JP6541074B2 - 三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラム - Google Patents
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本発明は、三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムに関する。
空気調和機（空調機）には、主として、圧縮機のモータを自在に駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖ三相交流電源）から入力された三相の交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。
ここで、通常の整流回路（例えば、良く知られているダイオードブリッジ回路等）では、出力される直流電圧が、入力される交流電圧の振幅（最大値）となる。したがって、モータが、それ以上の高い直流電圧を必要とする場合には対応できない。
このような課題に対し、三相交流電源電圧の振幅の２倍の直流電圧値を持つ直流が得られる三相倍電圧整流装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
このような課題に対し、三相交流電源電圧の振幅の２倍の直流電圧値を持つ直流が得られる三相倍電圧整流装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
しかしながら、例えば特許文献１に示されるような三相倍圧整流回路では、商用電源からの入力電流が先に尖った波形となり、その結果、入力力率が低下するばかりでなく、商用電源側への高調波電流が増加し得る。
本発明の目的は、入力力率を改善し、高調波電流を抑制可能な三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムを提供することにある。
本発明の一態様によれば、三相倍電圧整流回路は、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、前記倍電圧回路を制御する倍電圧回路制御部と、を備え、前記倍電圧回路制御部は、前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる。
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、３つの前記交流スイッチを、前記三相の交流電圧の１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせる。
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、３つの前記交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの前記交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設ける。
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、前記三相の交流電圧のゼロクロス点から、各相に対応する３つの前記交流スイッチの各々をオンさせるまでの期間を、前記三相交流電源から入力される電流の大きさに応じて変化させる。
また、本発明の一態様によれば、インバータ装置は、上述の三相倍電圧整流回路と、前記倍電圧整流回路から出力される直流電圧を、負荷を所望に駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換するインバータ回路と、を備える。
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合には、３つの前記交流スイッチの全てをオフさせる。
また、本発明の一態様によれば、空気調和機は、上述のインバータ装置と、前記負荷として、前記インバータ回路から出力される負荷駆動用交流電圧に基づいて回転駆動するモータと、を備える。
また、本発明の一態様によれば、前記モータのモータ誘起電圧定数は、当該モータが中間回転数で回転駆動する場合に前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、３つの前記交流スイッチの全てがオフしている場合における前記インバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている。
また、本発明の一態様によれば、三相倍電圧整流回路の制御方法は、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、を備える三相倍電圧整流回路の制御方法であって、前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせるステップを有する。
また、本発明の一態様によれば、プログラムは、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、を備える三相倍電圧整流回路のコンピュータを、前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる倍電圧回路制御部として機能させる。
上述の三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムによれば、入力力率を改善し、高調波電流を抑制できる。
＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１〜図１３を参照しながら詳細に説明する。
以下、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１〜図１３を参照しながら詳細に説明する。
（インバータ装置の回路構成）
図１は、第１の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
図１に示すインバータ装置１は、空気調和機（空調機）の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための三相交流モータ（モータ４）に対し、別途入力された回転数指令に応じた負荷駆動用交流電圧（三相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である三相交流モータ（モータ４）を所望の回転数で回転駆動させる。
なお、インバータ装置１は、商用電源である三相交流電源３から供給される三相交流電圧を、上記負荷駆動用交流電圧に変換して出力する。ここで、三相交流電源３は、例えば、ＡＣ２００Ｖ（実効値２００Ｖ）で周波数が５０Ｈｚ（若しくは６０Ｈｚ）の交流電圧であって、位相が互いに１２０°ずつ異なるＲ相、Ｓ相、Ｔ相からなる三相の交流電圧を出力する。以下、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧を、それぞれ、「Ｒ相交流電圧」、「Ｓ相交流電圧」、「Ｔ相交流電圧」とも記載する。
図１は、第１の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
図１に示すインバータ装置１は、空気調和機（空調機）の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための三相交流モータ（モータ４）に対し、別途入力された回転数指令に応じた負荷駆動用交流電圧（三相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である三相交流モータ（モータ４）を所望の回転数で回転駆動させる。
なお、インバータ装置１は、商用電源である三相交流電源３から供給される三相交流電圧を、上記負荷駆動用交流電圧に変換して出力する。ここで、三相交流電源３は、例えば、ＡＣ２００Ｖ（実効値２００Ｖ）で周波数が５０Ｈｚ（若しくは６０Ｈｚ）の交流電圧であって、位相が互いに１２０°ずつ異なるＲ相、Ｓ相、Ｔ相からなる三相の交流電圧を出力する。以下、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧を、それぞれ、「Ｒ相交流電圧」、「Ｓ相交流電圧」、「Ｔ相交流電圧」とも記載する。
図１に示すように、インバータ装置１は、三相倍電圧整流回路１Ａと、インバータ回路２０と、インバータ回路制御部２１と、を備えている。
三相倍電圧整流回路１Ａは、三相交流電源３から供給される三相の交流電圧を整流して、直流電圧を出力する。なお、以下の説明においては、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧を総称して「直流電圧Ｖｄｃ」とも記載する。三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）は、図１に示す正極出力線αと負極出力線βとの間に印加される。
本実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、後述するように、入力される三相の交流電圧の最大値の倍の倍電圧整流回路としての機能を有する。
三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成については後述する。
本実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、後述するように、入力される三相の交流電圧の最大値の倍の倍電圧整流回路としての機能を有する。
三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成については後述する。
インバータ回路２０は、三相倍電圧整流回路１Ａから出力された直流電圧Ｖｄｃを、モータ４を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換する。インバータ回路２０は、正極出力線αから負極出力線βにかけて直列に接続された２つのスイッチング素子を有してなる。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の対は、三相交流モータ（モータ４）を回転駆動させるための３つの相の各々に対応して設けられる。
インバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０を構成する各スイッチング素子のオン／オフを制御する制御用ＩＣ（いわゆるマイコン等）である。
具体的には、インバータ回路制御部２１は、上位装置から回転数指令を入力するとともに、負極出力線β上に設けられたモータ電流検出部Ｄを通じて、当該負極出力線βを流れる電流（モータ電流）を検出する。
インバータ回路制御部２１は、上記モータ電流を監視しながら、モータ４の回転数が、当該回転数指令に示される回転数となるようにインバータ回路２０を駆動させる。ここで、インバータ回路制御部２１は、一般に良く知られているＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に基づいてインバータ回路２０を制御する。
具体的には、インバータ回路制御部２１は、上位装置から回転数指令を入力するとともに、負極出力線β上に設けられたモータ電流検出部Ｄを通じて、当該負極出力線βを流れる電流（モータ電流）を検出する。
インバータ回路制御部２１は、上記モータ電流を監視しながら、モータ４の回転数が、当該回転数指令に示される回転数となるようにインバータ回路２０を駆動させる。ここで、インバータ回路制御部２１は、一般に良く知られているＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に基づいてインバータ回路２０を制御する。
次に、図１を参照しながら、三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成について説明する。
図１に示すように、三相倍電圧整流回路１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部１２と、ゼロクロス検出部１３と、３つのリアクトル（Ｒ相リアクトルＬＲ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴ）と、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、を有している。
図１に示すように、三相倍電圧整流回路１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部１２と、ゼロクロス検出部１３と、３つのリアクトル（Ｒ相リアクトルＬＲ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴ）と、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、を有している。
整流回路１０は、三相交流電源３から供給される三相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）を、各相に対応する３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々から入力して整流する。
整流回路１０は、６つの整流ダイオード（正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂ）で構成される。
整流回路１０の正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲを通じて入力されたＲ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａは、Ｒ相入力端子ＩＲから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、負極出力線βからＲ相入力端子ＩＲにかけて順方向接続される。
整流回路１０の正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳを通じて入力されたＳ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａは、Ｓ相入力端子ＩＳから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、負極出力線βからＳ相入力端子ＩＳにかけて順方向接続される。
整流回路１０の正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、三相交流電源３からＴ相入力端子ＩＴを通じて入力されたＴ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａは、Ｔ相入力端子ＩＴから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、負極出力線βからＴ相入力端子ＩＴにかけて順方向接続される。
整流回路１０は、６つの整流ダイオード（正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂ）で構成される。
整流回路１０の正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲを通じて入力されたＲ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａは、Ｒ相入力端子ＩＲから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、負極出力線βからＲ相入力端子ＩＲにかけて順方向接続される。
整流回路１０の正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳを通じて入力されたＳ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａは、Ｓ相入力端子ＩＳから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、負極出力線βからＳ相入力端子ＩＳにかけて順方向接続される。
整流回路１０の正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、三相交流電源３からＴ相入力端子ＩＴを通じて入力されたＴ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａは、Ｔ相入力端子ＩＴから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、負極出力線βからＴ相入力端子ＩＴにかけて順方向接続される。
また、３つのリアクトル（Ｒ相リアクトルＬＲ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴ）は、三相交流電源３と整流回路１０の３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々との間に電気的に接続されている。
具体的には、Ｒ相リアクトルＬＲは、三相交流電源３と整流回路１０のＲ相入力端子ＩＲとの間に接続される。また、Ｓ相リアクトルＬＳは、三相交流電源３と整流回路１０のＳ相入力端子ＩＳとの間に接続される。また、Ｔ相リアクトルＬＴは、三相交流電源３と整流回路１０のＴ相入力端子ＩＴとの間に接続される。
具体的には、Ｒ相リアクトルＬＲは、三相交流電源３と整流回路１０のＲ相入力端子ＩＲとの間に接続される。また、Ｓ相リアクトルＬＳは、三相交流電源３と整流回路１０のＳ相入力端子ＩＳとの間に接続される。また、Ｔ相リアクトルＬＴは、三相交流電源３と整流回路１０のＴ相入力端子ＩＴとの間に接続される。
２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）は、整流回路１０の正極出力線αと負極出力線βとの間において直列に接続されている。
具体的には、正極側コンデンサＣａは、正極出力線αと接続点Ｎとの間に接続され、負極側コンデンサＣｂは、負極出力線βと接続点Ｎとの間に接続される。
なお、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂは同じ容量値とされる。したがって、接続点Ｎは、正極出力線αと負極出力線βとの電位差の中間電位点となる。
具体的には、正極側コンデンサＣａは、正極出力線αと接続点Ｎとの間に接続され、負極側コンデンサＣｂは、負極出力線βと接続点Ｎとの間に接続される。
なお、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂは同じ容量値とされる。したがって、接続点Ｎは、正極出力線αと負極出力線βとの電位差の中間電位点となる。
倍電圧回路１１は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃを、三相交流電源３から入力される三相の交流電圧の最大値の２倍の電圧にするために設けられる。
ここで、以下の説明において、三相の交流電圧の振幅相当の直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」と記載し、三相の交流電圧の振幅の２倍相当の直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」と記載して区別する（Ｖｄｃ１＝１／２・Ｖｄｃ２）。例えば、三相交流電源３がＡＣ２００Ｖの交流電圧を出力する場合、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１は、２００√２Ｖとなり、２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２は、４００・２√２Ｖとなる。
倍電圧回路１１は、正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの間の接続点Ｎと、３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々との間に接続された３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）を有してなる。
上記３つの交流スイッチは、オンとなった場合に、双方向に電流を通過可能なスイッチ回路である。本実施形態に係る３つの交流スイッチは、いずれも、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）と４つのダイオードを組み合わせてなる。
上記３つの交流スイッチは、後述する倍電圧回路制御部１２から出力されるスイッチ制御信号によりオン／オフの制御がなされる。
ここで、以下の説明において、三相の交流電圧の振幅相当の直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」と記載し、三相の交流電圧の振幅の２倍相当の直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」と記載して区別する（Ｖｄｃ１＝１／２・Ｖｄｃ２）。例えば、三相交流電源３がＡＣ２００Ｖの交流電圧を出力する場合、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１は、２００√２Ｖとなり、２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２は、４００・２√２Ｖとなる。
倍電圧回路１１は、正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの間の接続点Ｎと、３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々との間に接続された３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）を有してなる。
上記３つの交流スイッチは、オンとなった場合に、双方向に電流を通過可能なスイッチ回路である。本実施形態に係る３つの交流スイッチは、いずれも、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）と４つのダイオードを組み合わせてなる。
上記３つの交流スイッチは、後述する倍電圧回路制御部１２から出力されるスイッチ制御信号によりオン／オフの制御がなされる。
倍電圧回路制御部１２は、倍電圧回路１１を制御する制御用ＩＣである。倍電圧回路制御部１２の具体的な機能構成については後述する。
ゼロクロス検出部１３は、三相交流電源３から出力される各相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）を監視する。ゼロクロス検出部１３は、各相の交流電圧のゼロクロス点（負電位から正電位に切り替わるタイミング、及び、正電位から負電位に切り替わるタイミング）を検出し、当該ゼロクロス点を示すゼロクロス検出信号を出力する。
（倍電圧回路制御部の機能構成）
図２は、第１の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図２に示すように、倍電圧回路制御部１２は、位相設定部１２０と、スイッチ素子制御部１２１と、を備えている。
図２は、第１の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図２に示すように、倍電圧回路制御部１２は、位相設定部１２０と、スイッチ素子制御部１２１と、を備えている。
位相設定部１２０は、ゼロクロス検出部１３から入力されたゼロクロス検出信号に基づいて、各交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）をオンさせるタイミング（位相）を設定する。
具体的には、本実施形態に係る位相設定部１２０は、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々についてのゼロクロス検出信号を受け付けたタイミングを基準として、当該タイミングから＋６０°の位相となるタイミングを示す位相指令信号をスイッチ素子制御部１２１（後述）に通知する。
具体的には、本実施形態に係る位相設定部１２０は、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々についてのゼロクロス検出信号を受け付けたタイミングを基準として、当該タイミングから＋６０°の位相となるタイミングを示す位相指令信号をスイッチ素子制御部１２１（後述）に通知する。
スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対しスイッチ制御信号を出力する。スイッチ制御信号とは、倍電圧回路１１を構成する３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）のオン／オフを制御する信号であって、具体的には、各交流スイッチを構成するスイッチング素子のゲート端子に入力される信号である。
スイッチ素子制御部１２１は、三相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）のうち上記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる。
より具体的に説明すると、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。更に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
ここで、各交流電圧の「ピーク」とは、当該交流電圧が最大値となるタイミング、及び、最小値となるタイミングの両方を含むものとする。
スイッチ素子制御部１２１のより詳細な動作については後述する。
スイッチ素子制御部１２１は、三相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）のうち上記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる。
より具体的に説明すると、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。更に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
ここで、各交流電圧の「ピーク」とは、当該交流電圧が最大値となるタイミング、及び、最小値となるタイミングの両方を含むものとする。
スイッチ素子制御部１２１のより詳細な動作については後述する。
（スイッチ素子制御部の機能）
図３は、第１の実施形態に係るスイッチ素子制御部の機能を説明する図である。
図３に示す各グラフは、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧と、スイッチ素子制御部１２１が出力する各スイッチ制御信号と、の関係を示している。
具体的には、図３に示す上から１つ目のグラフは、各相の交流電圧の時間変化を示している。図３に示すように、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々は、互いに１２０°の位相ずつずれながら所定の周期Ｔで振動している。
図３に示すＲ相交流スイッチ制御信号（上から２つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＲ相交流スイッチ１１Ｒに向けて出力する信号である。また、Ｓ相交流スイッチ制御信号（上から３つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＳ相交流スイッチ１１Ｓに向けて出力する信号である。そして、Ｔ相交流スイッチ制御信号（上から４つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＴ相交流スイッチ１１Ｔに向けて出力する信号である。
なお、以下の説明においては、周期Ｔ（位相３６０°）を１／６（位相６０°）ずつ分割してなる各期間Ｔ１〜Ｔ６を用いる。
図３は、第１の実施形態に係るスイッチ素子制御部の機能を説明する図である。
図３に示す各グラフは、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧と、スイッチ素子制御部１２１が出力する各スイッチ制御信号と、の関係を示している。
具体的には、図３に示す上から１つ目のグラフは、各相の交流電圧の時間変化を示している。図３に示すように、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々は、互いに１２０°の位相ずつずれながら所定の周期Ｔで振動している。
図３に示すＲ相交流スイッチ制御信号（上から２つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＲ相交流スイッチ１１Ｒに向けて出力する信号である。また、Ｓ相交流スイッチ制御信号（上から３つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＳ相交流スイッチ１１Ｓに向けて出力する信号である。そして、Ｔ相交流スイッチ制御信号（上から４つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＴ相交流スイッチ１１Ｔに向けて出力する信号である。
なお、以下の説明においては、周期Ｔ（位相３６０°）を１／６（位相６０°）ずつ分割してなる各期間Ｔ１〜Ｔ６を用いる。
スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０（図２）の位相指令信号に応じたタイミングで各交流スイッチをオン／オフ制御する。ここで、上述した通り、位相設定部１２０は、各交流電圧のゼロクロス点から６０°遅れたタイミングを示す位相指令信号を出力する。スイッチ素子制御部１２１は、当該位相指令信号により、各交流電圧が負電位から正電位、及び、正電位から負電位に切り替わったゼロクロス点から６０°遅れたタイミングにおいて各交流スイッチをオンさせる。
具体的には、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧が負電位から正電位に切り替わるタイミング（図３に示す位相０°）より１／６周期（＋６０°）遅れたタイミングを始点に、１／６周期（＋６０°）の時間幅（期間Ｔ２）だけＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧が正電位から負電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ３と期間Ｔ４との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ５）だけＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。
そうすると、Ｒ相入力端子ＩＲがオンとなる期間は、図３における位相６０°〜１２０°の期間（期間Ｔ２）、及び、位相２４０°〜３００°の期間（期間Ｔ５）となる。そして、当該期間Ｔ２、Ｔ５には、それぞれ、Ｒ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相９０°、２７０°）が含まれる。
そうすると、Ｒ相入力端子ＩＲがオンとなる期間は、図３における位相６０°〜１２０°の期間（期間Ｔ２）、及び、位相２４０°〜３００°の期間（期間Ｔ５）となる。そして、当該期間Ｔ２、Ｔ５には、それぞれ、Ｒ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相９０°、２７０°）が含まれる。
同様に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧が負電位から正電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ２と期間Ｔ３との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ４）だけＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧が正電位から負電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ５と期間Ｔ６との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ１）だけＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。
そうすると、Ｓ相入力端子ＩＳがオンとなる期間は、図３における位相０°〜６０°の期間（期間Ｔ１）、及び、位相１８０°〜２４０°の期間（期間Ｔ４）となる。そして、当該期間Ｔ１、Ｔ４には、それぞれ、Ｓ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相３０°、２１０°）が含まれる。
そうすると、Ｓ相入力端子ＩＳがオンとなる期間は、図３における位相０°〜６０°の期間（期間Ｔ１）、及び、位相１８０°〜２４０°の期間（期間Ｔ４）となる。そして、当該期間Ｔ１、Ｔ４には、それぞれ、Ｓ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相３０°、２１０°）が含まれる。
更に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧が負電位から正電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ４と期間Ｔ５との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ６）だけＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧が正電位から負電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ１と期間Ｔ２との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ３）だけＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
そうすると、Ｔ相入力端子ＩＴがオンとなる期間は、図３における位相１２０°〜１８０°の期間（期間Ｔ３）、及び、位相３００°〜３６０°の期間（期間Ｔ６）となる。そして、当該期間Ｔ３、Ｔ６には、それぞれ、Ｔ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相１５０°、３３０°）が含まれる。
そうすると、Ｔ相入力端子ＩＴがオンとなる期間は、図３における位相１２０°〜１８０°の期間（期間Ｔ３）、及び、位相３００°〜３６０°の期間（期間Ｔ６）となる。そして、当該期間Ｔ３、Ｔ６には、それぞれ、Ｔ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相１５０°、３３０°）が含まれる。
このように、スイッチ素子制御部１２１は、各相の交流電圧がピークとなるタイミングに合わせて、３つの交流スイッチを、１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせる。
（三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形）
図４〜図６は、それぞれ、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形を示す第１の図〜第３の図である。
具体的には、図４は、倍電圧回路１１を構成する３つの交流スイッチの各々に流れる電流波形を示している。なお、図４に示す電流波形は、整流回路１０の各入力端子から接続点Ｎに流れる方向を正とし、接続点Ｎから整流回路１０の各入力端子に流れる方向を負として示している。
また、図５は、整流回路１０を構成する６つのダイオードの各々に流れる電流波形を示している。
また、図６は、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂをチャージする際に流れる電流波形を示している。
また、図７は、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路に入力される入力電流波形を示す図である。
また、図８〜図１３は、それぞれ、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の動作を説明する第１の図〜第６の図である。
以下、図３〜図１３を参照しながら、三相倍電圧整流回路１Ａの動作について詳細に説明する。
図４〜図６は、それぞれ、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形を示す第１の図〜第３の図である。
具体的には、図４は、倍電圧回路１１を構成する３つの交流スイッチの各々に流れる電流波形を示している。なお、図４に示す電流波形は、整流回路１０の各入力端子から接続点Ｎに流れる方向を正とし、接続点Ｎから整流回路１０の各入力端子に流れる方向を負として示している。
また、図５は、整流回路１０を構成する６つのダイオードの各々に流れる電流波形を示している。
また、図６は、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂをチャージする際に流れる電流波形を示している。
また、図７は、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路に入力される入力電流波形を示す図である。
また、図８〜図１３は、それぞれ、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の動作を説明する第１の図〜第６の図である。
以下、図３〜図１３を参照しながら、三相倍電圧整流回路１Ａの動作について詳細に説明する。
まず、期間Ｔ１においては、図３に示すように、Ｒ相交流電圧及びＴ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｓ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ１においては、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図８に示す。
図８に示すように、期間Ｔ１における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲ及びＴ相入力端子ＩＴに出力され、それぞれ、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。特に、期間Ｔ１のうちＲ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が高い期間（０°〜３０°）においては、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａに電流が流れ、期間Ｔ１のうちＴ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が高い期間（３０°〜６０°）においては、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＳ相入力端子ＩＳにかけて、オン状態となっているＳ相交流スイッチ１１Ｓを流れる（図４参照）。Ｓ相交流スイッチ１１Ｓを通過した電流Ｉは、Ｓ相入力端子ＩＳを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ１に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（０°〜３０°）においては、Ｔ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（３０°〜６０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図８に示す。
図８に示すように、期間Ｔ１における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲ及びＴ相入力端子ＩＴに出力され、それぞれ、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。特に、期間Ｔ１のうちＲ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が高い期間（０°〜３０°）においては、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａに電流が流れ、期間Ｔ１のうちＴ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が高い期間（３０°〜６０°）においては、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＳ相入力端子ＩＳにかけて、オン状態となっているＳ相交流スイッチ１１Ｓを流れる（図４参照）。Ｓ相交流スイッチ１１Ｓを通過した電流Ｉは、Ｓ相入力端子ＩＳを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ１に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（０°〜３０°）においては、Ｔ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（３０°〜６０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
次に、期間Ｔ２においては、図３に示すように、Ｒ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ２においては、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図９に示す。
図９に示すように、期間Ｔ２における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲに出力され、当該Ｒ相入力端子ＩＲから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。特に、期間Ｔ２のうちＴ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が低い期間（６０°〜９０°）においては、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂに電流が流れ、期間Ｔ２のうちＳ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が低い期間（９０°〜１２０°）においては、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ２に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（６０°〜９０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（９０°〜１２０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図９に示す。
図９に示すように、期間Ｔ２における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲに出力され、当該Ｒ相入力端子ＩＲから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。特に、期間Ｔ２のうちＴ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が低い期間（６０°〜９０°）においては、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂに電流が流れ、期間Ｔ２のうちＳ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が低い期間（９０°〜１２０°）においては、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ２に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（６０°〜９０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（９０°〜１２０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
次に、期間Ｔ３においては、図３に示すように、Ｒ相交流電圧及びＳ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｔ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ３においては、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１０に示す。
図１０に示すように、期間Ｔ３における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲ及びＳ相入力端子ＩＳに出力され、それぞれ、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａを通過する。特に、期間Ｔ３のうちＳ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が高い期間（１２０°〜１５０°）においては、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａに電流が流れ、期間Ｔ３のうちＲ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が高い期間（１５０°〜１８０°）においては、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＴ相入力端子ＩＴにかけて、オン状態となっているＴ相交流スイッチ１１Ｔを流れる（図４参照）。Ｔ相交流スイッチ１１Ｔを通過した電流Ｉは、Ｔ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ３に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（１２０°〜１５０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（１５０°〜１８０°）においては、Ｓ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じる。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１０に示す。
図１０に示すように、期間Ｔ３における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲ及びＳ相入力端子ＩＳに出力され、それぞれ、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａを通過する。特に、期間Ｔ３のうちＳ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が高い期間（１２０°〜１５０°）においては、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａに電流が流れ、期間Ｔ３のうちＲ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が高い期間（１５０°〜１８０°）においては、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＴ相入力端子ＩＴにかけて、オン状態となっているＴ相交流スイッチ１１Ｔを流れる（図４参照）。Ｔ相交流スイッチ１１Ｔを通過した電流Ｉは、Ｔ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ３に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（１２０°〜１５０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（１５０°〜１８０°）においては、Ｓ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じる。
次に、期間Ｔ４においては、図３に示すように、Ｓ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｒ相交流電圧及びＴ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ４においては、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１１に示す。
図１１に示すように、期間Ｔ４における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳに出力され、当該Ｓ相入力端子ＩＳから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＳ相交流スイッチ１１Ｓを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。特に、期間Ｔ４のうちＲ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が低い期間（１８０°〜２１０°）においては、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂに電流が流れ、期間Ｔ４のうちＴ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が低い期間（２１０°〜２４０°）においては、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｒ相入力端子ＩＲ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ４に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（１８０°〜２１０°）においては、Ｓ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２１０°〜２４０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１１に示す。
図１１に示すように、期間Ｔ４における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳに出力され、当該Ｓ相入力端子ＩＳから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＳ相交流スイッチ１１Ｓを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。特に、期間Ｔ４のうちＲ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が低い期間（１８０°〜２１０°）においては、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂに電流が流れ、期間Ｔ４のうちＴ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が低い期間（２１０°〜２４０°）においては、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｒ相入力端子ＩＲ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ４に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（１８０°〜２１０°）においては、Ｓ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２１０°〜２４０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
次に、期間Ｔ５においては、図３に示すように、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｒ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ５においては、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１２に示す。
図１２に示すように、期間Ｔ５における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴに出力され、それぞれ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。特に、期間Ｔ５のうちＴ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が高い期間（２４０°〜２７０°）においては、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａに電流が流れ、期間Ｔ５のうちＳ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が高い期間（２７０°〜３００°）においては、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＲ相入力端子ＩＲにかけて、オン状態となっているＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる（図４参照）。Ｒ相交流スイッチ１１Ｒを通過した電流Ｉは、Ｒ相入力端子ＩＲを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ５に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（２４０°〜２７０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２７０°〜３００°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１２に示す。
図１２に示すように、期間Ｔ５における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴに出力され、それぞれ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。特に、期間Ｔ５のうちＴ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が高い期間（２４０°〜２７０°）においては、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａに電流が流れ、期間Ｔ５のうちＳ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が高い期間（２７０°〜３００°）においては、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＲ相入力端子ＩＲにかけて、オン状態となっているＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる（図４参照）。Ｒ相交流スイッチ１１Ｒを通過した電流Ｉは、Ｒ相入力端子ＩＲを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ５に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（２４０°〜２７０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２７０°〜３００°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
次に、期間Ｔ６においては、図３に示すように、Ｔ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｒ相交流電圧及びＳ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ６においては、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１３に示す。
図１３に示すように、期間Ｔ６における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＴ相入力端子ＩＴに出力され、当該Ｔ相入力端子ＩＴから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＴ相交流スイッチ１１Ｔを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂを流れる。特に、期間Ｔ６のうちＳ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が低い期間（３００°〜３３０°）においては、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂに電流が流れ、期間Ｔ６のうちＲ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が低い期間（３００°〜３６０°）においては、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｒ相入力端子ＩＲ及びＳ相入力端子ＩＳを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ６に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（３００°〜３３０°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（３００°〜３６０°）においては、Ｔ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１３に示す。
図１３に示すように、期間Ｔ６における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＴ相入力端子ＩＴに出力され、当該Ｔ相入力端子ＩＴから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＴ相交流スイッチ１１Ｔを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂを流れる。特に、期間Ｔ６のうちＳ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が低い期間（３００°〜３３０°）においては、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂに電流が流れ、期間Ｔ６のうちＲ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が低い期間（３００°〜３６０°）においては、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｒ相入力端子ＩＲ及びＳ相入力端子ＩＳを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ６に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（３００°〜３３０°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（３００°〜３６０°）においては、Ｔ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
三相倍電圧整流回路１Ａの上述の動作によれば、期間Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５において正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａに三相交流電圧の線間電圧の振幅相当の電位差が生じる。また、期間Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６において負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂに三相交流電圧の線間電圧の振幅相当の電位差が生じる。したがって、正極出力線αと負極出力線βとの間に生じる電位差（即ち、直流電圧Ｖｄｃ）は、三相交流電圧の線間電圧の振幅の２倍の電圧相当となる。
また、図７に示すように、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される電流（Ｒ相入力電流、Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流）は、いずれも、周期Ｔ（期間Ｔ１から期間Ｔ６まで）の全てにかけて尖りのない波形となっている。
ここで、例えば、期間Ｔ１から期間Ｔ３の間に生じるＲ相入力電流は、期間Ｔ１において正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する電流（図５参照）、期間Ｔ２においてＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる電流（図４参照）、及び、期間Ｔ３において正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する電流（図５参照）に基づくものである。Ｒ相入力電流は、Ｒ相リアクトルＬＲの影響により、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒにおけるオン、オフの継ぎ目（期間Ｔ１と期間Ｔ２の境界、及び、期間Ｔ２と期間Ｔ３の境界）においても電流の急峻な変動が抑えられ、尖りのない電流波形となっている。
Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流についても、それぞれ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴの影響により同等の効果が得られている。
以上より、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａによれば、三相交流電源３の出力を２倍圧で出力することができ、更に、入力力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。
ここで、例えば、期間Ｔ１から期間Ｔ３の間に生じるＲ相入力電流は、期間Ｔ１において正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する電流（図５参照）、期間Ｔ２においてＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる電流（図４参照）、及び、期間Ｔ３において正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する電流（図５参照）に基づくものである。Ｒ相入力電流は、Ｒ相リアクトルＬＲの影響により、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒにおけるオン、オフの継ぎ目（期間Ｔ１と期間Ｔ２の境界、及び、期間Ｔ２と期間Ｔ３の境界）においても電流の急峻な変動が抑えられ、尖りのない電流波形となっている。
Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流についても、それぞれ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴの影響により同等の効果が得られている。
以上より、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａによれば、三相交流電源３の出力を２倍圧で出力することができ、更に、入力力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。
＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１４〜図２０を参照しながら詳細に説明する。
次に、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１４〜図２０を参照しながら詳細に説明する。
（インバータ装置の回路構成）
図１４は、第２の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
第２の実施形態に係るインバータ装置１は、図１４に示すように、第１の実施形態の構成に加え、更に、三相交流電源３から入力される入力電流を検出する入力電流検出部Ｅを備えている。
また、第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、当該入力電流検出部Ｅから、入力電流を示す入力電流検出信号を入力する。
図１４は、第２の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
第２の実施形態に係るインバータ装置１は、図１４に示すように、第１の実施形態の構成に加え、更に、三相交流電源３から入力される入力電流を検出する入力電流検出部Ｅを備えている。
また、第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、当該入力電流検出部Ｅから、入力電流を示す入力電流検出信号を入力する。
（倍電圧回路制御部の機能構成）
図１５は、第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図１５に示すように、本実施形態に係る倍電圧回路制御部１２の位相設定部１２０は、ゼロクロス検出部１３からのゼロクロス検出信号と、入力電流検出部Ｅからの入力電流検出信号と、を入力する。そして、スイッチ素子制御部１２１は、当該ゼロクロス検出信号及び当該入力電流検出信号に基づいて、三相の交流電圧の各ゼロクロス点から、各相に対応する３つの交流スイッチをオンさせるまでの期間を、三相交流電源３から入力される電流の大きさに応じて変化させる。
具体的には、本実施形態に係る位相設定部１２０は、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々についてのゼロクロス検出信号を受け付けたタイミングを基準として、当該タイミングから“＋６０°”に位相設定値φを加算した位相（＋６０°＋φ）となるタイミングを示す位相指令信号をスイッチ素子制御部１２１に通知する。
ここで、位相設定値φは、三相交流電源３からの入力電流に応じて増減する位相幅である。
図１５は、第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図１５に示すように、本実施形態に係る倍電圧回路制御部１２の位相設定部１２０は、ゼロクロス検出部１３からのゼロクロス検出信号と、入力電流検出部Ｅからの入力電流検出信号と、を入力する。そして、スイッチ素子制御部１２１は、当該ゼロクロス検出信号及び当該入力電流検出信号に基づいて、三相の交流電圧の各ゼロクロス点から、各相に対応する３つの交流スイッチをオンさせるまでの期間を、三相交流電源３から入力される電流の大きさに応じて変化させる。
具体的には、本実施形態に係る位相設定部１２０は、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々についてのゼロクロス検出信号を受け付けたタイミングを基準として、当該タイミングから“＋６０°”に位相設定値φを加算した位相（＋６０°＋φ）となるタイミングを示す位相指令信号をスイッチ素子制御部１２１に通知する。
ここで、位相設定値φは、三相交流電源３からの入力電流に応じて増減する位相幅である。
（位相設定部の機能）
図１６、図１７は、それぞれ、第２の実施形態に係る位相設定部の機能を説明する第１の図、第２の図である。
図１６は、三相交流電源３から入力される入力電流と、第２の実施形態に係る位相設定部１２０が設定する位相設定値φとの関係を示すグラフである。
図１６に示すグラフによれば、位相設定値φは、三相交流電源３からの入力電流に対し単調増加の傾向を有する。即ち、位相設定部１２０は、三相交流電源３からの入力電流が大きいほど位相設定値φを大きい値に設定し、入力電流が小さいほど位相設定値φを小さい値に設定する。
図１６、図１７は、それぞれ、第２の実施形態に係る位相設定部の機能を説明する第１の図、第２の図である。
図１６は、三相交流電源３から入力される入力電流と、第２の実施形態に係る位相設定部１２０が設定する位相設定値φとの関係を示すグラフである。
図１６に示すグラフによれば、位相設定値φは、三相交流電源３からの入力電流に対し単調増加の傾向を有する。即ち、位相設定部１２０は、三相交流電源３からの入力電流が大きいほど位相設定値φを大きい値に設定し、入力電流が小さいほど位相設定値φを小さい値に設定する。
図１７に示す各グラフは、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧と、スイッチ素子制御部１２１が出力する各スイッチ制御信号と、の関係を示している。
スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０（図１６）の位相指令信号に応じたタイミングで各交流スイッチをオン／オフ制御する。ここで、上述した通り、位相設定部１２０は、各交流電圧のゼロクロス点から“６０°＋φ”遅れたタイミングを示す位相指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、各交流電圧が負電位から正電位、及び、正電位から負電位に切り替わったゼロクロス点から“６０°＋φ”遅れたタイミングにおいて各交流スイッチをオンさせる。
スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０（図１６）の位相指令信号に応じたタイミングで各交流スイッチをオン／オフ制御する。ここで、上述した通り、位相設定部１２０は、各交流電圧のゼロクロス点から“６０°＋φ”遅れたタイミングを示す位相指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、各交流電圧が負電位から正電位、及び、正電位から負電位に切り替わったゼロクロス点から“６０°＋φ”遅れたタイミングにおいて各交流スイッチをオンさせる。
図１７に示すように、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ２から位相設定値φだけ遅れた期間（位相６０°＋φ〜１２０°＋φ）、及び、期間Ｔ５から位相設定値φだけ遅れた期間（位相２４０°＋φ〜３００°＋φ）においてＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。
また、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ１から位相設定値φだけ遅れた期間（位相０°＋φ〜６０°＋φ）、及び、期間Ｔ４から位相設定値φだけ遅れた期間（位相１８０°＋φ〜２４０°＋φ）においてＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。
更に、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ３から位相設定値φだけ遅れた期間（位相１２０°＋φ〜１８０°＋φ）、及び、期間Ｔ６から位相設定値φだけ遅れた期間（位相３００°＋φ〜３６０°、０°〜０°＋φ）においてＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
また、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ１から位相設定値φだけ遅れた期間（位相０°＋φ〜６０°＋φ）、及び、期間Ｔ４から位相設定値φだけ遅れた期間（位相１８０°＋φ〜２４０°＋φ）においてＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。
更に、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ３から位相設定値φだけ遅れた期間（位相１２０°＋φ〜１８０°＋φ）、及び、期間Ｔ６から位相設定値φだけ遅れた期間（位相３００°＋φ〜３６０°、０°〜０°＋φ）においてＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
（作用、効果）
図１８〜図２０は、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図１８に示すグラフは、三相交流電源３が出力するＲ相交流電圧ＶＲと、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲと、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＲと、の関係を示している。
図１８〜図２０は、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図１８に示すグラフは、三相交流電源３が出力するＲ相交流電圧ＶＲと、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲと、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＲと、の関係を示している。
図１８に示すように、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＲは、三相交流電源３が出力するＲ相交流電圧ＶＲと、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲと、が合成されてなる。ここで、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲは、Ｒ相交流電圧ＶＲに対し９０°の位相の遅れを有している。そのため、スイッチ印加電圧ＶｓｗＲがピークとなるタイミングは、Ｒ相交流電圧ＶＲがピークとなるタイミングよりも、誘導電圧ＶＬＲに応じた位相（以下、「遅延位相θ」とも記載。）だけ遅くなる。
なお、Ｓ相交流電圧ＶＳと、Ｓ相リアクトルＬＳが発生させる誘導電圧ＶＬＳと、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＳとの関係、及び、Ｔ相交流電圧ＶＴと、Ｔ相リアクトルＬＴが発生させる誘導電圧ＶＬＴと、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＴとの関係についても同様である。
なお、Ｓ相交流電圧ＶＳと、Ｓ相リアクトルＬＳが発生させる誘導電圧ＶＬＳと、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＳとの関係、及び、Ｔ相交流電圧ＶＴと、Ｔ相リアクトルＬＴが発生させる誘導電圧ＶＬＴと、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＴとの関係についても同様である。
他方、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲは、Ｒ相リアクトルＬＲのインダクタンス（Ｌ）を係数として、当該Ｒ相リアクトルＬＲに入力される入力電流（Ｉ）に比例する大きさ（ωＬ・Ｉ）となる。そのため、Ｒ相交流電圧に対するスイッチ印加電圧ＶｓｗＲの遅れの度合い（遅延位相θ）は、三相交流電源３からＲ相リアクトルＬＲに入力される入力電流（Ｉ）の大きさに応じて増減する。つまり、Ｒ相リアクトルＬＲに入力される入力電流（Ｉ）が大きいほど遅延位相θは大きくなる。
そこで、位相設定部１２０が、三相交流電源３からの入力電流の大きさに応じて、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる期間を遅らせる（位相設定値φを大きい値に設定する）ことで、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンしている１／６周期の期間に、スイッチ印加電圧ＶｓｗＲのピーク近傍の時間がより多く含まれるようになる。
そこで、位相設定部１２０が、三相交流電源３からの入力電流の大きさに応じて、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる期間を遅らせる（位相設定値φを大きい値に設定する）ことで、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンしている１／６周期の期間に、スイッチ印加電圧ＶｓｗＲのピーク近傍の時間がより多く含まれるようになる。
図１９に示すグラフは、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される入力電流波形を示している。
また、図２０に示す表は、三相倍電圧整流回路１Ａについての回路シミュレーション結果であって、三相交流電源３からの入力電流を一定とした場合における、位相設定値［°］と、入力力率「％」及び５次高調波電流［Ａ］との関係を示している。
図１９に示すように、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される電流（Ｒ相入力電流、Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流）は、第１の実施形態の場合における各入力電流（図７）と比較して、一層尖りのない波形となっている。
また、図２０に示す表によれば、位相設定値φを２０°とした場合における入力力率が９２．６３％となり、位相設定値φ＝０°、１０°、３０°とした場合よりも高くなっている。また、位相設定値φを２０°とした場合における５次高調波電流は１０．７６Ａと、他の位相設定値φ（０°、１０°、３０°）よりも低い。
また、図２０に示す表は、三相倍電圧整流回路１Ａについての回路シミュレーション結果であって、三相交流電源３からの入力電流を一定とした場合における、位相設定値［°］と、入力力率「％」及び５次高調波電流［Ａ］との関係を示している。
図１９に示すように、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される電流（Ｒ相入力電流、Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流）は、第１の実施形態の場合における各入力電流（図７）と比較して、一層尖りのない波形となっている。
また、図２０に示す表によれば、位相設定値φを２０°とした場合における入力力率が９２．６３％となり、位相設定値φ＝０°、１０°、３０°とした場合よりも高くなっている。また、位相設定値φを２０°とした場合における５次高調波電流は１０．７６Ａと、他の位相設定値φ（０°、１０°、３０°）よりも低い。
このように、ある入力電流値に応じて最適な位相設定値φを設定することで、各交流スイッチに印加される電圧（スイッチ印加電圧ＶｓｗＲ、ＶｓｗＳ、ＶｓｗＴ）のピーク近傍の期間とＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる期間とが整合し、一層の入力力率の向上、及び、高調波電流の抑制を図ることができる。
なお、図１６では、例として、位相設定値φと入力電流との関係を、直線関係（比例関係）として示しているが、本実施形態においては、この態様には限定されない。例えば、位相設定値φは、図１８に示す入力電流Ｉと遅延位相θとの関係（ｔａｎθ＝ωＬＩ／ＶＲ）に基づいて設定されるものであってもよい。
＜第３の実施形態＞
次に、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図２１〜図２８を参照しながら詳細に説明する。
次に、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図２１〜図２８を参照しながら詳細に説明する。
（インバータ装置の回路構成）
図２１は、第３の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
第３の実施形態に係るインバータ装置１は、図２１に示すように、第２の実施形態の構成に加え、更に、直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部Ｆを備えている。
また、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、当該直流電圧検出部Ｆから、直流電圧Ｖｄｃを示す直流電圧検出信号を入力する。
図２１は、第３の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
第３の実施形態に係るインバータ装置１は、図２１に示すように、第２の実施形態の構成に加え、更に、直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部Ｆを備えている。
また、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、当該直流電圧検出部Ｆから、直流電圧Ｖｄｃを示す直流電圧検出信号を入力する。
また、本実施形態に係るインバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを検出するとともに、当該インバータ出力電圧Ｖｏｕｔを示すインバータ出力電圧信号を、倍電圧回路制御部１２に向けて出力する。なお、後述するように、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、モータ４の回転数（回転速度）に比例して増減する。
（倍電圧回路制御部の機能構成）
図２２は、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図２２に示すように、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、第２の実施形態の構成に加え、更に、電圧指令部１２２を備えている。
電圧指令部１２２は、直流電圧検出部Ｆからの直流電圧信号、及び、インバータ回路制御部２１からのインバータ出力電圧信号に基づいて、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を示す電圧指令信号をスイッチ素子制御部１２１に向けて出力する。
図２２は、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図２２に示すように、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、第２の実施形態の構成に加え、更に、電圧指令部１２２を備えている。
電圧指令部１２２は、直流電圧検出部Ｆからの直流電圧信号、及び、インバータ回路制御部２１からのインバータ出力電圧信号に基づいて、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を示す電圧指令信号をスイッチ素子制御部１２１に向けて出力する。
具体的には、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃとインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係に応じて、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」及び「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」のいずれとすべきか、を示す電圧指令信号を出力する。
電圧指令部１２２から直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を受け付けた場合、本実施形態に係るスイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対し、第２の実施形態と同様のスイッチ指令を出力する（図１７を参照）。これにより、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とすることができる。
電圧指令部１２２から直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を受け付けた場合、本実施形態に係るスイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対し、第２の実施形態と同様のスイッチ指令を出力する（図１７を参照）。これにより、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とすることができる。
他方、電圧指令部１２２から直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とすべき旨の電圧指令信号を受け付けた場合、本実施形態に係るスイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対して何らのスイッチ制御信号を出力せず、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔの全てをオフさせる。
以下、この場合における三相倍電圧整流回路１Ａの動作について詳細に説明する。
以下、この場合における三相倍電圧整流回路１Ａの動作について詳細に説明する。
（三相倍電圧整流回路の動作）
図２３、図２４は、それぞれ、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の動作を説明する第１の図、第２の図である。
図２３、図２４は、それぞれ、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の動作を説明する第１の図、第２の図である。
図２３は、期間Ｔ２（図１７等参照）において、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合に、三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を示している。
図２３に示すように、期間Ｔ２における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲに出力され、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する。正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂの両方を流れる。正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ２に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの直列接続で構成されるコンデンサがチャージされ、当該コンデンサの両端（正極出力線αと負極出力線βとの間）に、期間（６０°〜９０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（９０°〜１２０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
図２３に示すように、期間Ｔ２における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲに出力され、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する。正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂの両方を流れる。正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ２に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの直列接続で構成されるコンデンサがチャージされ、当該コンデンサの両端（正極出力線αと負極出力線βとの間）に、期間（６０°〜９０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（９０°〜１２０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
図２４は、期間Ｔ５（図１７等参照）において、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合に、三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を示している。
図２４に示すように、期間Ｔ５における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔに出力され、それぞれ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂの両方を流れる。正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂを流れる。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂを流れた電流Ｉは、Ｒ相入力端子ＩＲを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ５に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの直列接続で構成されるコンデンサがチャージされ、当該コンデンサの両端（正極出力線αと負極出力線βとの間）に、期間（２４０°〜２７０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２７０°〜３００°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
図２４に示すように、期間Ｔ５における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔに出力され、それぞれ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂの両方を流れる。正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂを流れる。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂを流れた電流Ｉは、Ｒ相入力端子ＩＲを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ５に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの直列接続で構成されるコンデンサがチャージされ、当該コンデンサの両端（正極出力線αと負極出力線βとの間）に、期間（２４０°〜２７０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２７０°〜３００°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
なお、図２３、図２４では、Ｒ相交流電圧がピークとなる期間Ｔ２及び期間Ｔ５における電流Ｉの流れの様子を例に説明したが、電流Ｉは、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧がピークとなる他の期間においても同様の振る舞いをする。
即ち、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合、図２３、図２４に示すように、三相倍電圧整流回路１Ａは、通常のダイオードブリッジによる整流回路として機能する。したがって、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）は、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１となる。
このように、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、倍電圧回路１１（３つの交流スイッチ）を駆動させるか否かに応じて、出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とするか、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とするか、選択することができる。
このように、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、倍電圧回路１１（３つの交流スイッチ）を駆動させるか否かに応じて、出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とするか、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とするか、選択することができる。
（電圧指令部の機能）
図２５〜図２７は、それぞれ、第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第１の図〜第３の図である。
図２５は、モータ４の回転数と、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
また、図２６は、電圧指令部１２２が実行する処理フローを示す図である。
また、図２７は、モータ４の回転数と、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）との関係を示すグラフである。
図２５〜図２７は、それぞれ、第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第１の図〜第３の図である。
図２５は、モータ４の回転数と、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
また、図２６は、電圧指令部１２２が実行する処理フローを示す図である。
また、図２７は、モータ４の回転数と、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）との関係を示すグラフである。
本実施形態に係るモータ４は、ロータに永久磁石が具備されてなる永久磁石ブラシレスモータである。この場合、モータ４の回転数が大きくなるにつれモータ巻線を貫く磁束の変化が大きくなるため、モータ４に生じる逆起電力が増大する。したがって、モータ４を所望する回転数で動作させるためには、インバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０からモータ４に出力するインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを、モータ４の回転数に比例して増加させる必要がある。
インバータ回路制御部２１が、受け付けた回転数指令に応じてインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを徐々に増加させていくと、当該インバータ出力電圧Ｖｏｕｔに応じてモータ４の回転数が上昇する。しかしながら、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の１／√２倍に達すると、それ以上、モータ４の回転数を上昇させることができなくなる。即ち、モータ４の最大回転数は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃによって決定される。
具体的には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１のときに得られる回転数“Ｒ１”となる（図２５参照）。また、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ２のときに得られる回転数“Ｒ２”となる（図２５参照）。
インバータ回路制御部２１が、受け付けた回転数指令に応じてインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを徐々に増加させていくと、当該インバータ出力電圧Ｖｏｕｔに応じてモータ４の回転数が上昇する。しかしながら、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の１／√２倍に達すると、それ以上、モータ４の回転数を上昇させることができなくなる。即ち、モータ４の最大回転数は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃによって決定される。
具体的には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１のときに得られる回転数“Ｒ１”となる（図２５参照）。また、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ２のときに得られる回転数“Ｒ２”となる（図２５参照）。
本実施形態に係る電圧指令部１２２は、図２６に示す処理フローに従って動作する。
即ち、電圧指令部１２２は、まず、直流電圧検出部Ｆを通じて直流電圧Ｖｄｃを検出し、当該直流電圧Ｖｄｃの検出結果に基づいて、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相ブリッジ整流動作」及び「三相倍電圧整流動作」のいずれを行っているか、を判定する（ステップＳ０１）。ここで、「三相ブリッジ整流動作」とは、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの全てをオフとすることで、三相倍電圧整流回路１Ａをダイオードブリッジ整流回路として機能させる動作のことを指す（図２３、図２４参照）。また、「三相倍電圧整流動作」とは、三相の交流電圧のピークに合わせて３つの交流スイッチを一つずつ順にオンさせることで、三相倍電圧整流回路１Ａを倍電圧整流回路として機能させる動作のことを指す（図８〜図１３参照）。
電圧指令部１２２は、検出した直流電圧Ｖｄｃが１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１であった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相ブリッジ整流動作」を行っているものと判定する。また、電圧指令部１２２は、検出した直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２であった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行っているものと判定する（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）。
即ち、電圧指令部１２２は、まず、直流電圧検出部Ｆを通じて直流電圧Ｖｄｃを検出し、当該直流電圧Ｖｄｃの検出結果に基づいて、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相ブリッジ整流動作」及び「三相倍電圧整流動作」のいずれを行っているか、を判定する（ステップＳ０１）。ここで、「三相ブリッジ整流動作」とは、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの全てをオフとすることで、三相倍電圧整流回路１Ａをダイオードブリッジ整流回路として機能させる動作のことを指す（図２３、図２４参照）。また、「三相倍電圧整流動作」とは、三相の交流電圧のピークに合わせて３つの交流スイッチを一つずつ順にオンさせることで、三相倍電圧整流回路１Ａを倍電圧整流回路として機能させる動作のことを指す（図８〜図１３参照）。
電圧指令部１２２は、検出した直流電圧Ｖｄｃが１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１であった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相ブリッジ整流動作」を行っているものと判定する。また、電圧指令部１２２は、検出した直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２であった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行っているものと判定する（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）。
三相倍電圧整流回路１Ａの動作が「三相ブリッジ整流動作」であった場合（ステップＳ０１：三相ブリッジ整流動作）、インバータ回路制御部２１から受け付けたインバータ出力電圧信号に基づいて、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ０２）。
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きかった場合（ステップＳ０２：ＹＥＳ）、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力を開始し、「三相倍電圧整流動作」に切り替わる（ステップＳ０３）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１以下であった場合（ステップＳ０２：ＮＯ）、電圧指令部１２２は、処理を終了する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力停止が継続され、「三相ブリッジ整流動作」が維持される。
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きかった場合（ステップＳ０２：ＹＥＳ）、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力を開始し、「三相倍電圧整流動作」に切り替わる（ステップＳ０３）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１以下であった場合（ステップＳ０２：ＮＯ）、電圧指令部１２２は、処理を終了する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力停止が継続され、「三相ブリッジ整流動作」が維持される。
三相倍電圧整流回路１Ａの動作が「三相倍電圧整流動作」であった場合（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）、インバータ回路制御部２１から受け付けたインバータ出力電圧信号に基づいて、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２（＝（１／√２）・Ｖｄｃ１）以下か否かを判定する（ステップＳ０４）。
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２以下であった場合（ステップＳ０４：ＹＥＳ）、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力を停止し、「三相ブリッジ整流動作」に切り替わる（ステップＳ０５）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２より大きかった場合（ステップＳ０４：ＮＯ）、電圧指令部１２２は、処理を終了する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力が継続され、「三相倍電圧整流動作」が維持される。
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２以下であった場合（ステップＳ０４：ＹＥＳ）、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力を停止し、「三相ブリッジ整流動作」に切り替わる（ステップＳ０５）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２より大きかった場合（ステップＳ０４：ＮＯ）、電圧指令部１２２は、処理を終了する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力が継続され、「三相倍電圧整流動作」が維持される。
以上のような処理フローによれば、図２７に示すように、モータ４の回転数が回転数“Ｒ１”以下となった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１となる。また、モータ４の回転数が回転数“Ｒ１”より大きくなった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２となる。
なお、モータ４の回転数を“Ｒ２”以上とする場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行い、インバータ回路制御部２１が、「弱め界磁制御」を行ってもよい。このようにすることで、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔ＝（１／√２）・Ｖｄｃ２のままで、“Ｒ２”以上の回転数を得ることができる（図２５、図２７参照）。
なお、モータ４の回転数を“Ｒ２”以上とする場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行い、インバータ回路制御部２１が、「弱め界磁制御」を行ってもよい。このようにすることで、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔ＝（１／√２）・Ｖｄｃ２のままで、“Ｒ２”以上の回転数を得ることができる（図２５、図２７参照）。
（作用・効果）
図２８は、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図２８に示すグラフは、モータ４の回転数と、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔの基本波電圧、実効値電圧の各々の関係を示している。ここで、「基本波電圧」とは、インバータ回路２０が出力する電圧のうちモータ４の回転に寄与する成分であって、モータ４の回転数に比例して増減する（図２５参照）。また、「実効値電圧」とは、インバータ回路２０がＰＷＭ制御に基づいて実際に出力する矩形波電圧そのものの実効値である。
ここで、ＰＷＭ制御に基づいてインバータ回路２０から出力される電圧は矩形波であるため、実効値電圧には、モータ４の回転には寄与しない高調波成分（高調波電圧）が含まれる。したがって、実効値電圧のうち基本波電圧が占める割合が大きいほど、効率の良い運転がなされていることになる。
図２８は、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図２８に示すグラフは、モータ４の回転数と、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔの基本波電圧、実効値電圧の各々の関係を示している。ここで、「基本波電圧」とは、インバータ回路２０が出力する電圧のうちモータ４の回転に寄与する成分であって、モータ４の回転数に比例して増減する（図２５参照）。また、「実効値電圧」とは、インバータ回路２０がＰＷＭ制御に基づいて実際に出力する矩形波電圧そのものの実効値である。
ここで、ＰＷＭ制御に基づいてインバータ回路２０から出力される電圧は矩形波であるため、実効値電圧には、モータ４の回転には寄与しない高調波成分（高調波電圧）が含まれる。したがって、実効値電圧のうち基本波電圧が占める割合が大きいほど、効率の良い運転がなされていることになる。
ＰＷＭ制御においては、矩形波からなる実効値電圧の振幅（Ｈｉｇｈ電位）は一定（直流電圧Ｖｄｃ）である。したがって、通常のＰＷＭ制御では、モータ４の回転数を所望に変更するためには、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を調整する必要がある。即ち、高い回転数で運転する場合には、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を広くする。他方、低い回転数で運転する場合には、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を狭くする。
以上のような回転数制御を行う場合、回転数が低いほどパルス幅が狭くなるため、実効値電圧のうち高調波成分が占める割合が大きくなり、効率が低下する。
以上のような回転数制御を行う場合、回転数が低いほどパルス幅が狭くなるため、実効値電圧のうち高調波成分が占める割合が大きくなり、効率が低下する。
例えば、図２８に示すように、モータ４を低い回転数“Ｒａ”（Ｒａ＜Ｒ１）で運転する場合において、直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２である場合と、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１である場合と、をそれぞれ考える。
直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２としたまま、モータ４の回転数を“Ｒａ”にしようとすると、図２８に示すように、実効値電圧のパルス幅が極めて小さくなり、高調波電圧が大きくなる。他方、直流電圧Ｖｄｃを１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１（＝１／２・Ｖｄｃ２）とした状態でモータ４の回転数を“Ｒａ”にする場合、直流電圧Ｖｄｃが低い分、キャリア周期当たりのパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４の回転数を“Ｒａ”とする場合には、直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とするよりも１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１とした方が、高調波電圧を抑制することができ、より効率の良い運転を行うことができる。
直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２としたまま、モータ４の回転数を“Ｒａ”にしようとすると、図２８に示すように、実効値電圧のパルス幅が極めて小さくなり、高調波電圧が大きくなる。他方、直流電圧Ｖｄｃを１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１（＝１／２・Ｖｄｃ２）とした状態でモータ４の回転数を“Ｒａ”にする場合、直流電圧Ｖｄｃが低い分、キャリア周期当たりのパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４の回転数を“Ｒａ”とする場合には、直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とするよりも１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１とした方が、高調波電圧を抑制することができ、より効率の良い運転を行うことができる。
そこで、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔが、三相倍電圧整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値の中間値（（１／２√２）・Ｖｄｃ２）以下である場合には、３つの交流スイッチの全てをオフさせる（図２６のステップＳ０４〜ステップＳ０５参照）。ここで、「三相倍電圧整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値」とは、三相倍電圧動作時に三相倍電圧整流回路１Ａから出力される直流電圧Ｖｄｃ（＝２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２）によって規定されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔの最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ２）である。
このようにすることで、モータ４の回転数を“Ｒ１”以下とする場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２から１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１に切り替えられる。そうすると、モータ４を“Ｒ１”以下の低い回転数で回転駆動させる際に、実効値電圧の振幅が下がった分だけ、インバータ回路２０が出力する実効値電圧のパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４を低い回転数で運転させる場合において、高調波電圧を抑制し、インバータ装置１の効率を高めることができる。
このようにすることで、モータ４の回転数を“Ｒ１”以下とする場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２から１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１に切り替えられる。そうすると、モータ４を“Ｒ１”以下の低い回転数で回転駆動させる際に、実効値電圧の振幅が下がった分だけ、インバータ回路２０が出力する実効値電圧のパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４を低い回転数で運転させる場合において、高調波電圧を抑制し、インバータ装置１の効率を高めることができる。
（第３の実施形態の変形例）
図２９は、第３の実施形態の変形例に係るモータの特性を説明する図である。
また、図３０は、業務用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示す図である。
また、図３１は、住宅用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示す図である。
図２９は、第３の実施形態の変形例に係るモータの特性を説明する図である。
また、図３０は、業務用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示す図である。
また、図３１は、住宅用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示す図である。
図３０、図３１における「定格」とはモータ４を定格回転数近辺で回転させる運転であり、「中間」とはモータ４を中間回転数近辺で回転させる運転である。また、「定格回転数」とは、モータ４の定格出力時に得られる回転数であり、「中間回転数」とは、モータ４の定格回転数の中間値である。
図３０、図３１に示すように、冷房中間と暖房中間の運転時間の合計は、業務用及び住宅用共に約８０％であり、運転時間の割合の殆どを占めている。これは、空気調和機が高い電力を要するのは、主に、室内温度と目標温度との差が大きい運転開始時点のみに限られていることに起因している。
図３０、図３１に示すように、冷房中間と暖房中間の運転時間の合計は、業務用及び住宅用共に約８０％であり、運転時間の割合の殆どを占めている。これは、空気調和機が高い電力を要するのは、主に、室内温度と目標温度との差が大きい運転開始時点のみに限られていることに起因している。
図３０、図３１に示すような空気調和機の運転条件に係る実情に鑑みて、第３の実施形態の変形例に係るモータ４のモータ誘起電圧定数（モータ４の回転数とインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す定数）は、以下のように決定されている。
即ち、モータ４のモータ誘起電圧定数は、中間回転時インバータ出力電圧が、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている。ここで、「中間回転時インバータ出力電圧」とは、モータ４が中間回転数で回転駆動する場合にインバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔである。また、「三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値」とは、三相ブリッジ整流動作時に三相倍電圧整流回路１Ａから出力される直流電圧Ｖｄｃ（＝１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１）よって規定されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔの最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）である。
即ち、モータ４のモータ誘起電圧定数は、中間回転時インバータ出力電圧が、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている。ここで、「中間回転時インバータ出力電圧」とは、モータ４が中間回転数で回転駆動する場合にインバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔである。また、「三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値」とは、三相ブリッジ整流動作時に三相倍電圧整流回路１Ａから出力される直流電圧Ｖｄｃ（＝１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１）よって規定されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔの最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）である。
ここで、図２９は、モータ４のモータ誘起電圧定数と、当該モータ４が中間回転数で回転駆動している場合におけるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔ、モータ電流及び効率と、の関係を示している。
即ち、モータ誘起電圧定数がある定数閾値Ｋ０以下の場合、モータ４が中間回転数で動作している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）よりも小さくなる。したがって、モータ４の中間回転数動作時においては、三相倍電圧整流回路１Ａは、三相ブリッジ整流動作を行う。
他方、モータ誘起電圧定数が上記定数閾値Ｋ０よりも大きい場合、モータ４が中間回転数で動作している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）よりも大きくなる。したがって、モータ４の中間回転数動作時においては、三相倍電圧整流回路１Ａは、三相倍電圧整流動作を行う。
ここで、定数閾値Ｋ０は、モータ４が中間回転数で回転駆動している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔが、三相ブリッジ整流動作から三相倍電圧整流動作に切り替わる電圧閾値（即ち、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（１／√２）・Ｖｄｃ１）に一致する場合におけるモータ誘起電圧定数である。
即ち、モータ誘起電圧定数がある定数閾値Ｋ０以下の場合、モータ４が中間回転数で動作している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）よりも小さくなる。したがって、モータ４の中間回転数動作時においては、三相倍電圧整流回路１Ａは、三相ブリッジ整流動作を行う。
他方、モータ誘起電圧定数が上記定数閾値Ｋ０よりも大きい場合、モータ４が中間回転数で動作している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）よりも大きくなる。したがって、モータ４の中間回転数動作時においては、三相倍電圧整流回路１Ａは、三相倍電圧整流動作を行う。
ここで、定数閾値Ｋ０は、モータ４が中間回転数で回転駆動している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔが、三相ブリッジ整流動作から三相倍電圧整流動作に切り替わる電圧閾値（即ち、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（１／√２）・Ｖｄｃ１）に一致する場合におけるモータ誘起電圧定数である。
まず、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりも低く、かつ、定数閾値Ｋ０から大きく離れている場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で回転駆動している際に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは低くなる。そうすると、三相倍電圧整流回路１Ａが三相ブリッジ整流動作を行うものの、モータ４は、回転数“Ｒ１”よりも極めて低い回転数で動作することになるため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が高くなり、効率が低下する（図２８参照）。
次に、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりもわずかに高い場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で動作する際、三相倍電圧整流回路１Ａは三相倍電圧整流動作を行う。しかしながら、モータ４は回転数“Ｒ１”よりもわずかに大きい回転数で動作するため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が高くなり、効率が低下する（図２８参照）。
他方、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりもわずかに低い場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で動作する際、三相倍電圧整流回路１Ａは三相ブリッジ整流動作を行う。また、モータ４は、回転数“Ｒ１”よりもわずかに小さい回転数で動作するため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が低くなり、効率が上昇する（図２８参照）。
次に、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりもわずかに高い場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で動作する際、三相倍電圧整流回路１Ａは三相倍電圧整流動作を行う。しかしながら、モータ４は回転数“Ｒ１”よりもわずかに大きい回転数で動作するため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が高くなり、効率が低下する（図２８参照）。
他方、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりもわずかに低い場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で動作する際、三相倍電圧整流回路１Ａは三相ブリッジ整流動作を行う。また、モータ４は、回転数“Ｒ１”よりもわずかに小さい回転数で動作するため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が低くなり、効率が上昇する（図２８参照）。
以上より、第３の実施形態の変形例に係るモータ４によれば、空調機の運転時間の割合の殆どを占めている中間回転数動作時において、高調波電圧が低く効率が高い運転が可能となる。
以上、第１の実施形態〜第３の実施形態（及びその変形例）に係る三相倍電圧整流回路、インバータ装置及び空調機について詳細に説明したが、三相倍電圧整流回路、インバータ装置及び空調機の具体的な態様は、上述のものに限定されることはなく、要旨を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を加えることは可能である。
例えば、第１の実施形態、第２の実施形態において、倍電圧回路制御部１２は、３つの交流スイッチを、三相の交流電圧の１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせるものとして説明した（図３、図１７参照）。
第１の実施形態、第２の実施形態の変形例に係る倍電圧回路制御部１２は、更に、３つの交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設けてもよい。
具体的には、例えば第１の実施形態（図３）において、倍電圧回路制御部１２（スイッチ素子制御部１２１）は、位相０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の各々のタイミングにおいて、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔの全てをオフするオフセット期間を設ける。
このようにすることで、各交流スイッチの応答遅延等により、３つの交流スイッチのうちの２つ以上が同時にオンし、三相交流電源３の各相が短絡されてしまうことを防止することができる。
第１の実施形態、第２の実施形態の変形例に係る倍電圧回路制御部１２は、更に、３つの交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設けてもよい。
具体的には、例えば第１の実施形態（図３）において、倍電圧回路制御部１２（スイッチ素子制御部１２１）は、位相０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の各々のタイミングにおいて、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔの全てをオフするオフセット期間を設ける。
このようにすることで、各交流スイッチの応答遅延等により、３つの交流スイッチのうちの２つ以上が同時にオンし、三相交流電源３の各相が短絡されてしまうことを防止することができる。
また、上述の各実施形態で説明した３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）は、いずれも、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）と４つのダイオードを組み合わせてなるものとして説明したが、他の実施形態においてはこの態様に限定されない。
例えば、交流スイッチは、ダイオード内蔵型のＩＧＢＴを２つ直列に接続したものであってもよい。また、交流スイッチは、逆阻止ＩＧＢＴ（ＲＢ（Reverse Blocking）−ＩＧＢＴ）を並列に２つ接続してなるものであってもよい。その他、交流スイッチは、双方向に電流を通過可能な双方向スイッチとして一般に知られている態様であれば、如何なる態様であっても構わない。
例えば、交流スイッチは、ダイオード内蔵型のＩＧＢＴを２つ直列に接続したものであってもよい。また、交流スイッチは、逆阻止ＩＧＢＴ（ＲＢ（Reverse Blocking）−ＩＧＢＴ）を並列に２つ接続してなるものであってもよい。その他、交流スイッチは、双方向に電流を通過可能な双方向スイッチとして一般に知られている態様であれば、如何なる態様であっても構わない。
また、上述の各実施形態においては、倍電圧回路制御部１２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各手順を行うものとしている。ここで、上述した倍電圧回路制御部１２の各処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。ここで、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
また、倍電圧回路制御部１２の機能が、ネットワークで接続される複数の装置に渡って具備される態様であってもよい。
また、倍電圧回路制御部１２の機能が、ネットワークで接続される複数の装置に渡って具備される態様であってもよい。
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。
１ インバータ装置
１Ａ 三相倍電圧整流回路
１０ 整流回路
１０Ｒａ 正極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｒｂ 負極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｓａ 正極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｓｂ 負極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｔａ 正極側Ｔ相整流ダイオード
１０Ｔｂ 負極側Ｔ相整流ダイオード
ＩＲ Ｒ相入力端子
ＩＳ Ｓ相入力端子
ＩＴ Ｔ相入力端子
１１ 倍電圧回路
１１Ｒ Ｒ相交流スイッチ
１１Ｓ Ｓ相交流スイッチ
１１Ｔ Ｔ相交流スイッチ
１２ 倍電圧回路制御部
１２０ 位相設定部
１２１ スイッチ素子制御部
１２２ 電圧指令部
１３ ゼロクロス検出部
Ｃａ 正極側コンデンサ
Ｃｂ 負極側コンデンサ
Ｎ 接続点
ＬＲ Ｒ相リアクトル
ＬＳ Ｓ相リアクトル
ＬＴ Ｔ相リアクトル
Ｄ モータ電流検出部
Ｅ 入力電流検出部
Ｆ 直流電圧検出部
２０ インバータ回路
２１ インバータ回路制御部
３ 三相交流電源
４ モータ
１Ａ 三相倍電圧整流回路
１０ 整流回路
１０Ｒａ 正極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｒｂ 負極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｓａ 正極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｓｂ 負極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｔａ 正極側Ｔ相整流ダイオード
１０Ｔｂ 負極側Ｔ相整流ダイオード
ＩＲ Ｒ相入力端子
ＩＳ Ｓ相入力端子
ＩＴ Ｔ相入力端子
１１ 倍電圧回路
１１Ｒ Ｒ相交流スイッチ
１１Ｓ Ｓ相交流スイッチ
１１Ｔ Ｔ相交流スイッチ
１２ 倍電圧回路制御部
１２０ 位相設定部
１２１ スイッチ素子制御部
１２２ 電圧指令部
１３ ゼロクロス検出部
Ｃａ 正極側コンデンサ
Ｃｂ 負極側コンデンサ
Ｎ 接続点
ＬＲ Ｒ相リアクトル
ＬＳ Ｓ相リアクトル
ＬＴ Ｔ相リアクトル
Ｄ モータ電流検出部
Ｅ 入力電流検出部
Ｆ 直流電圧検出部
２０ インバータ回路
２１ インバータ回路制御部
３ 三相交流電源
４ モータ
Claims (10)
- 三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、
前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、
前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、
前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、
前記倍電圧回路を制御する倍電圧回路制御部と、
を備え、
前記倍電圧回路制御部は、
前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる
三相倍電圧整流回路。 - 前記倍電圧回路制御部は、
３つの前記交流スイッチを、前記三相の交流電圧の１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせる
請求項１に記載の三相倍電圧整流回路。 - 前記倍電圧回路制御部は、
３つの前記交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの前記交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設ける
請求項２に記載の三相倍電圧整流回路。 - 前記倍電圧回路制御部は、
前記三相の交流電圧のゼロクロス点から、各相に対応する３つの前記交流スイッチの各々をオンさせるまでの期間を、前記三相交流電源から入力される電流の大きさに応じて変化させる
請求項２又は請求項３に記載の三相倍電圧整流回路。 - 請求項１から請求項４の何れか一項に記載の三相倍電圧整流回路と、
前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧を、負荷を所望に駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換するインバータ回路と、
を備えるインバータ装置。 - 前記倍電圧回路制御部は、
前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合には、３つの前記交流スイッチの全てをオフさせる
請求項５に記載のインバータ装置。 - 請求項６に記載のインバータ装置と、
前記負荷として、前記インバータ回路から出力される負荷駆動用交流電圧に基づいて回転駆動するモータと、
を備える空気調和機。 - 前記モータのモータ誘起電圧定数は、
当該モータが中間回転数で回転駆動する場合に前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、３つの前記交流スイッチの全てがオフしている場合における前記インバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている
請求項７に記載の空気調和機。 - 三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、を備える三相倍電圧整流回路の制御方法であって、
前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせるステップを有する三相倍電圧整流回路の制御方法。 - 三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、を備える三相倍電圧整流回路のコンピュータを、
前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる倍電圧回路制御部として機能させるプログラム。
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| JP2016066653A JP6541074B2 (ja) | 2016-03-29 | 2016-03-29 | 三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラム |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2001145360A (ja) * | 1999-11-16 | 2001-05-25 | Hitachi Ltd | 力率改善回路，モータ制御装置及び空調機 |
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| JP2004166359A (ja) * | 2002-11-12 | 2004-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 高調波抑制回路 |
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