JP2018157735A - 三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】入力力率を改善し、高調波電流を抑制可能できる三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムを提供する。【解決手段】三相倍電圧整流回路１Ａは、整流回路１０と、正極側主ダイオードＤａ、負極側主ダイオードＤｂ、接続点Ｎと正極出力線αとの間に接続された正極側スイッチング素子１１ａ、及び接続点Ｎと負極出力線βとの間に接続された負極側スイッチング素子１１ｂを有する倍電圧回路１１と、正極側コンデンサＣａと、負極側コンデンサＣｂと、整流電圧Ｖａｃを検出する整流電圧検出部１３と、脈動位相を検出する脈動位相検出部、及び脈動位相に関連させて、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとを制御するスイッチング素子制御部を有する倍電圧回路制御部１２と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムに関する。

空気調和機（空調機）には、主として、圧縮機のモータを自在に駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖ三相交流電源）から入力された三相の交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。

ここで、通常の整流回路（例えば、良く知られているダイオードブリッジ回路等）では、出力される直流電圧が、入力される交流電圧の振幅（最大値）となる。したがって、モータが、それ以上の高い直流電圧を必要とする場合には対応できない。
このような課題に対し、三相交流電源電圧の振幅の２倍の直流電圧値を持つ直流が得られる三相倍電圧整流装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第５０５３５８１号公報

特許文献１の三相倍圧整流回路は、三相全波整流された直流電圧を検出することによって、倍電圧とするための充電用スイッチング素子の制御を行っている。
しかし、直流電圧の脈動に対するスイッチングのタイミングが決まっていないため、特許文献１の三相倍圧整流回路は、力率が小さくなったり、高調波電流が大きくなったりする可能性がある。

本発明の目的は、入力力率を改善し、高調波電流を抑制可能な三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムを提供することにある。

第１の態様の三相倍電圧整流回路は、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記整流回路の正極出力線にアノードが接続された正極側主ダイオードと、前記整流回路の負極出力線にカソードが接続された負極側主ダイオードと、接続点と前記正極出力線との間に接続された正極側スイッチング素子と、前記接続点と前記負極出力線との間に接続された負極側スイッチング素子と、を有する倍電圧回路と、前記正極側主ダイオードのカソードと前記接続点との間に接続された正極側コンデンサと、前記接続点と前記負極側主ダイオードのアノードとの間に接続された負極側コンデンサと、前記正極出力線と前記負極出力線との間の整流電圧を検出する整流電圧検出部と、前記整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する脈動位相検出部と、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子とを制御するスイッチング素子制御部と、を有する倍電圧回路制御部と、を備える。

本態様によれば、三相倍電圧整流回路は、整流電圧の脈動の位相に関連させて、正極側スイッチング素子と負極側スイッチング素子とを制御するため、脈動の一周期内における特定のタイミングでスイッチングを行って、整流電圧を倍電圧とすることができる。このため、三相倍電圧整流回路は、脈動の１周期内の各種タイミングのうち、入力力率が改善され、高調波電流が抑制されるタイミングでスイッチングを行うことができる。

第２の態様の三相倍電圧整流回路は、前記脈動位相検出部が、前記脈動が最小値となるタイミングを検出する第１の態様の三相倍電圧整流回路である。

本態様によれば、脈動位相検出部は、脈動の一周期における電圧の時間変化のうち、変化が大きい最小値となるタイミングを検出するため、検出されるタイミングの誤差が小さい。このため、脈動位相検出部は、小さな誤差の範囲内で脈動位相を検出することができる。

第３の態様の三相倍電圧整流回路は、前記倍電圧回路制御部が、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子及び前記負極側スイッチング素子を、それぞれオンさせるタイミングであるオンタイミングを設定するスイッチング位相設定部をさらに有し、前記スイッチング素子制御部が、前記正極側スイッチング素子及び前記負極側スイッチング素子を、前記オンタイミングでそれぞれオンさせる第１又は第２の態様の三相倍電圧整流回路である。

本態様によれば、スイッチング位相設定部は、脈動位相に関連させて、オンタイミングを設定するため、脈動の一周期内における任意のタイミングを、オンタイミングとして設定することができる。このため、三相倍電圧整流回路は、脈動の１周期内の各種タイミングのうち、入力力率が改善され、高調波電流が抑制されるタイミングで、正極側スイッチング素子及び負極側スイッチング素子を、それぞれオンすることができる。

第４の態様の三相倍電圧整流回路は、前記正極出力線と前記負極出力線との間を流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、前記スイッチング位相設定部が、前記脈動が最小値となるタイミング、前記脈動が最大値となるタイミング、前記脈動が上り中間値となるタイミング、及び前記脈動の下り中間値となるタイミングのうち、少なくとも複数のタイミングを前記オンタイミングとして設定し、前記スイッチング位相設定部が、設定された各タイミングのうち、前記電流検出部で検出された電流の最大値と最小値との差が小さいタイミングを選択し、前記オンタイミングとして設定する第３の態様の三相倍電圧整流回路である。

本態様によれば、スイッチング位相設定部は、脈動が最小値となるタイミング、脈動が最大値となるタイミング、脈動が上り中間値となるタイミング、及び脈動の下り中間値となるタイミングのうち、実際に正極出力線と負極出力線との間を流れる電流の変化が小さいタイミングをオンタイミングとして選択する。そのため、三相倍電圧整流回路は、入力力率が改善し、高調波電流が抑制する。

第５の態様の三相倍電圧整流回路は、前記正極出力線と前記負極出力線との間を流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、前記スイッチング位相設定部が、前記正極出力線と前記負極出力線との間を流れる電流の最大値と最小値との差又は平均値と、前記各タイミングのうち選択すべきタイミングと、の関係が予め示されたテーブルを有し、前記スイッチング位相設定部が、前記脈動が最小値となるタイミング、前記脈動が最大値となるタイミング、前記脈動が上り中間値となるタイミング、及び前記脈動の下り中間値となるタイミングのうち、少なくともいずれかタイミングを前記オンタイミングとして設定し、検出された前記電流の最大値と最小値との差又は平均値から、前記テーブルを用いて選択されたタイミングを、前記オンタイミングとして設定する第３の態様の三相倍電圧整流回路である。

本態様によれば、スイッチング位相設定部は、脈動が最小値となるタイミング、脈動が最大値となるタイミング、脈動が上り中間値となるタイミング、及び脈動の下り中間値となるタイミングのうち、テーブルに示された選択すべきタイミングをオンタイミングとして選択する。このため、三相倍電圧整流回路は、入力力率が改善され、高調波電流が抑制されるオンタイミングでスイッチングを行うことができる。

第６の態様の三相倍電圧整流回路は、前記正極側主ダイオードに並列に接続されている正極側リレーと、前記負極側主ダイオードに並列に接続されている負極側リレーと、をさらに備える第１から第５のいずれかの態様の三相倍電圧整流回路である。

本態様によれば、正極側スイッチング素子及び負極側スイッチング素子をオンしないときに、正極側リレー及び負極側リレーをオンさせることができる。このため、三相倍電圧整流回路は、正極側主ダイオード及び負極側主ダイオードにおける電力損失を低減できる。

第７の態様のインバータ装置は、第１から第６のいずれかの態様の三相倍電圧整流回路と、前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧を、負荷を所望に駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換するインバータ回路と、を備える。

本態様によれば、インバータ装置は、三相倍電圧整流回路によって、入力力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。

第８の態様のインバータ装置は、前記倍電圧回路制御部が、前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、前記直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合には、前記正極側スイッチング素子及び前記負極側スイッチング素子をオフさせる第７の態様のインバータ装置である。

本態様によれば、直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合、倍電圧回路のスイッチは、いずれもオフとなっている。このため、三相倍電圧整流回路は、通常のダイオードブリッジによる整流回路として機能する。したがって、インバータ装置は、三相倍電圧整流回路の出力電圧を１倍圧直流電圧とすることができる。

第９の態様の空気調和機は、第８の態様のインバータ装置と、前記負荷として、前記インバータ回路から出力される負荷駆動用交流電圧に基づいて回転駆動するモータと、を備える。

本態様によれば、空気調和機は、三相倍電圧整流回路によって、入力力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。

第１０の態様の三相倍電圧整流回路の制御方法は、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記整流回路の正極出力線にアノードが接続された正極側主ダイオードと、前記整流回路の負極出力線にカソードが接続された負極側主ダイオードと、接続点と前記正極出力線との間に接続された正極側スイッチング素子と、前記接続点と前記負極出力線との間に接続された負極側スイッチング素子と、を有する倍電圧回路と、前記正極側主ダイオードのカソードと前記接続点との間に接続された正極側コンデンサと、前記接続点と前記負極側主ダイオードのアノードとの間に接続された負極側コンデンサと、前記正極出力線と前記負極出力線との間の整流電圧を検出する整流電圧検出部と、を備える三相倍電圧整流回路の制御方法であって、前記整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する脈動位相検出ステップと、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子とを制御するスイッチング素子制御ステップと、を実施する。

第１１の態様のプログラムは、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記整流回路の正極出力線にアノードが接続された正極側主ダイオードと、前記整流回路の負極出力線にカソードが接続された負極側主ダイオードと、接続点と前記正極出力線との間に接続された正極側スイッチング素子と、前記接続点と前記負極出力線との間に接続された負極側スイッチング素子と、を有する倍電圧回路と、前記正極側主ダイオードのカソードと前記接続点との間に接続された正極側コンデンサと、前記接続点と前記負極側主ダイオードのアノードとの間に接続された負極側コンデンサと、前記正極出力線と前記負極出力線との間の整流電圧を検出する整流電圧検出部と、を備える三相倍電圧整流回路のコンピュータを、前記整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する脈動位相検出部と、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子とを制御するスイッチング素子制御部と、を有する倍電圧回路制御部、として機能させる。

本発明の一態様によれば、入力力率を改善し、高調波電流を抑制可能できる。

第１の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。 第１の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。 第１の実施形態に係る倍電圧回路の動作を示す図である。 第１の実施形態に係る倍電圧回路の動作を示す図である。 第１の実施形態に係るインバータ装置における整流電圧とスイッチング制御信号との関係を示す図である。 第１の実施形態に係るインバータ装置における整流電圧と各相間電圧との関係を示す図である。 第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形を示す第１の図である。 第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形を示す第２の図である。 第１の実施形態に係るインバータ装置における整流電圧と各相電流との関係を示す図である。 第２の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。 第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。 θＢＭをオンタイミングとした時のリアクタ電流ＩＬの波形を示す図である。 θＵＰをオンタイミングとした時のリアクタ電流ＩＬの波形を示す図である。 θＴＰをオンタイミングとした時のリアクタ電流ＩＬの波形を示す図である。 θＤＷをオンタイミングとした時のリアクタ電流ＩＬの波形を示す図である。 θＢＭをオンタイミングとした時のリアクタ電流ＩＬの波形を示す図である。 高調波成分が大きいとき時の電源電流の波形を示す図である。 図１７の波形の電源高調波スペクトルを示す図である。 高調波成分が小さいとき時の電源電流の波形を示す図である。 図１９の波形の電源高調波スペクトルを示す図である。 高調波成分が大きいとき時の電源電流の波形（上）及びリアクタ電流ＩＬの波形（下）を示す図である。 高調波成分が小さいとき時の電源電流の波形（上）及びリアクタ電流ＩＬの波形（下）を示す図である。 各オンタイミングで制御した時の性能測定結果を示す表である。 第３の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。 第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。 第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第１の図である。 第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第２の図である。 第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第３の図である。 第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。 第４の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。 各実施形態の三相倍電圧整流回路の制御方法のフローチャートである。

以下、本発明に係る各種実施形態について、図面を用いて説明する。

＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１〜図９を参照しながら詳細に説明する。

（インバータ装置の回路構成）
図１は、第１の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
インバータ装置１は、空気調和機（空調機）９０の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための三相交流モータ（モータ４）に対し、別途入力された回転数指令に応じた負荷駆動用交流電圧（三相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である三相交流モータ（モータ４）を所望の回転数で回転駆動させる。
なお、インバータ装置１は、商用電源である三相交流電源３から供給される三相交流電圧を、上記負荷駆動用交流電圧に変換して出力する。ここで、三相交流電源３は、例えば、ＡＣ２００Ｖ（実効値２００Ｖ）で周波数が５０Ｈｚ（若しくは６０Ｈｚ）の交流電圧であって、位相が互いに１２０°異なるＲ相、Ｓ相、Ｔ相からなる三相の交流電圧を出力する。以下、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧を、それぞれ、「Ｒ相交流電圧」、「Ｓ相交流電圧」、「Ｔ相交流電圧」とも記載する。

図１に示すように、インバータ装置１は、三相倍電圧整流回路１Ａと、インバータ回路２０と、インバータ回路制御部２１と、を備える。

三相倍電圧整流回路１Ａは、三相交流電源３から供給される三相の交流電圧を整流して、「直流電圧Ｖｄｃ」を出力する。三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃは、図１に示す正極側出力端子Ｑａと負極側出力端子Ｑｂとの間に出力される。
本実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、後述するように、入力される三相の交流電圧の最大値の倍電圧を出力する倍電圧整流回路としての機能を有する。
三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成については後述する。

インバータ回路２０は、三相倍電圧整流回路１Ａから出力された直流電圧Ｖｄｃを、モータ４を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換する。インバータ回路２０は、正極側出力端子Ｑａと負極側出力端子Ｑｂとの間に直列に接続された２つのスイッチング素子の対を３対有する。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の各対は、三相交流モータ（モータ４）を回転駆動させるための３つの相のそれぞれに対応して設けられる。
インバータ回路２０は、モータ電流検出部２２をさらに備える。
モータ電流検出部２２は、三相倍電圧整流回路１Ａへ戻る電流（モータ電流）を検出する。モータ電流検出部２２は、検出したモータ電流の検出結果を、検出信号として、インバータ回路制御部２１へ出力する。

インバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０を構成する各スイッチング素子のオン／オフを制御する制御用ＩＣ（いわゆるマイコン等）である。
インバータ回路制御部２１には、上位装置から回転数指令を入力される。インバータ回路制御部２１は、モータ電流検出部２２からモータ電流の検出信号を受け付ける。
インバータ回路制御部２１は、上記モータ電流を監視しながら、モータ４の回転数が、当該回転数指令に示される回転数となるようにインバータ回路２０を駆動させる。ここで、インバータ回路制御部２１は、一般に良く知られているＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御に基づいてインバータ回路２０を制御する。

（三相倍電圧整流回路の構成）
三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成について詳しく説明する。
図１に示すように、三相倍電圧整流回路１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部１２と、整流電圧検出部１３と、リアクタＬと、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、を有している。

整流回路１０は、後述するように整流電圧Ｖａｃを出力する。
倍電圧回路１１は、倍電圧回路制御部１２の制御によって、三相交流電源３から入力される三相の交流電圧の最大値の２倍の電圧を、直流電圧Ｖｄｃとして出力することができる。
倍電圧回路制御部１２は、倍電圧回路１１を制御する制御用ＩＣである。倍電圧回路制御部１２の具体的な機能構成については後述する。
整流電圧検出部１３は、整流回路１０の出力電圧である整流電圧Ｖａｃを監視する。
整流回路１０及び倍電圧回路１１は、互いに正極側同士がリアクタＬを介して正極出力線αで接続されている。整流回路１０及び倍電圧回路１１は、互いに負極側同士が負極出力線βで接続されている。

リアクタＬは、正極出力線αに流れる電流を平滑化する。
以下の説明において、正極出力線αは、リアクタＬを介して、第１正極出力線α１と、第２正極出力線α２とが直列接続された線である。
したがって、整流回路１０は、整流電圧Ｖａｃを、第１正極出力線α１と負極出力線βとの間に出力する。

２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）は、倍電圧回路１１の出力の間において直列に接続されている。
具体的には、正極側コンデンサＣａは、後述する正極側主ダイオードＤａのカソードと接続点Ｎとの間に接続されている。負極側コンデンサＣｂは、後述する負極側主ダイオードＤｂのアノードと接続点Ｎとの間に接続されている。
なお、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂは同じ容量値である。したがって、接続点Ｎは、正極出力線αと負極出力線βとの電位差の中間電位点である。

（整流回路の構成）
整流回路１０について詳しく説明する。
整流回路１０は、三相交流電源３から供給される三相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）を、各相に対応する３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＱＲ、Ｓ相入力端子ＱＳ及びＴ相入力端子ＱＴ）の各々から入力して整流する。

Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々は、互いに１２０°の位相でずれながらそれぞれ周期Ｔｃで振動している。
整流回路１０は、６つの整流ダイオード（正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂ）で構成される。

整流回路１０の正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、三相交流電源３からＲ相入力端子ＱＲを通じて入力されたＲ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａは、Ｒ相入力端子ＱＲから第１正極出力線α１にかけて順方向接続されている。また、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、負極出力線βからＲ相入力端子ＱＲにかけて順方向接続されている。

整流回路１０の正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、三相交流電源３からＳ相入力端子ＱＳを通じて入力されたＳ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａは、Ｓ相入力端子ＱＳから第１正極出力線α１にかけて順方向接続されている。また、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、負極出力線βからＳ相入力端子ＱＳにかけて順方向接続されている。

整流回路１０の正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、三相交流電源３からＴ相入力端子ＱＴを通じて入力されたＴ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａは、Ｔ相入力端子ＱＴから第１正極出力線α１にかけて順方向接続されている。また、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、負極出力線βからＴ相入力端子ＱＴにかけて順方向接続されている。

（倍電圧回路）
倍電圧回路１１について詳しく説明する。
倍電圧回路１１は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃとして、三相交流電源３から入力される三相の交流電圧の最大値の２倍の電圧を出力することができる。
ここで、以下の説明において、三相の交流電圧の振幅相当の直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」と記載し、三相の交流電圧の振幅の２倍相当の直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」と記載して区別する（Ｖｄｃ１＝１／２・Ｖｄｃ２）。例えば、三相交流電源３がＡＣ２００Ｖの交流電圧を出力する場合、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１は、２００√２Ｖとなり、２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２は、４００√２Ｖとなる。

倍電圧回路１１は、正極側主ダイオードＤａと、負極側主ダイオードＤｂと、正極側スイッチング素子１１ａと、負極側スイッチング素子１１ｂと、を備える。

正極側主ダイオードＤａは、整流回路１０の正極出力線αから正極側コンデンサＣａにかけて順方向に接続される。具体的には、正極側主ダイオードＤａのアノードが、第２正極出力線α２に接続され、正極側主ダイオードＤａのカソードが、正極側コンデンサＣａに接続されている。
負極側主ダイオードＤｂは、負極側コンデンサＣｂから整流回路１０の負極出力線βにかけて順方向に接続される。具体的には、負極側主ダイオードＤｂのアノードが、負極側コンデンサＣｂに接続されて、負極側主ダイオードＤｂのカソードが、負極出力線βに接続されている。

正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂは、それぞれパワートランジスタである。
正極側スイッチング素子１１ａは、正極出力線α（第２正極出力線α２）と接続点Ｎとの間に接続されている。負極側スイッチング素子１１ｂは、負極出力線βと接続点Ｎとの間に接続されている。
正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂは、後述する倍電圧回路制御部１２から出力されるスイッチング制御信号によりオン／オフ制御される。

本実施形態の場合、正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂは、それぞれＩＧＢＴである。
この場合、正極側スイッチング素子１１ａのコレクタが、第２正極出力線α２に接続され、正極側スイッチング素子１１ａのエミッタが、接続点Ｎに接続されている。さらに、負極側スイッチング素子１１ｂのエミッタが、負極出力線βに接続され、負極側スイッチング素子１１ｂのコレクタが、接続点Ｎに接続されている。
後述する倍電圧回路制御部１２から正極側スイッチング素子１１ａのゲートに、スイッチング制御信号が印可されることによって、正極側スイッチング素子１１ａはオン／オフ制御される。
同様に倍電圧回路制御部１２から負極側スイッチング素子１１ｂのゲートに、スイッチング制御信号が印可されることによって、負極側スイッチング素子１１ｂはオン／オフ制御される。

（倍電圧回路制御部）
倍電圧回路制御部１２について詳しく説明する。
図２に示すように、倍電圧回路制御部１２は、脈動位相検出部１２ｄと、スイッチング素子制御部１２ｇと、を備える。
本実施形態では、後述するプログラムを実行することにより、コンピュータを脈動位相検出部１２ｄ及びスイッチング素子制御部１２ｇとして機能させている。

脈動位相検出部１２ｄは、整流電圧Ｖａｃの脈動（交流成分）の位相である脈動位相を検出する。
本実施形態では、脈動位相検出部１２ｄは、整流電圧検出部１３が検出する整流電圧Ｖａｃの検出結果を検出信号として受け付ける。脈動位相検出部１２ｄは、受け付けた検出信号から、整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となる位相（タイミング）を検出する。脈動位相検出部１２ｄは、整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となるタイミングをスイッチング素子制御部１２ｇに通知する。
ここで検出する「最小値」とは、整流電圧Ｖａｃ定常時の脈動の最小値であって、脈動の一周期における電圧の時間変化のうちの最小値である。
後述する「最大値」とは、整流電圧Ｖａｃ定常時の脈動の最大値であって、脈動の一周期における電圧の時間変化のうちの最大値である。

スイッチング素子制御部１２ｇは、検出された整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となるタイミングを受信する。スイッチング素子制御部１２ｇは、受信したタイミングで、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとが交互にオンするように、スイッチング制御信号を発生させる。スイッチング素子制御部１２ｇは、倍電圧回路１１に対し発生したスイッチング制御信号を出力する。
スイッチング制御信号とは、正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂのオン／オフを制御する信号であって、具体的には、正極側スイッチング素子１１ａ、負極側スイッチング素子１１ｂの各ゲート端子に入力される信号である。
スイッチング素子制御部１２ｇのよる詳細な動作については後述する。

（スイッチング素子制御部）
倍電圧回路制御部１２について詳しく説明する。
スイッチング素子制御部１２ｇは、スイッチング制御信号を出力し、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとを交互にオンする。

図３は、正極側スイッチング素子１１ａをオフとし、負極側スイッチング素子１１ｂをオンとしたときの倍電圧回路１１における電流の流れを示す。
整流回路１０から出力される電流Ｉ１は、リアクタＬ、正極側主ダイオードＤａ、正極側コンデンサＣａ、負極側スイッチング素子１１ｂを順に流れることによって、正極側コンデンサＣａを充電する。
このとき、正極側コンデンサＣａは、整流電圧Ｖａｃの最大値に相当する電圧Ｖ１まで充電される。

図４は、正極側コンデンサＣａを充電した後において、正極側スイッチング素子１１ａをオンとし、負極側スイッチング素子１１ｂをオフとしたときの倍電圧回路１１における電流の流れを示す。
整流回路１０から出力される電流Ｉ２は、リアクタＬ、正極側スイッチング素子１１ａ、負極側コンデンサＣｂ、負極側主ダイオードＤｂを順に流れることによって、負極側コンデンサＣｂを充電する。
このとき、負極側コンデンサＣｂは、整流電圧Ｖａｃの最大値に相当する電圧Ｖ２まで充電される。
他方、正極側コンデンサＣａは正極側主ダイオードＤａでブロックされているので、正極側スイッチング素子１１ａをオンとなっても充電された電荷が維持される。このため、正極側コンデンサＣａは、電圧Ｖ１を維持している。

その後、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとが交互にオンすることによって、正極側コンデンサＣａは電圧Ｖ１を維持し、負極側コンデンサＣｂは電圧Ｖ２を維持する。
このため、直列に接続された正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂは、整流電圧Ｖａｃの最大値の２倍の電圧が維持される。
したがって、倍電圧回路１１は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃを、三相交流電源３から入力される三相の交流電圧の最大値の２倍の電圧にすることができる。

図５に、整流電圧Ｖａｃと、スイッチング制御信号ＳＧｂと、スイッチング制御信号ＳＧａと、の関係を示す。横軸は時間、縦軸は電圧を示す。
図５に示す整流電圧Ｖａｃ（上から１つ目のグラフ）の波形は、整流回路１０によって三相全波整流された電圧波形であり、周期Ｔｃ（位相３６０°）の１／６（位相６０°）を１周期とする波形となっている。
図５に示されるスイッチング制御信号ＳＧｂ（上から２つ目のグラフ）は、スイッチング素子制御部１２ｇが負極側スイッチング素子１１ｂに向けて出力する信号である。
図５に示されるスイッチング制御信号ＳＧa（上から３つ目のグラフ）は、スイッチング素子制御部１２ｇが正極側スイッチング素子１１ａに向けて出力する信号である。
図５に示されるように、スイッチング素子制御部１２ｇは、整流電圧Ｖａｃの最小値毎に負極側スイッチング素子１１ｂをオン、オフさせる。スイッチング素子制御部１２ｇは、正極側スイッチング素子１１ａは、負極側スイッチング素子１１ｂがオンならばオフ、オフならばオンさせる。
なお、以下の説明においては、周期Ｔｃ（位相３６０°）を１／６（位相６０°）で分割してなる各期間として、期間Ｔ１〜Ｔ６を用いる。

図６に示される各グラフは、整流電圧Ｖａｃと、三相交流のＲＳ間の線間電圧Ｖｒｓと、三相交流のＳＴ間の線間電圧Ｖｓｔと、三相交流のＴＲ間の線間電圧Ｖｔｒと、の関係を示す。横軸は時間、縦軸は電圧を示す。
図６に示されるように、Ｔ１の区間は、線間で線間電圧Ｖｒｓが大となり、Ｒ相からＳ相に電流が流れる。Ｔ２の区間は、Ｖｔｒが大となり、Ｒ相からＴ相に電流が流れる。
同様に、Ｔ３の区間は、Ｓ相からＴ相に電流が流れる。Ｔ４の区間は、Ｓ相からＲ相に電流が流れる。Ｔ５の区間は、Ｔ相からＲ相に電流が流れる。Ｔ６の区間は、Ｔ相からＳ相に電流が流れる。

図７に、上から順に、整流電圧Ｖａｃの電圧波形、リアクタＬの電流波形、正極側主ダイオードＤａの電流波形、正極側コンデンサＣａの電流波形、負極側スイッチング素子１１ｂの電流波形、をそれぞれ示す。横軸は時間、縦軸は電流（整流電圧Ｖａｃは電圧）を示す。
図７に示されるように、負極側スイッチング素子１１ｂがオンとなり、正極側スイッチング素子１１ａがオフとなる期間Ｔ１、Ｔ３及びＴ５において、リアクタＬ、正極側主ダイオードＤａ、正極側コンデンサＣａ及び負極側スイッチング素子１１ｂに電流が流れる。

図８に、上から順に、整流電圧Ｖａｃの電圧波形、リアクタＬの電流波形、負極側主ダイオードＤｂの電流波形、負極側コンデンサＣｂの電流波形、正極側スイッチング素子１１ａの電流波形、をそれぞれ示す。横軸は時間、縦軸は電流（整流電圧Ｖａｃは電圧）を示す。
図８に示されるように、負極側スイッチング素子１１ｂがオフとなり、正極側スイッチング素子１１ａがオンとなる期間Ｔ２、Ｔ４及びＴ６において、リアクタＬ、負極側主ダイオードＤｂ、負極側コンデンサＣｂ及び正極側スイッチング素子１１ａに電流が流れる。

（本実施形態の作用及び効果）
三相倍電圧整流回路１Ａは、整流電圧の脈動の位相に関連させて、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとを制御するため、脈動の一周期内における特定のタイミングでスイッチングを行って、整流電圧Ｖａｃを倍電圧とすることができる。このため、三相倍電圧整流回路１Ａは、脈動の１周期内の各種タイミングのうち、入力力率が改善され、高調波電流が抑制されるタイミングでスイッチングを行うことができる。
この点について図９を参照して以下に説明する。

図９に、上から順に、整流電圧Ｖａｃの電圧波形、Ｒ相の電源電流Ｉｒの電流波形、Ｓ相の電源電流Ｉｓの電流波形、Ｔ相の電源電流Ｉｔの電流波形、をそれぞれの電流波形を示す。横軸は時間、縦軸は電流（整流電圧Ｖａｃは電圧）を示す。
本実施形態では、脈動の一周期における電圧の時間変化のうち、最小値となるタイミングにスイッチングを行っているので、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各相に対してバランスのよいタイミングでスイッチングを行っている。その結果、図９に示されるように、各相に電源電流が均等に流れる。
したがって、三相倍電圧整流回路１Ａは、入力力率が改善され、電源高調波電流が抑制される。

さらに、本実施形態の場合、脈動位相検出部１２ｄは、脈動の一周期における電圧の時間変化のうち、変化が大きい最小値となるタイミングを検出するため、タイミングを特定しやすい。このため、検出されるタイミングの誤差が小さく、脈動位相検出部１２ｄは、小さな誤差の範囲内で脈動位相を検出することができる。小さな誤差の範囲内で脈動位相が検出されれば、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各相に対して、スイッチングするタイミングにばらつきが生じにくい。
したがって、三相倍電圧整流回路１Ａは、各相の電源電流を均等とすることができる。

本実施形態では、脈動位相検出部１２ｄは、整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となる位相（タイミング）を検出している。変形例として、脈動位相検出部１２ｄは、整流電圧Ｖａｃの脈動が最大値となる位相、中間値となる位相を検出してもよい。中間値としては、脈動が上り勾配となっている最中の中間値である「上り中間値」としてもよいし、脈動が下り勾配となっている最中の中間値である「下り中間値」としてもよい。

本実施形態では、倍電圧回路制御部１２は、脈動位相検出部１２ｄが検出した整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となるタイミングで、正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂをスイッチングさせている。変形例として、検出した整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となるタイミングからずらせたタイミングで、正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂをスイッチングさせてもよい。この場合、例えば、後述する第２の実施形態のようなスイッチング位相設定部を、倍電圧回路制御部１２に設け、脈動位相検出部１２ｄが検出した整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となるタイミングを、スイッチング位相設定部で任意のタイミングにずらせればよい。

＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１０〜図２３を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態に係る三相倍電圧整流回路は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、倍電圧回路制御部が、リアクタ電流を検出し、脈流の位相に対するスイッチングの位相を選択する点が異なっている。

インバータ装置１００は、空気調和機（空調機）１９０の室外機に搭載される。
図１０に示すように、インバータ装置１００は、三相倍電圧整流回路１０１Ａと、インバータ回路２０と、インバータ回路制御部２１と、を備える。
三相倍電圧整流回路１０１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部１１２と、整流電圧検出部１３と、リアクタＬと、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、電流検出部３０を有する。

図１０に示すように、電流検出部３０は、リアクタ電流ＩＬとして、負極出力線βに流れる電流を検出する。
本実施形態の場合、電流検出部３０が検出するリアクタ電流ＩＬは、正極出力線αと負極出力線βとの間を流れる電流に相当し、リアクタＬに流れる電流に相当する。
電流検出部３０は、検出したリアクタ電流ＩＬの検出結果を、検出信号として、倍電圧回路制御部１１２へ出力する。

図１１に示すように、倍電圧回路制御部１１２は、脈動位相検出部１１２ｄと、スイッチング位相設定部１１２ｅと、演算部１１２ｆと、スイッチング素子制御部１１２ｇと、を機能的に備える。
本実施形態では、後述するプログラムを実行することにより、コンピュータを脈動位相検出部１１２ｄ、スイッチング位相設定部１１２ｅ、演算部１１２ｆ、及びスイッチング素子制御部１１２ｇとして機能させている。

脈動位相検出部１１２ｄは、整流電圧Ｖａｃの脈動（交流成分）の位相である脈動位相を検出する。
本実施形態では、脈動位相検出部１１２ｄは、整流電圧検出部１３が検出する整流電圧Ｖａｃの検出結果を検出信号として受け付ける。脈動位相検出部１１２ｄは、受け付けた検出信号から、整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となる位相（タイミング）を検出する。脈動位相検出部１１２ｄは、整流電圧Ｖａｃの脈動が最小値となるタイミングをスイッチング位相設定部１１２ｅに通知する。

スイッチング位相設定部１１２ｅは、脈動位相検出部１１２ｄが検出した脈動位相を受け付ける。スイッチング位相設定部１１２ｅは、脈動位相を基準として、正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂを、それぞれオンさせるタイミング（オンタイミング）を設定する。スイッチング位相設定部１１２ｅは、設定されたオンタイミングを、スイッチング素子制御部１１２ｇに通知する。
本実施形態では、スイッチング位相設定部１１２ｅは、脈動位相検出部１１２ｄが検出した脈動が最小値となるタイミングを基準タイミング（θ０）として設定する。スイッチング位相設定部１１２ｅは、基準タイミング（θ０）を基準に、脈動が最小値となるタイミング（θＢＭ）、脈動が上り中間値となるタイミング（θＵＰ）、脈動が最大値となるタイミング（θＴＰ）、及び脈動の下り中間値となるタイミング（θＤＷ）の４つのタイミングをオンタイミングとして順に設定する。

基準タイミング（θ０）を基準に、各タイミングθＢＭ、θＵＰ、θＴＰ、θＤＷを設定するには、例えば、θＢＭ＝θ０、θＵＰ＝θ０＋１５°、θＵＰ＝θ０＋３０°、θＵＰ＝θ０＋４５°とする。ここでは、脈動の一周期（周期Ｔｃの１／６）の位相を６０°とする。

スイッチング素子制御部１１２ｇは、設定されたオンタイミングを順に受け付ける。スイッチング素子制御部１１２ｇは、受け付けた各オンタイミングで、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとが交互にオンするように、スイッチング制御信号を発生させる。スイッチング素子制御部１１２ｇは、倍電圧回路１１に対し発生したスイッチング制御信号を出力する。

演算部１１２ｆは、電流検出部３０で検出されたリアクタ電流ＩＬの検出結果を検出信号として受け付ける。
演算部１１２ｆは、受け付けたリアクタ電流ＩＬの値から、リアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差を演算する。
演算されるリアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差は、リアクタ電流ＩＬの一周期（Ｔ／６）における最大値と最小値との差の平均であってもよいし、リアクタ電流ＩＬの複数周期の間における最大値と最小値との差であってもよい。

（倍電圧回路制御部の機能）
本実施形態の倍電圧回路制御部１１２の機能について説明する。

倍電圧回路制御部１１２は、電流検出部３０で検出されたリアクタ電流ＩＬの値を受け付ける。倍電圧回路制御部１１２がリアクタ電流ＩＬの変化から負荷が一定であると判断したら、スイッチング位相設定部１１２ｅは、各タイミングθＢＭ、θＵＰ、θＴＰ、θＤＷを順に、オンタイミングとして設定する。スイッチング素子制御部１１２ｇは、各オンタイミングで正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂを制御する。演算部１１２ｆは、演算によって、各タイミングで検出されたリアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差をそれぞれ検出する。
スイッチング位相設定部１１２ｅは、各タイミングで検出されたリアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差を比較し、リアクタ電流の最大値と最小値との差が小さい場合のタイミングを選択する。本実施形態では、アクタ電流の最大値と最小値との差が最も小さい場合のタイミングを選択している。
スイッチング位相設定部１１２ｅは、選択したタイミングをオンタイミングとして設定し、スイッチング素子制御部１１２ｇを介して、選択したタイミングで正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとを制御する。

図１２に、脈動が最小値となるタイミング（θＢＭ）をオンタイミングとして設定したときのリアクタ電流ＩＬの時間変化を示す。上から順に整流電圧Ｖａｃ、スイッチング制御信号ＳＧｂ、スイッチング制御信号ＳＧａ、リアクタ電流ＩＬを示す。
同様に、図１３に、脈動が上り中間値となるタイミング（θＵＰ）をオンタイミングとして設定したときのリアクタ電流ＩＬの時間変化を示す。
同様に、図１４に、脈動が最大値となるタイミング（θＴＰ）をオンタイミングとして設定したときのリアクタ電流ＩＬの時間変化を示す。
同様に、図１５に、脈動の下り中間値となるタイミング（θＤＷ）をオンタイミングとして設定したときのリアクタ電流ＩＬの時間変化を示す。
同様に、図１６に、脈動が最小値となるタイミング（θＢＭ）をオンタイミングとして設定したときのリアクタ電流ＩＬの時間変化を示す。ただし、図１６では、図１２の場合に比べて、スイッチング制御信号ＳＧｂと、スイッチング制御信号ＳＧａとのタイミングが逆になっている。
図１２〜図１６はいずれも、横軸は時間、縦軸は電圧（リアクタ電流ＩＬは電流）を同じスケールで示す。

図１２〜図１６に示されたリアクタ電流ＩＬの波形を比較すると、脈動の下り中間値となるタイミング（θＤＷ）をオンタイミングとして設定したときのリアクタ電流ＩＬが最も小さい。
本実施形態の場合、倍電圧回路制御部１１２は、脈動の下り中間値となるタイミング（θＤＷ）を選択し、オンタイミングとして設定する。

（作用及び効果）
本実施形態の作用及び効果について説明する。
スイッチング位相設定部１１２ｅは、各タイミングθＢＭ、θＵＰ、θＴＰ、θＤＷのうち、実際に正極出力線と負極出力線との間を流れる電流の変化が小さいタイミングをオンタイミングとして設定する。そのため、三相倍電圧整流回路１０１Ａは、入力力率を改善し、高調波電流を抑制する。以下に詳しく説明する。

ここで比較のために、図１７〜図２０の波形を示す。
図１７に電源電流で高調波成分が大きいときの電源電流の波形を示す。図１８に図１７の波形の電源高調波スペクトルを示す。
図１９に電源電流で高調波成分が小さいときの電源電流の波形を示す。図２０に図１９の波形の電源高調波スペクトルを示す。
図１７及び図１９は、いずれも、横軸は時間、縦軸は電流を同じスケールで示す。
図１８及び図２０は、いずれも、横軸は時間、縦軸は電流を同じスケールで示す。
図２１は、電源電流で高調波成分が大きいときのリアクタ電流ＩＬ、電源高調波電流のそれぞれの波形を上から順に示す。横軸は時間、縦軸は電流を示す。
図２２は、電源電流で高調波成分が小さいときのリアクタ電流ＩＬ、電源高調波電流のそれぞれの波形を上から順に示す。横軸は時間、縦軸は電流を示す。

図１７〜図２０を比較すると、最大値と最小値との差が大きい時は、電源高調波が大となり、最大値と最小値との差が小さい時は、電源高調波が小さくなる。
なお、図２１及び図２２に示されるように、ＡＢ間やＣＤ間では、リアクタ電流ＩＬの波形と電源電流の波形が一致するので、リアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差を使えば、電源高調波電流の大・小を判断できる。

また、高調波電流が小さくなれば、入力電流実効値が小さくなるので、入力力率が向上する。このことは、図２３の結果からもわかる。
図２３は、各オンタイミングにおけるリアクタ電流の最大値、リアクタ電流の最小値、リアクタ電流の最大値と最小値との差、入力力率、電源電流の５次高調波の測定結果を示す。上から順に、θＢＭをオンタイミングとした時（最小値ごとの制御）、θＵＰをオンタイミングとした時（中間値（Ｖａｃ増加中）毎の制御）、θＴＰをオンタイミングとした時（最大値毎の制御）、θＤＷをオンタイミングとした時（中間値（Ｖａｃ減少中）毎の制御）の各種測定結果を示す。
図２３には、リアクタ電流の最大値と最小値との差が小さい場合ほど、入力力率が向上し、例えば５次高調波が低減される結果が示されている。

特に本実施形態では、4つのタイミングのうち、θＤＷをオンタイミングとした時（中間値（Ｖａｃ減少中）毎の制御）において最も入力力率が向上し、５次高調波が低減されている。

このように、少なくとも複数のタイミングのうち、実際に正極出力線と負極出力線との間を流れる電流の変化が小さいタイミングをオンタイミングとして設定すれば、三相倍電圧整流回路１０１Ａは、入力力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。

変形例として、スイッチング位相設定部１１２ｅは、リアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差と、各タイミングθＢＭ、θＵＰ、θＴＰ、θＤＷのうち選択すべきタイミングと、の関係が予め示されたテーブルを有するものであってもよい。
選択すべきタイミングは、予め試行された結果によって決定され、予めテーブルに設定されている。
この場合、スイッチング位相設定部１１２ｅは、タイミングθＢＭ、θＵＰ、θＴＰ、θＤＷのうち少なくともいずれかタイミングをオンタイミングとして設定する。設定されたタイミングにおいて検出されたリアクタ電流ＩＬの最大値と最小値との差から、スイッチング位相設定部１１２ｅは、テーブルを用いて選択されたタイミングを、オンタイミングとして設定する。
他の変形例として、スイッチング位相設定部１１２ｅは、リアクタ電流ＩＬの平均値と、タイミングθＢＭ、θＵＰ、θＴＰ、θＤＷのうち選択すべきタイミングと、の関係が予め示されたテーブルを有するものであってもよい。
この場合、設定されたタイミングにおいて検出されたリアクタ電流ＩＬの平均値から、スイッチング位相設定部１１２ｅは、テーブルを用いて選択されたタイミングを、オンタイミングとして設定する。

＜第３の実施形態＞
次に、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図２４〜図２９を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態に係る三相倍電圧整流回路は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とするか、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とするか、選択する点が異なっている。

図２４は、第３の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
インバータ装置２００は、空気調和機（空調機）２９０の室外機に搭載される。
図２４に示すように、インバータ装置２００は、三相倍電圧整流回路２０１Ａと、インバータ回路２０と、インバータ回路制御部２２１と、直流電圧検出部４０と、を備える。
インバータ回路制御部２２１は、インバータ回路２０から出力するインバータ出力電圧Ｖｃ（実効電圧）を設定するとともに、当該インバータ出力電圧Ｖｃを示すインバータ出力電圧信号を、三相倍電圧整流回路２０１Ａへ出力する。なお、後述するように、インバータ出力電圧Ｖｃは、モータ４の回転数（回転速度）に比例して増減させる。

三相倍電圧整流回路２０１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部２１２と、整流電圧検出部１３と、リアクタＬと、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、を有している。

直流電圧検出部４０は、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を検出する。直流電圧検出部４０は、検出した直流電圧Ｖｄｃの検出結果を、検出信号として、倍電圧回路制御部２１２へ出力する。

図２５に示すように、倍電圧回路制御部２１２は、脈動位相検出部２１２ｄと、スイッチング素子制御部２１２ｇと、電圧指令部２１２ｃを備える。
電圧指令部２１２ｃは、インバータ回路制御部２２１から出力されるインバータ出力電圧Ｖｃを示すインバータ出力電圧信号を受け付ける。
電圧指令部２１２ｃは、直流電圧検出部４０で検出された直流電圧Ｖｄｃの検出結果を、検出信号として、さらに受け付ける。

（電圧指令部の機能）
図２６〜図２８は、それぞれ、第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第１の図〜第３の図である。
図２６は、モータ４の回転数と、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｃとの関係を示すグラフである。
また、図２７は、電圧指令部２１２ｃが実行する処理フローを示す図である。
また、図２８は、モータ４の回転数と、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）との関係を示すグラフである。

本実施形態に係るモータ４は、ロータに永久磁石が具備されてなる永久磁石ブラシレスモータである。この場合、モータ４の回転数が大きくなるにつれモータ巻線を貫く磁束の変化が大きくなるため、モータ４に生じる逆起電力が増大する。したがって、モータ４を所望する回転数で動作させるためには、インバータ回路制御部２２１は、インバータ回路２０からモータ４に出力するインバータ出力電圧Ｖｃを、モータ４の回転数に比例して増加させる必要がある。
インバータ回路制御部２２１が、受け付けた回転数指令に応じてインバータ出力電圧Ｖｃを徐々に増加させていくと、当該インバータ出力電圧Ｖｃに応じてモータ４の回転数が上昇する。しかしながら、インバータ出力電圧Ｖｃが三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の１／√２倍に達すると、それ以上、モータ４の回転数を上昇させることができなくなる。即ち、モータ４の最大回転数は、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃによって決定される。
具体的には、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｃが（１／√２）・Ｖｄｃ１のときに得られる回転数“Ｒ１”となる（図２６参照）。また、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｃが（１／√２）・Ｖｄｃ２のときに得られる回転数“Ｒ２”となる（図２６参照）。

本実施形態に係る電圧指令部２１２ｃは、図２７に示す処理フローに従って動作する。
すなわち、電圧指令部２１２ｃは、まず、直流電圧検出部４０を通じて直流電圧Ｖｄｃを検出し、当該直流電圧Ｖｄｃの検出結果に基づいて、三相倍電圧整流回路２０１Ａが「三相ブリッジ整流動作」及び「三相倍電圧整流動作」のいずれを行っているか、を判定する（ステップＳ０１）。ここで、「三相ブリッジ整流動作」とは、倍電圧回路１１の正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂの両方をオフさせることで、三相倍電圧整流回路２０１Ａをダイオードブリッジ整流回路として機能させる動作のことを指す。また、「三相倍電圧整流動作」とは、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとを交互にオンさせることで、三相倍電圧整流回路２０１Ａを倍電圧整流回路として機能させる動作のことを指す。
電圧指令部２１２ｃは、検出した直流電圧Ｖｄｃが１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１であった場合には、三相倍電圧整流回路２０１Ａが「三相ブリッジ整流動作」を行っているものと判定する（ステップＳ０１：三相ブリッジ整流動作）。また、電圧指令部２１２ｃは、検出した直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２であった場合には、三相倍電圧整流回路２０１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行っているものと判定する（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）。

三相倍電圧整流回路２０１Ａの動作が「三相ブリッジ整流動作」であった場合（ステップＳ０１：三相ブリッジ整流動作）、インバータ回路制御部２２１から受け付けたインバータ出力電圧信号に基づいて、インバータ出力電圧Ｖｃが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ０２）。
インバータ出力電圧Ｖｃが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きかった場合（ステップＳ０２：ＹＥＳ）、電圧指令部２１２ｃは、直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチング素子制御部２１２ｇは、倍電圧回路１１に対するスイッチング制御信号の出力を開始し、「三相倍電圧整流動作」に切り替わる（ステップＳ０３）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｃが（１／√２）・Ｖｄｃ１以下であった場合（ステップＳ０２：ＮＯ）、電圧指令部２１２ｃは、処理を終了する。これにより、スイッチング素子制御部２１２ｇは、倍電圧回路１１に対するスイッチング制御信号の出力停止が継続され、「三相ブリッジ整流動作」が維持される。

三相倍電圧整流回路２０１Ａの動作が「三相倍電圧整流動作」であった場合（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）、インバータ回路制御部２２１から受け付けたインバータ出力電圧信号に基づいて、インバータ出力電圧Ｖｃが（１／２√２）・Ｖｄｃ２以下か否かを判定する（ステップＳ０４）。
インバータ出力電圧Ｖｃが（１／２√２）・Ｖｄｃ２以下の場合（ステップＳ０４：ＹＥＳ）、電圧指令部２１２ｃは、直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチング素子制御部２１２ｇは、倍電圧回路１１に対するスイッチング制御信号の出力を停止し、「三相ブリッジ整流動作」に切り替わる（ステップＳ０５）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｃが（１／２√２）・Ｖｄｃ２より大きい場合（ステップＳ０４：ＮＯ）、電圧指令部２１２ｃは、処理を終了する。これにより、スイッチング素子制御部２１２ｇは、倍電圧回路１１に対するスイッチング制御信号の出力を継続し、三相倍電圧整流回路２０１Ａは、「三相倍電圧整流動作」を維持する。

以上のような処理フローによれば、図２８に示すように、モータ４の回転数が回転数“Ｒ１”以下となった場合には、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１となる。また、モータ４の回転数が回転数“Ｒ１”より大きくなった場合には、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２となる。
なお、モータ４の回転数を“Ｒ２”以上とする場合には、三相倍電圧整流回路２０１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行い、インバータ回路制御部２２１が、「弱め界磁制御」を行ってもよい。このようにすることで、インバータ出力電圧Ｖｃ＝（１／√２）・Ｖｄｃ２のままで、“Ｒ２”以上の回転数を得ることができる（図２６及び図２８参照）。

（作用・効果）
図２９は、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図２９に示すグラフは、モータ４の回転数と、インバータ出力電圧Ｖｃの基本波電圧、実効値電圧の各々の関係を示している。ここで、「基本波電圧」とは、インバータ回路２０が出力する電圧のうちモータ４の回転に寄与する成分であって、モータ４の回転数に比例して増減する（図２６参照）。また、「実効値電圧」とは、インバータ回路２０がＰＷＭ制御に基づいて実際に出力する矩形波電圧そのものの実効値である。
ここで、ＰＷＭ制御に基づいてインバータ回路２０から出力される電圧は矩形波であるため、実効値電圧には、モータ４の回転には寄与しない高調波成分（高調波電圧）が含まれる。したがって、実効値電圧のうち基本波電圧が占める割合が大きいほど、効率の良い運転がなされていることになる。

ＰＷＭ制御においては、矩形波からなる実効値電圧の振幅（Ｈｉｇｈ電位）は一定（直流電圧Ｖｄｃ）である。したがって、通常のＰＷＭ制御では、モータ４の回転数を所望に変更するためには、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を調整する必要がある。即ち、高い回転数で運転する場合には、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を広くする。他方、低い回転数で運転する場合には、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を狭くする。
以上のような回転数制御を行う場合、回転数が低いほどパルス幅が狭くなるため、実効値電圧のうち高調波成分が占める割合が大きくなり、効率が低下する。

例えば、図２９に示すように、モータ４を低い回転数“Ｒａ”（Ｒａ＜Ｒ１）で運転する場合において、直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２である場合と、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１である場合と、をそれぞれ考える。
直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２としたまま、モータ４の回転数を“Ｒａ”にしようとすると、図２９に示すように、実効値電圧のパルス幅が極めて小さくなり、高調波電圧が大きくなる。他方、直流電圧Ｖｄｃを１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１（＝１／２・Ｖｄｃ２）とした状態でモータ４の回転数を“Ｒａ”にする場合、直流電圧Ｖｄｃが低い分、キャリア周期当たりのパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４の回転数を“Ｒａ”とする場合には、直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とするよりも１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１とした方が、高調波電圧を抑制することができ、より効率の良い運転を行うことができる。

そこで、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路２０１Ａは、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｃが、三相倍電圧整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値の中間値（（１／２√２）・Ｖｄｃ２）以下である場合には、３つの交流スイッチの全てをオフさせる（図２７のステップＳ０４〜ステップＳ０５参照）。ここで、「三相倍電圧整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値」とは、三相倍電圧動作時に三相倍電圧整流回路２０１Ａから出力される直流電圧Ｖｄｃ（＝２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２）によって規定されるインバータ出力電圧Ｖｃの最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ２）である。

このようにすることで、モータ４の回転数を“Ｒ１”以下とする場合には、三相倍電圧整流回路２０１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２から１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１に切り替えられる。そうすると、モータ４を“Ｒ１”以下の低い回転数で回転駆動させる際に、実効値電圧の振幅が下がった分だけ、インバータ回路２０が出力する実効値電圧のパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４を低い回転数で運転させる場合において、高調波電圧を抑制し、インバータ装置２００の効率を高めることができる。

本実施形態では、電圧指令部２１２ｃは、インバータ回路制御部２２１が設定するインバータ出力電圧を、インバータ出力電圧Ｖｃ（実効電圧）として受け付けている。変形例として、電圧指令部２１２ｃは、実際に検出されたインバータ出力電圧（実効電圧）を、インバータ出力電圧Ｖｃ（実効電圧）として受け付けてもよい。

＜第４の実施形態＞
次に、第４の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図３０を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態に係る三相倍電圧整流回路は、第１の実施形態と基本的に同じであるが、三相倍電圧整流回路を「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」で動作させたときに、主ダイオードを短絡でき、主ダイオードのオン損失を軽減できる点が異なっている。

図３０は、第３の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
インバータ装置３００は、空気調和機（空調機）３９０の室外機に搭載される。
図３０に示すように、インバータ装置３００は、三相倍電圧整流回路３０１Ａと、インバータ回路２０と、インバータ回路制御部２１と、を備える。

三相倍電圧整流回路３０１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部３１２と、整流電圧検出部１３と、リアクタＬと、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、リレー５０を有している。

リレー５０は、正極側リレー５０ａと、負極側リレー５０ｂを備える。
正極側リレー５０ａは、正極側主ダイオードＤａに並列に接続されている。
負極側リレー５０ｂは、負極側主ダイオードＤｂに並列に接続されている。

倍電圧回路制御部３１２は、「三相倍電圧整流動作」モードと「三相ブリッジ整流動作」モードとを選択することができる。
「三相倍電圧整流動作」モードが選択されると、倍電圧回路制御部３１２は、正極側スイッチング素子１１ａと負極側スイッチング素子１１ｂとを交互にオンさせることで、三相倍電圧整流回路３０１Ａを倍電圧整流回路として機能させる。
したがって、三相倍電圧整流回路３０１Ａは、直流電圧Ｖｄｃとして、「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」を出力している。
このとき、正極側リレー５０ａ及び負極側リレー５０ｂは、「三相倍電圧整流動作」モードにおいて、常時オフ（開放）とされている。

「三相ブリッジ整流動作」モードが選択されると、倍電圧回路制御部３１２は、倍電圧回路１１の正極側スイッチング素子１１ａ及び負極側スイッチング素子１１ｂの両方をオフさせることで、三相倍電圧整流回路３０１Ａをダイオードブリッジ整流回路として機能させる。
したがって、三相倍電圧整流回路３０１Ａは、直流電圧Ｖｄｃとして、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」を出力する。
このとき、正極側リレー５０ａをオン（短絡）すると、正極側主ダイオードＤａの両端が短絡され、正極側主ダイオードＤａのオン損失を抑制することができる。
同様に、負極側リレー５０ｂをオン（短絡）とすると、負極側主ダイオードＤｂの両端が短絡され、負極側主ダイオードＤｂのオン損失を抑制することができる。
本実施形態では、正極側リレー５０ａ及び負極側リレー５０ｂは、「三相ブリッジ整流動作」モードにおいて、常時オン（短絡）とされている。

正極側リレー５０ａ及び負極側リレー５０ｂのオン、オフの制御は、各モードに合わせて倍電圧回路制御部３１２が行ってもよいし、必要に応じて個別に制御されてもよい。

本実施形態は、第１の実施形態の三相倍電圧整流回路にリレー５０を加えているが、変形例として、第２の実施形態や第３実施形態の三相倍電圧整流回路にリレー５０を加えてもよい。
例えば、第３の実施形態の三相倍電圧整流回路にリレー５０を加える場合、三相倍電圧整流回路２０１Ａが「三相ブリッジ整流動作」である場合において、リレー５０をオンすれば、負極側主ダイオードＤｂの両端が短絡され、負極側主ダイオードＤｂのオン損失を抑制することができる。

＜三相倍電圧整流回路の制御方法＞
本発明に係る各実施形態の三相倍電圧整流回路の制御方法について、図３１を参照して説明する。

まず、脈動位相検出部が、整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する（Ｓ２０：脈動位相検出ステップ）。
脈動位相を検出した後、倍電圧回路制御部が、検出した脈動位相に関連させて、正極側スイッチング素子と負極側スイッチング素子とを制御する（Ｓ３０：スイッチング素子制御ステップ）。
そして、図３１に示すように再び脈動位相検出ステップＳ２０に戻って、同様にＳ２０及びＳ３０の処理を繰り返す。

変形例としてＳ２０とＳ３０との間において、脈動位相に関連させて、正極側スイッチング素子及び負極側スイッチング素子を、それぞれオンさせるタイミングであるオンタイミングを設定するステップ（Ｓ２５：スイッチング位相設定ステップ）を実施してもよい。

なお、上述の各実施形態においては、倍電圧回路制御部の各種機能を実現するためのプログラムを、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各種処理を行うものとしている。ここで、コンピュータシステムのＣＰＵの各種処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。

例えば、本実施形態では、三相倍電圧整流回路の制御方法において、Ｓ２０、Ｓ２５及びＳ３０は、倍電圧回路制御部が実施しているが、いずれかのステップを操作者が実施してもよい。同様に、電圧指令部が実施するＳ０１〜Ｓ０５のいずれかのステップを操作者が実施してもよい。

また、上記実施形態ではスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いているが、バイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ等を用いてもよい。さらには、ＳｉＣやＧａＮ等を用いたスイッチング素子を用いてもよい。

１：インバータ装置
１Ａ：三相倍電圧整流回路
３：三相交流電源
４：モータ
１０：整流回路
１０Ｒａ：正極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｒｂ：負極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｓａ：正極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｓｂ：負極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｔａ：正極側Ｔ相整流ダイオード
１０Ｔｂ：負極側Ｔ相整流ダイオード
１１：倍電圧回路
１１ａ：正極側スイッチング素子
１１ｂ：負極側スイッチング素子
１２：倍電圧回路制御部
１２ｄ：脈動位相検出部
１２ｇ：スイッチング素子制御部
１３：整流電圧検出部
２０：インバータ回路
２１：インバータ回路制御部
２２：モータ電流検出部
３０：電流検出部
４０：直流電圧検出部
５０：リレー
５０ａ：正極側リレー
５０ｂ：負極側リレー
９０：空気調和機
１００：インバータ装置
１０１Ａ：三相倍電圧整流回路
１１２：倍電圧回路制御部
１１２ｄ：脈動位相検出部
１１２ｅ：スイッチング位相設定部
１１２ｆ：演算部
１１２ｇ：スイッチング素子制御部
１９０：空気調和機
２００：インバータ装置
２０１Ａ：三相倍電圧整流回路
２１２：倍電圧回路制御部
２１２ｃ：電圧指令部
２１２ｄ：脈動位相検出部
２１２ｇ：スイッチング素子制御部
２２１：インバータ回路制御部
２９０：空気調和機
３００：インバータ装置
３０１Ａ：三相倍電圧整流回路
３１２：倍電圧回路制御部
３９０：空気調和機
Ｃａ：正極側コンデンサ
Ｃｂ：負極側コンデンサ
Ｄａ：正極側主ダイオード
Ｄｂ：負極側主ダイオード
Ｌ：リアクタ
Ｎ：接続点
Ｑａ：正極側出力端子
Ｑｂ：負極側出力端子
ＱＲ：Ｒ相入力端子
ＱＳ：Ｓ相入力端子
ＱＴ：Ｔ相入力端子

Claims (11)

1. 三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、
   前記整流回路の正極出力線にアノードが接続された正極側主ダイオードと、前記整流回路の負極出力線にカソードが接続された負極側主ダイオードと、接続点と前記正極出力線との間に接続された正極側スイッチング素子と、前記接続点と前記負極出力線との間に接続された負極側スイッチング素子と、を有する倍電圧回路と、
   前記正極側主ダイオードのカソードと前記接続点との間に接続された正極側コンデンサと、
   前記接続点と前記負極側主ダイオードのアノードとの間に接続された負極側コンデンサと、
   前記正極出力線と前記負極出力線との間の整流電圧を検出する整流電圧検出部と、
   前記整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する脈動位相検出部と、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子とを制御するスイッチング素子制御部と、を有する倍電圧回路制御部と、
   を備える三相倍電圧整流回路。
2. 前記脈動位相検出部が、前記脈動が最小値となるタイミングを検出する請求項１に記載の三相倍電圧整流回路。
3. 前記倍電圧回路制御部が、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子及び前記負極側スイッチング素子を、それぞれオンさせるタイミングであるオンタイミングを設定するスイッチング位相設定部をさらに有し、
   前記スイッチング素子制御部が、前記正極側スイッチング素子及び前記負極側スイッチング素子を、前記オンタイミングでそれぞれオンさせる
   請求項１又は２に記載の三相倍電圧整流回路。
4. 前記正極出力線と前記負極出力線との間を流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、
   前記スイッチング位相設定部が、前記脈動が最小値となるタイミング、前記脈動が最大値となるタイミング、前記脈動が上り中間値となるタイミング、及び前記脈動の下り中間値となるタイミングのうち、少なくとも複数のタイミングを前記オンタイミングとして設定し、
   前記スイッチング位相設定部が、設定された各タイミングのうち、前記電流検出部で検出された電流の最大値と最小値との差が小さいタイミングを選択し、前記オンタイミングとして設定する請求項３に記載の三相倍電圧整流回路。
5. 前記正極出力線と前記負極出力線との間を流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、
   前記スイッチング位相設定部が、前記正極出力線と前記負極出力線との間を流れる電流の最大値と最小値との差又は平均値と、前記各タイミングのうち選択すべきタイミングと、の関係が予め示されたテーブルを有し、
   前記スイッチング位相設定部が、前記脈動が最小値となるタイミング、前記脈動が最大値となるタイミング、前記脈動が上り中間値となるタイミング、及び前記脈動の下り中間値となるタイミングのうち、少なくともいずれかタイミングを前記オンタイミングとして設定し、検出された前記電流の最大値と最小値との差又は平均値から、前記テーブルを用いて選択されたタイミングを、前記オンタイミングとして設定する請求項３に記載の三相倍電圧整流回路。
6. 前記正極側主ダイオードに並列に接続されている正極側リレーと、
   前記負極側主ダイオードに並列に接続されている負極側リレーと、
   をさらに備える請求項１から５のいずれかに記載の三相倍電圧整流回路。
7. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の三相倍電圧整流回路と、
   前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧を、負荷を所望に駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換するインバータ回路と、
   を備えるインバータ装置。
8. 前記倍電圧回路制御部は、
   前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、前記直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合には、前記正極側スイッチング素子及び前記負極側スイッチング素子をオフさせる
   請求項７に記載のインバータ装置。
9. 請求項８に記載のインバータ装置と、
   前記負荷として、前記インバータ回路から出力される負荷駆動用交流電圧に基づいて回転駆動するモータと、
   を備える空気調和機。
10. 三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記整流回路の正極出力線にアノードが接続された正極側主ダイオードと、前記整流回路の負極出力線にカソードが接続された負極側主ダイオードと、接続点と前記正極出力線との間に接続された正極側スイッチング素子と、前記接続点と前記負極出力線との間に接続された負極側スイッチング素子と、を有する倍電圧回路と、前記正極側主ダイオードのカソードと前記接続点との間に接続された正極側コンデンサと、前記接続点と前記負極側主ダイオードのアノードとの間に接続された負極側コンデンサと、前記正極出力線と前記負極出力線との間の整流電圧を検出する整流電圧検出部と、を備える三相倍電圧整流回路の制御方法であって、
    前記整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する脈動位相検出ステップと、
    前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子とを制御するスイッチング素子制御ステップと、
    を実施する三相倍電圧整流回路の制御方法。
11. 三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記整流回路の正極出力線にアノードが接続された正極側主ダイオードと、前記整流回路の負極出力線にカソードが接続された負極側主ダイオードと、接続点と前記正極出力線との間に接続された正極側スイッチング素子と、前記接続点と前記負極出力線との間に接続された負極側スイッチング素子と、を有する倍電圧回路と、前記正極側主ダイオードのカソードと前記接続点との間に接続された正極側コンデンサと、前記接続点と前記負極側主ダイオードのアノードとの間に接続された負極側コンデンサと、前記正極出力線と前記負極出力線との間の整流電圧を検出する整流電圧検出部と、を備える三相倍電圧整流回路のコンピュータを、
    前記整流電圧の脈動の位相である脈動位相を検出する脈動位相検出部と、前記脈動位相に関連させて、前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子とを制御するスイッチング素子制御部と、を有する倍電圧回路制御部、
    として機能させるプログラム。

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