセット成分も抑制でき、交流電源系統に接続される他の機器への影響を抑えることができ、信頼性の高い交流直流変換装置を得ることができる。またさらに、コンデンサの耐圧を必要以上に高くすることなく適正な値のものを使用でき、一方のみのコンデンサの劣化進行も抑制できる。

実施の形態３．
図１２は本発明の実施の形態３に係る交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。なお、図１、図９で説明した実施の形態１、２と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図１２に示す交流直流変換装置は、第１および第２の双方向スイッチ１０、１１の接続点と第１および第２のコンデンサ６、７の接続点との間に、２つの双方向スイッチ１０、１１の短絡破損時に回路を保護するためのリレー１４（第３の双方向スイッチ）が設けられ、直列接続の抵抗１２、１３に並列に接続された平滑コンデンサ１６を備えている。この平滑コンデンサ１６は、第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７の直列接続による両端電圧を安定化させるためである。また、交流電源１との接続線に挿入されたヒューズ１５を備えている。

前述した平滑コンデンサ１６は、前述の通り直列接続された第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ７の接続点である中性点電圧をコンバータ電圧Ｖｃに利用してコンバータ電圧Ｖｃを制御している。しかしながら、コンデンサは直列接続すると、合成コンデンサ容量が単品でのコンデンサ容量に対し低下する。例えば、第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７の容量が共に１０００ｕＦの場合、合成コンデンサ容量は、その半分の５００ｕＦとなる。そこで、平滑コンデンサ１６により、低下したコンデンサ容量を補助する。言い換えると、直流負荷８に対し、コンデンサ容量として１０００ｕＦ必要であると仮定すると、第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７の容量が共に１０００ｕＦとし、平滑コンデンサ１６の容量を５００ｕＦとすれば、合成コンデンサ容量が１０００ｕＦとなる。

このように、直流負荷８に対し、必要なコンデンサ容量を平滑コンデンサ１６により補助することで、部品点数を少なく、必要な容量を確保することができる。

なお、コンデンサは容量と耐圧にて価格が決まるが、平滑コンデンサ１６は、第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７に対し、少ない容量で直流負荷８に対して大きな容量が確保できるが、２倍の耐圧が必要となる。容量ＵＰよりも耐圧ＵＰの方がコスト高であるならば、平滑コンデンサ１６を接続するのではなく、第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７の容量ＵＰで実現しても何ら差し支えなく、最少のコストアップで実現できることは言うまでもない。

次に、リレー１４について説明する。第１および第２の双方向スイッチ１０、１１は、それぞれＩＧＢＴ３ａ、４ａなどのスイッチング素子が短絡故障を起こさないようにするための電流検出部３ｃ、４ｃを備えており、短絡故障は過電流検出部２２により保護されている。しかしながら、製品の安全性をさらに確保するために過電流保護されない稀な場合に備えてリレー１４が設けられている。このリレー１４は、通常オンしており、オフする場合は稀な保護動作のみである。

引用の特許文献１、２では、スイッチング素子が短絡故障すると、交流電源を常時短絡することとなるため、必ず交流電源からの入力側に設置されるヒューズが溶断し、製品の破損が進まないようにしている。また、引用の特許文献３、４では、スイッチング素子が短絡故障した場合、もう一方のリレーであるスイッチがオンのときにヒューズが溶断し、リレーであるスイッチがオフしている場合は、倍電圧整流状態となって問題なく動作可能になっている。

本実施の形態３では、スイッチング素子（ＩＧＢＴ３ａ、４ａ）を２個用い、仮に一方が短絡故障している場合に他方がオンしている条件では、前述の特許文献３、４と同様に短絡電流が流れる。しかしながら、短絡故障を発生させないための電流検出部３ｃ、４ｃを有しているため、ヒューズ１５が溶断する前に過電流保護により動作保護されることとなる。

前述したように従来技術では、短絡故障していれば必ずヒューズが溶断することで製品が動作しなくなり、ユーザーが故障を認識できるが、本実施の形態３では、一方のスイッチング素子が短絡故障しても、他方のスイッチ素子が正常に動作していれば、ヒューズ１５を溶断することなく、交流直流変換装置としては動作を継続することとなる。このような状況の元で動作を継続すると、交流電源系統に高調波電流を多く流出し、直流オフセットが重畳した電流を流すこととなり、例えば、一般家庭に使用される電化製品などへの悪影響を及ぼすことが予想される。

そこで、本実施の形態３では、前述したように、第１および第２の双方向スイッチ１０、１１の接続点と、第１および第２のコンデンサ６、７の接続点との間にリレー１４が挿入されており、さらに、過電流検出部２２からの異常信号が多発する場合に、スイッチング素子の短絡故障と判断して第１および第２の双方向スイッチ１０、１１の動作を停止させ、リレー１４をオフさせるような信号を出力する。

一方のスイッチング素子が短絡故障していると、倍電圧整流を同じ動作モードとなるため、直流負荷８側には全波整流を基準にした場合の２倍の電圧が出力される。直流負荷８側でその耐圧まで保証されていれば良いが、例えば、国内２００Ｖを電源とした場合、倍電圧時には５６５Ｖ程度が出力され、交流電源系統の電圧変動が＋１０％のとき６２２Ｖまで上昇してしまう。通常の半導体の耐圧は６００Ｖが一般的であり、それ以上の耐圧はコストアップの要因となるため、負荷側は６００Ｖ以上の印加電圧は容認できない場合が多いと予測される。そこで、リレー１４の開動作により、必ず全波整流による整流電圧程度の出力に抑制することで、接続する直流負荷８の耐圧破壊を抑制することができる。

次に、過電圧保護について説明する。正常状態であれば、第１および第２の双方向スイッチ１０、１１を共にオフする。この時、過電圧保護レベルとしては全波整流基準の電圧より高い第１の過電圧レベルとすると、２つの双方向スイッチ１０、１１を共にオフしても、この第１の過電圧レベルを下回らない場合は、例えば、第１の過電圧レベルより高く、倍電圧整流基準より低く設定された第２の過電圧レベルを超えた場合に、前記のリレー１４をオフするようにする。

これにより、ノイズなどによる誤動作や直流負荷８の急停止などによる直流電圧Ｖｏの上昇に対し、過電圧保護で２つの双方向スイッチ１０、１１の動作を停止させ、それでも電圧が低下しない場合は、何れか一方のスイッチが破損している恐れもあるので、リレー１４をオフし、強制的に全波整流モードとする。

また、第２の過電圧レベルよりも高い第３の過電圧レベルを設定しておき、第１および第２の双方向スイッチ１０、１１における短絡破損の保護のためのリレー１４が溶着し、第３の過電圧レベルを超えるようであれば、２つの双方向スイッチ１０、１１の双方ともオンさせて、電源短絡を強制的に発生させ、ヒューズ１５を溶断させるように動作させても良い。

なお、第３の過電圧保護レベルによる動作は、回路のハードウェアにて実施しても良いし、制御マイコンなどのソフトウェアで実施してもよい。これにより、保護のための部品の保護も実現でき、念には念を入れた保護であることから、本実施の形態３の交流直流変換装置を採用した製品の信頼性が向上する。

実施の形態４．
図１３は本発明の実施の形態４に係る圧縮機駆動装置を示す回路ブロック図、図１４は空気調和機の冷媒回路図である。なお、今までに述べた実施の形態と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
本実施の形態４の圧縮機駆動装置は、図１３に示すように、交流直流変換装置と、この交流直流変換装置の出力端に接続されたインバータ１８と、インバータ１８の出力端に接続されたモータ３０ａ（永久磁石モータ）とから構成されている。モータ３０ａは、図１４に示すように、空気調和機の冷媒回路上に設けられた圧縮機３０のモータである。前記の交流直流変換装置により、出力の直流電圧Ｖｏを全波整流前後から倍電圧整流前後まで任意に可変することができる。これにより、圧縮機３０のモータ設計の自由度が増す。

例えば、空気調和機のように、運転時間が長い低速回転にて効率が良くなるようにモータ３０ａを設計すると、モータ３０ａの起電圧定数が上昇し、急速冷房、急速暖房時のモータ最高回転数に必要なモータ印加電圧が上昇してしまうため、昇圧限界までのモータ設計としなければならなかった。

そこで、本実施の形態４の圧縮機駆動装置を空気調和機に適用した場合、急速冷房、急速暖房時の出力である直流電圧Ｖｏを昇圧し、モータ最高回転数に必要な直流電圧Ｖｏを任意に可変させることが可能となる。これにより、低速運転時に効率が良くなるようにモータ３０ａを設計し、最高回転時には、交流直流変換装置にて直流電圧Ｖｏを昇圧することで最高回転数を確保することができる。

これにより、急速冷房、急速暖房、過負荷運転時の空気調和機の性能を落とすことなく、低速運転時、言い換えるとユーザーの通常使用時の効率を向上させることができる。

また、出力の直流電圧Ｖｏをモータ３０ａの回転数や負荷トルク、軸出力やインバータ出力に応じて制御することにより、モータ３０ａに対して最適な直流電圧Ｖｏとなり、インバータ１８の動作により発生するモータ３０ａでの鉄損が抑制されるため、モータ３０ａおよびインバータ１８の効率を高めることができる。

なお、モータ３０ａを駆動する場合、高速回転時は高い直流電圧Ｖｏが必要であるが、低速時は直流電圧Ｖｏが低くてもモータ３０ａを駆動することが可能であるので、図４に示すようなスイッチングにて第１および第２の双方向スイッチ１０、１１を動作させるよりも、従来技術にて示される図２のようなスイッチングにより動作させて直流電圧Ｖｏを確保するようにしても良い。

また、モータ３０ａを駆動する場合、モータ３０ａの回転数に応じて、第１および第２の双方向スイッチ１０、１１の動作を図２あるいは図４の方式の何れかに切り替えても何ら差し支えなく、モータ３０ａおよびインバータ１８、交流直流変換装置の全てを含めた全体の効率が高くなるように構成しても前述と同等の効果もしくはそれ以上の効果を有することは言うまでもない。さらに、図２では電源半周期に１パルスのみの動作であるが、数回程度の動作であれば何ら支障はなく、ノイズ発生量が増えないレベル以下のパルス数が望ましい。

実施の形態５．
図１５は本発明の実施の形態５の交流直流変換装置における制御回路の動作信号生成部を示す制御ブロック図、図１６は実施の形態５の交流直流変換装置におけるパルス密度変調の動作波形図、図１７は実施の形態５の交流直流変換装置におけるパルス幅変調とパルス密度変調を示す波形図である。
本実施の形態５は、モータ３０ａを駆動するインバータ１８を負荷とする交流直流変換装置の制御回路２０の動作信号生成部２７に、一般的なアナログディジタル変換などで用いられているΔΣ変換器４０を適用したものである。このΔΣ変換器４０は、積分器４１と、量子化器４２と、遅延回路４３とを有し、入力信号をパルス密度変調（ＰＤＭ）する。前述の実施の形態まではユニポーラ変調にて説明していたが、ユニポーラ変調も三角波を搬送波として変調信号、ここでは、コンバータ電圧Ｖｃと比較し、第１及び第２の双方向スイッチ１０、１１の動作信号を生成している。したがって、ユニポーラ変調もパルス幅変調（ＰＷＭ）にて動作波形を生成していると言える。

第１の双方向スイッチ１０と第２の双方向スイッチ１１とに動作信号を分配するために、前述の如くユニポーラ変調を用いて説明したが、パルス密度変調について説明する。

ＰＤＭは、パルス間の密度にて変調をかける方式であり、図１６（ａ）に示す正弦波をパルス密度変調すると、図１６（ｂ）のような信号が得られる。本実施の形態５の交流直流変換装置は、可能な限り、低周波スイッチングにして、引用の特許文献１又は２でのノイズ対策の部品レベルにコストを抑制することが目的である。

そこで、ユニポーラにて変調波のコンバータ電圧Ｖｃをパルス密度変調すると、ＰＷＭによる波形に対し、さらに、スイッチングの少なくノイズ発生の少ない動作信号を得ることができる。これにより、１〜５ｋＨｚといった低周波スイッチングをさらに低周波のスイッチングにすることができ、ノイズ対策費用を削減し、コストアップを抑制できる。

また、パルス密度変調は、ＤＡ変換としても利用可能であるため、前述とは異なり、コンバータ電圧ＶｃをまずＰＷＭにて動作信号を生成し、そのＰＷＭ信号をパルス密度変調（ＰＤＭ）することでも適用できる。このように構成すると、図１７に示すように、ＰＷＭ信号よりパルス数を低減でき、特にピーク付近でのスイッチングを抑制することができる。これにより、自己発生ノイズをＰＷＭ制御より低減でき、安価なノイズ対策で実用化できる。

なお、本実施の形態５では、パルス密度変調にて説明したが、何もパルス密度変調（ＰＤＭ）でなくとも構わず、例えば、位相角を所定区間に分割し、その中で時間比率を分配するように構成しても良い。さらに、負荷量が一定、この場合はモータ３０ａの出力が一定のとき、位相角に応じてＰＷＭ信号のｄｕｔｙ比率が一意に設定されるため、繰返し制御などを利用し、パルス数を低減させるように構成しても良い。これにより、ＰＤＭと同様にスイッチングを少なくなり、発生ノイズを抑制できるので安価なノイズ対策で実用化できる。

また、各実施の形態では、低周波でスイッチングしており、１〜５ｋＨｚと低いキャリア周波数のＰＷＭであっても、ＰＤＭであっても、低周波スイッチングとなるため、耳障りな低い電磁騒音がリアクタ５から聞こえる。例えば図１８に示すように、中央部に巻線５１が施されている形状のリアクタ５の場合は、中央部のコア５２が電磁石となり、頭上の横向きになったコア５３を引き寄せ、ここが振動するために電磁騒音の原因となっている。中央部のコア５２と上側のコア５３には空隙、所謂ギャップがある。そこで、図１８に示すように、そのギャップに例えば非磁性材の樹脂部材５４を挿入することで、上側のコア５３の撓み振動を抑制し、リアクタ５からの電磁騒音を抑制できる。コア５２、５３から発生する電磁騒音であるため、巻線５１がアルミ線、銅線、その他の素材であっても同等の効果を有することは言うまでもない。

なお、ギャップに非磁性材の樹脂部材５４を挿入したことを述べたが、これに限定されるものではなく、リアクタ５からの電磁騒音を抑制することが可能な構造であれば何でも良い。さらに、ＰＷＭ制御の場合、キャリア周波数成分を主成分とするピーク音が発生するが、ＰＤＭにした場合、キャリア周波数による特定周波数のピークが分散され、耳障りの悪いピーク音を抑制できる。またさらに、ＰＷＭ制御で空間ベクトル制御などを用いてベクトルをランダムにばらつかせてキャリア周波数成分を分散させても差し支えない。

またさらに、第１および第２の双方向スイッチがＩＧＢＴ３ａ、４ａとダイオード整流器３ｂ、４ｂとで構成されていることを述べたが、図１９に示すように、一方向に電流を流す直列接続の第１のスイッチング素子６０および第１のダイオード６１と、前記第１のスイッチング素子６０および第１のダイオード６１に並列に接続され、前記電流を逆方向に流す直列接続の第２のスイッチング素子６２および第２のダイオード６３とから構成される双方向スイッチであっても良い。なお、図１９では第１のスイッチング素子６０と第１のダイオード６１との接続点と、第２のスイッチング素子６２と第２のダイオード６３との接続点とが接続されていないが、これらの接続点を接続した双方向スイッチであっても良い。

本発明の直流交流変換装置の活用例として、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、インバータの電源装置として利用でき、モータ３０ａを駆動するインバータ１８に適用することによる省エネの実現、安価でノイズの少ない交流直流変換装置を、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機などへの適用も可能である。さらには、モータ３０ａではなく、静止物、例えば電磁誘導加熱調理器など電磁誘導を用いる製品への適用も可能である。

Claims (29)

1. 交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、
   該整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、
   一端が前記整流器の一方の入力端子に接続され、他端が前記複数のコンデンサの接続点に接続された第１の双方向スイッチと、
   一端が前記整流器の他方の入力端子に接続され、他端が前記第１の双方向スイッチの他端に接続された第２の双方向スイッチと、
   前記整流器に入力される電圧から所望の出力電圧値に制御するように交流電源の半周期間中に前記第１および第２の双方向スイッチを動作させる制御手段と
   を備えたことを特徴とする交流直流変換装置。
2. 前記第１および第２の双方向スイッチの他端の接続点と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された常閉の第３の双方向スイッチを備えたことを特徴とする請求項１記載の交流直流変換装置。
3. 前記制御手段は、前記整流器の入力端子間の電圧が正弦波状になるように前記第１および第２の双方向スイッチを動作信号で動作させることを特徴とする請求項１又は２記載の交流直流変換装置。
4. 前記制御手段は、前記整流器の入力端子間の電圧の振幅および位相差の何れかが少なくとも一方を制御するように前記第１および第２の双方向スイッチを動作させることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の交流直流変換装置。
5. 前記制御手段は、前記第１および第２の双方向スイッチをそれぞれＰＷＭした動作信号により動作させることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の交流直流変換装置。
6. 前記制御手段により生成されたそれぞれのＰＷＭの動作信号は、交流電源の所定の位相角毎に交互に切り替えて前記第１および第２の双方向スイッチを動作させることを特徴とする請求項５記載の交流直流変換装置。
7. 前記制御手段は、ＰＷＭした動作信号をさらにＰＤＭして前記第１および第２の双方向スイッチを動作させることを特徴とする請求項５又は６記載の交流直流変換装置。
8. 前記制御手段は、ＰＷＭした動作信号を所定の位相角毎に発生比率に応じて再配分して前記第１および第２の双方向スイッチの動作回数を低下させることを特徴とする請求項５又は６記載の交流直流変換装置。
9. ＰＷＭのキャリアは５ｋＨｚ以下であることを特徴とする請求項５乃至８の何れかに記載の交流直流変換装置。
10. 前記制御手段は、前記第１および第２の双方向スイッチの動作信号をＰＤＭにて生成したことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の交流直流変換装置。
11. 前記制御手段は、
    前記第１および第２の双方向スイッチを共にオフする全波整流モードと、
    前記第１の双方向スイッチをオンし、前記第２の双方向スイッチをオフする第１の倍電圧整流モードと、
    前記第１の双方向スイッチをオフし、前記第２の双方向スイッチをオンする第２の倍電圧整流モードと、
    前記第１および第２の双方向スイッチを共にオンする電源短絡モードとを備え、
    交流電源の半周期間中に前記４つのモード全てを発生させることを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載の交流直流変換装置。
12. 前記制御手段は、前記第１の倍電圧整流モードと前記第２の倍電圧整流モードを、交流電源の同一極性中の発生割合が均一化するように制御することを特徴とする請求項１１記載の交流直流変換装置。
13. 前記制御手段は、前記第１の倍電圧整流モードと前記第２の倍電圧整流モードを、互いに交流電源の異なる極性中の発生割合が均一化するように制御することを特徴とする請求項１１記載の交流直流変換装置。
14. 前記制御手段は、前記第１の倍電圧整流モードと前記第２の倍電圧整流モードが交互に発生するように制御することを特徴とする請求項１１記載の交流直流変換装置。
15. 前記複数のコンデンサの両端電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、
    前記制御手段は、前記電圧検出器により検出された複数のコンデンサの両端電圧の差が小さくなるように前記第１の倍電圧整流モードと前記第２の倍電圧整流モードの発生割合を制御することを特徴とする請求項１１乃至１４の何れかに記載の交流直流変換装置。
16. 前記整流器の負極側に接続されたコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器を備え、
    前記制御手段は、前記電圧検出器により検出されたコンデンサの両端電圧と出力電圧とから残りのコンデンサの両端電圧を演算し、かつ、これら両端電圧の差が小さくなるように前記第１の倍電圧整流モードと前記第２の倍電圧整流モードの発生割合を制御することを特徴とする請求項１１乃至１４の何れかに記載の交流直流変換装置。
17. 前記制御手段は、出力電力もしくは入力電流に応じて所望の出力電圧値が得られるように前記第１および第２の双方向スイッチを動作させることを特徴とする請求項１乃至１６の何れかに記載の交流直流変換装置。
18. 前記制御手段は、交流電源の半周期間中に前記第１および第２の双方向スイッチを動作させて所望の出力電圧値に制御し、出力電圧が所定値以上のときに前記第３の双方向スイッチをオフすることを特徴とする請求項２乃至１７の何れかに記載の交流直流変換装置。
19. 前記制御手段は、出力電圧が予め設定された第１の電圧レベルよりも高いときに、前記第１および第２の双方向スイッチを強制的にオフし、出力電圧が第１の電圧レベルよりも高く設定された第２の電圧レベルよりも高いときは、前記第３の双方向スイッチをオフすることを特徴とする請求項２乃至１７の何れかに記載の交流直流変換装置。
20. 前記整流器の入力端側に挿入されたヒューズを備え、
    前記制御手段は、出力電圧が予め設定された第１の電圧レベルよりも高いときに、前記第１および第２の双方向スイッチを強制的にオフし、出力電圧が第１の電圧レベルよりも高く設定された第２の電圧レベルよりも高いときは、前記第３の双方向スイッチをオフし、さらに、出力電圧が第２の電圧レベルよりも高く設定された第３の電圧レベルよりも高いときは、第１および第２の双方向スイッチを強制的にオンして、前記ヒューズを溶断させることを特徴とする請求項２乃至１７の何れかに記載の交流直流変換装置。
21. 前記複数のコンデンサに並列に接続された平滑コンデンサを備えていることを特徴とする請求項１乃至２０の何れかに記載の交流直流変換装置。
22. 前記複数のコンデンサに並列に接続された分圧回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至２１の何れかに記載の交流直流変換装置。
23. 前記リアクタは、前記整流器の各入力端側にそれぞれ挿入されていることを特徴とする請求項１乃至２２の何れかに記載の交流直流変換装置。
24. 前記リアクタは、磁束の空隙部に電磁騒音抑制のための非磁性材が挿入されていることを特徴とする請求項１乃至２３の何れかに記載の交流直流変換装置。
25. 前記第１および第２の双方向スイッチは、少なくともダイオード整流器とスイッチング素子にて構成されていることを特徴とする請求項１乃至２４の何れかに記載の交流直流変換装置。
26. 前記第１および第２の双方向スイッチは、一方向に電流を流す直列接続の第１のスイッチング素子および第１のダイオードと、前記第１のスイッチング素子および第１のダイオードに並列に接続され、前記電流を逆方向に流す直列接続の第２のスイッチング素子および第２のダイオードとからなることを特徴とする請求項１乃至２４の何れかに記載の交流直流変換装置。
27. 請求項１乃至２６の何れかに記載の交流直流変換装置と、
    出力端に圧縮機のモータが接続され、前記交流直流変換装置からの直流電力を交流電力に変換するインバータと
    を備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。
28. 前記交流直流電源装置の制御手段は、第１の双方向スイッチもしくは第２の双方向スイッチの少なくとも一方が電源半周期に１回から数回程度動作させる制御モードを有し、前記モータの回転数又はモータ入力に応じて当該制御モードに切り替えることを特徴とする請求項２７記載の圧縮機駆動装置。
29. 請求項２７又は２８記載の圧縮機駆動装置により冷媒が循環されることを特徴とする空気調和機。

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