JP2015133780A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流のリップルを低減でき、しかもコモンモード電圧を抑制できる電力変換装置を提供する。【解決手段】各コンバータ用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により各コンバータのスイッチング素子をオン，オフ駆動するとともに、各インバータ用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により前記各インバータのスイッチング素子をオン，オフ駆動する。さらに、各コンバータ用の複数のキャリア信号および各インバータ用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で同位相に設定するとともに、各コンバータ用の複数のキャリア信号の位相を互いに異ならせる。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源の電圧を直流に変換し、変換した直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換する電力変換装置に関する。

交流電源の電圧をコンバータで直流に変換し、変換した直流電圧を平滑コンデンサに印加し、この平滑コンデンサの電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換して出力する電力変換装置が知られている。

また、交流電源の電圧を直流変換するコンバータとして、リアクタ、ダイオード、スイッチング素子を有し、交流電源の電圧を昇圧および直流変換する昇圧型のコンバータがある。

特開２００８−２５９３４３号公報

複数組のコンバータ、平滑コンデンサ、インバータを有する電力変換装置の場合、入力電流に大きなリップルが生じる。大きなリップルは、電流実効値を増大させて回路損失の原因となるとともに、ノイズの増大を招くという問題がある。

本実施形態の目的は、入力電流のリップルを低減でき、しかもコモンモード電圧を抑制できる電力変換装置を提供することである。

請求項１の電力変換装置は、複数のコンバータ、平滑コンデンサ、複数のインバータ、および制御手段を備える。コンバータは、リアクタ、このリアクタを介して交流電源に接続されるダイオード、このダイオードに並列接続されるスイッチング素子を有し、前記交流電源の電圧を昇圧および直流変換する。平滑コンデンサは、各コンバータの出力端に接続される。インバータは、平滑コンデンサの電圧を所定周波数の交流電圧に変換し負荷への駆動電力として出力する。制御手段は、各コンバータ用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により各コンバータのスイッチング素子をオン，オフ駆動するとともに、各インバータ用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により前記各インバータのスイッチング素子をオン，オフ駆動する。さらに、制御手段は、各コンバータ用の複数のキャリア信号および各インバータ用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で同位相に設定するとともに、各コンバータ用の複数のキャリア信号の位相を互いに異ならせる。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態におけるＰＷＭ信号生成を示す図。 一実施形態に関わるリップルの一例を参考として示す図。 一実施形態のリップルの低減を示す図。 一実施形態に関わるコモンモード電圧の一例を参考として示す図。 一実施形態に関わるコモンモード電圧の他の例を参考として示す図。 一実施形態に関わるコモンモード電圧の別の例を参考として示す図。 一実施形態のコモンモード電圧の抑制を示す図。 一実施形態の変形例の構成を示すブロック図。 一実施形態の他の変形例の構成を示すブロック図。 図１０の変形例におけるリップルの低減を示す図。 一実施形態の別の変形例の構成を示すブロック図。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、商用の三相交流電源１の相ラインＲ，Ｓ，Ｔに複数のコンバータ２が接続され、その各コンバータ２の出力端に平滑コンデンサ４がそれぞれ接続される。これら平滑コンデンサ４にインバータ５がそれぞれ接続され、その各インバータ５の出力端に負荷たとえばブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｕ．Ｌｖ．Ｌｗがそれぞれ接続される。

コンバータ２は、リアクタ２１，２２，２３、これらリアクタ２１，２２，２３を介して三相交流電源１に接続されるダイオード３１ａ〜３６ｂのブリッジ回路、これらダイオード３１ａ〜３６ｂに並列接続されるスイッチング素子たとえばＭＯＳＦＥＴ３１〜３６を有し、三相交流電源１の電圧を昇圧および直流変換する。例えば、１００Ｖの交流電圧を３００Ｖ程度の直流電圧に変換する。

ダイオード３１ａ〜３６ｂのブリッジ回路は、ダイオード３１ａ，３２ａの直列回路、ダイオード３３ａ，３４ａの直列回路、ダイオード３５ａ，３６ａの直列回路からなる。ダイオード３１ａ，３２ａの相互接続点が三相交流電源１のＲ相に接続され、ダイオード３３ａ，３４ａの相互接続点が三相交流電源１のＳ相に接続され、ダイオード３５ａ，３６ａの相互接続点が三相交流電源１のＴ相に接続される。ダイオード３１ａ〜３６ｂは、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３６の寄生ダイオードである。

インバータ５は、ＭＯＳＦＥＴ５１，５２を直列接続しそのＭＯＳＦＥＴ５１，５２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＭＯＳＦＥＴ５３，５４を直列接続しそのＭＯＳＦＥＴ５３，５４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、ＭＯＳＦＥＴ５５，５６を直列接続しそのＭＯＳＦＥＴ５５，５６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含み、平滑コンデンサ４の電圧を各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換し、変換した交流電圧をブラシレスＤＣモータ６への駆動電力として各ＭＯＳＦＥＴの相互接続点から出力する。なお、ＭＯＳＦＥＴ５１〜５６は、寄生ダイオード５１ａ〜５６ａを有する。

各ブラシレスＤＣモータ６は、例えば、複数の圧縮機をそれぞれ駆動するもので、星形結線された３つの相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する固定子、および永久磁石を有する回転子により構成される。相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界と永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転子が回転する。

上記各圧縮機は、同じ対象物（空気／媒体（水等））を冷却／加熱する。例えば、各圧縮機は、同じ冷凍サイクル中に並列接続される構成であり、あるいは各圧縮機を含む冷凍サイクルの各利用側別熱交換器が並列に配置される構成であり、これにより、各圧縮機は同じ対象物（空気／媒体（水等））を冷却／加熱する。

三相交流電源１と各コンバータ２のリアクタ２１，２２，２３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ７１，７２，７３が配設される。各インバータ５の出力端とブラシレスＤＣモータ６との間の通電路に、出力電流（相巻線電流）検知用の電流センサ８１，８２，８３が配設される。これら電流センサの検知結果が制御部９０に供給される。制御部９０には、運転条件設定用のリモートコントロール式の操作器（リモコンという）９１が接続される。

制御部９０は、各コンバータ２および各インバータ５を制御するもので、主要な機能として次の（１）〜（４）の手段を有する。
（１）各コンバータ２用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により各コンバータ２のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６をそれぞれオン，オフ駆動する第１制御手段。具体的には、ＰＷＭ信号は、キャリア信号と正弦波信号との大小比較に基づくパルス幅変調で生成される。この際、各コンバータ２用の複数のキャリア信号をパルス幅変調するための正弦波信号は、三相交流電源１のＲ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の周期に同期し、コンバータ２の出力電圧目標値及び電流センサ７１，７２，７３の検知結果に基づいて生成される。

（２）各インバータ５用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により各インバータ５のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６をそれぞれオン，オフ駆動する第２制御手段。ここでも、ＰＷＭ信号は、キャリア信号と正弦波信号との大小比較に基づくパルス幅変調で生成される。各インバータ５用の複数のキャリア信号をパルス幅変調するための正弦波信号は、各ブラシレスＤＣモータ６の速度目標値と実回転数との差及び各ブラシレスＤＣモータ６の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに誘起する電圧の大きさに応じて電圧レベルが変化するもので、電流センサ８１，８２，８３の検知結果に基づいて生成する。

（３）各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で同位相に設定するとともに、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに異ならせる第３制御手段。なお、一対のコンバータおよびインバータの相互間で同位相を設定するので、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに異ならせることで、各インバータ５用の複数のキャリア信号の位相も互いに異なる状態となる。

（４）ブラシレスＤＣモータ６によって駆動される圧縮機の冷凍（空調）負荷に応じて、コンバータ２およびインバータ５の運転台数を制御する第４制御手段。

なお、（１）の第１制御手段は、具体的には、図２に示すように、コンバータ２用の１つのキャリア信号Ｅｏと３つの正弦波信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを生成し、その正弦波信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗによってキャリア信号Ｅｏをパルス幅変調することにより、コンバータ２をスイッチングするための３つのＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成する。このＰＷＭ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの生成をすべてのコンバータ２について行う。

上記（２）の第２制御手段は、同様に、インバータ５用の１つのキャリア信号と３つの正弦波信号を生成し、その正弦波信号によってキャリア信号Ｅｏをパルス幅変調することにより、インバータ５をスイッチングするための３つのＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号の生成をすべてのインバータ５について行う。

上記（３）の第３制御手段は、具体的には、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を、互いに所定角度ずつ、異ならせる。この異ならせる角度としては、「３６０度／コンバータ個数」が好適である。たとえば、コンバータ２が３個の場合、基本となる１台目のコンバータ２のキヤリア信号の位相を基準（０度）にすると、２台目のキヤリア信号の位相は１２０度ずれ、最後のコンバータ２のキヤリア信号の位相は、２４０度ずれた値となる。

つぎに、コンバータ２の動作について説明する。
三相交流電源１のＲ相電圧が正レベルとなる位相では、三相交流電源１からリアクタ２１および正側ダイオード３１ａを通って平滑コンデンサ４に電流が流れ、平滑コンデンサ４を経た電流が、先ず負側ダイオード３４ａおよびリアクタ２２を通って三相交流電源１のＳ相に戻り、次にＲ相電圧の位相が進むにつれ、負側ダイオード３６ａおよびリアクタ２３を通って三相交流電源１のＴ相に戻る経路が形成される。そして、この動作に加え、制御部９０で生成されるＰＷＭ信号Ｄｕに応じてＭＯＳＦＥＴ３２がオン，オフを繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ３２のオン時、ダイオード３１ａ，３２ａの相互接続点がコンバータ２の負側出力端と導通し、三相交流電源１に対してリアクタ２１、ＭＯＳＦＥＴ３２、負側ダイオード３４ａ、リアクタ２２を介した短絡路が形成される。この短絡路の形成により、リアクタ２１，２２にエネルギ（電荷）が蓄えられる。リアクタ２１，２２に蓄えられたエネルギは、ＭＯＳＦＥＴ３２のオフ時に平滑コンデンサ４に供給される。このエネルギ供給により、昇圧がなされる。

三相交流電源１のＳ相電圧が正レベルとなる位相では、三相交流電源１からリアクタ２２および正側ダイオード３３ａを通って平滑コンデンサ４に電流が流れ、平滑コンデンサ４を経た電流が、先ず負側ダイオード３６ａおよびリアクタ２３を通って三相交流電源１のＴ相に戻り、次にＳ相電圧の位相が進むにつれ、負側ダイオード３２ａおよびリアクタ２１を通って三相交流電源１のＲ相に戻る経路が形成される。そして、この動作に加え、制御部９０で生成されるＰＷＭ信号Ｄｖに応じてＭＯＳＦＥＴ３４がオン，オフを繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ３４のオン時、ダイオード３３ａ，３４ａの相互接続点がコンバータ２の負側出力端と導通し、三相交流電源１に対してリアクタ２２、ＭＯＳＦＥＴ３４、負側ダイオード３６ａ、リアクタ２３を介した短絡路が形成される。この短絡路の形成により、リアクタ２２，２３にエネルギ（電荷）が蓄えられる。リアクタ２２，２３に蓄えられたエネルギは、ＭＯＳＦＥＴ３４のオフ時に平滑コンデンサ４に供給される。このエネルギ供給により、昇圧がなされる。

三相交流電源１のＴ相電圧が正レベルとなる位相では、三相交流電源１からリアクタ２３および正側ダイオード３５ａを通って平滑コンデンサ４に電流が流れ、平滑コンデンサ４を経た電流が、先ず負側ダイオード３２ａおよびリアクタ２１を通って三相交流電源１のＲ相に戻り、次にＴ相電圧の位相が進むにつれ、負側ダイオード３４ａおよびリアクタ２２を通って三相交流電源１のＳ相に戻る経路が形成される。そして、この動作に加え、制御部９０で生成されるＰＷＭ信号Ｄｗに応じてＭＯＳＦＥＴ３６がオン，オフを繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ３６のオン時、ダイオード３５ａ，３６ａの相互接続点がコンバータ２の負側出力端と導通し、三相交流電源１に対してリアクタ２３、ＭＯＳＦＥＴ３６、負側ダイオード３２ａ、リアクタ２１を介した短絡路が形成される。この短絡路の形成により、リアクタ２３，２１にエネルギ（電荷）が蓄えられる。リアクタ２３，２１に蓄えられたエネルギは、ＭＯＳＦＥＴ３６のオフ時に平滑コンデンサ４に供給される。このエネルギ供給により、昇圧がなされる。

Ｒ相入力電圧，Ｓ相入力電圧，Ｔ相入力電圧が負レベルとなる位相では、正側ダイオード３１ａ，３３ａ，３５ａと並列接続のＭＯＳＦＥＴ３１，３３，３５がオン，オフを繰り返す。これらＭＯＳＦＥＴ３１，３３，３５のオン，オフに伴う動作については、正負が反対となるだけで、基本的には正レベル期間と同じ動作パターンとなる。よって、その詳細な説明は省略する。

ところで、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数および互いに同じ位相（同位相）に設定した場合の入力電流波形（リアクタ２１，２２，２３に流れる電流の波形）を参考として図３に示す。１つ目のコンバータ２への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと２つ目のコンバータ２への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが一致しており、これら入力電流を足し合わせたものが総入力電流Ｉｒｏ，Ｉｓｏ，Ｉｔｏとなる。両入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはスイッチングに伴うリップルをそれぞれ含み、これらリップル成分が互いに強め合った状態のリップルを総入力電流Ｉｒｏ，Ｉｓｏ，Ｉｔｏが含んでいる。

これに対し、図４は、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で互いに同じ位相（同位相）に設定するとともに、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに異なる位相（逆位相：３６０度／２＝１８０度ずれ）に設定した場合の入力電流波形である。両入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれるリップル成分が互いに打ち消し合うように作用し、これに伴い、総入力電流Ｉｒｏ，Ｉｓｏ，Ｉｔｏのリップルが低減している。

一方、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数および互いに同じ位相（同位相）に設定した場合のコモンモード電圧を参考として図５に示している。各コンバータ２のコモンモード電圧と各インバータ５のコモンモード電圧との関係により、当該装置の全体のコモンモード電圧が抑制された状態にある。

図６は、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定するとともに、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに異なる位相（逆位相）に設定し、各インバータ５用の複数のキャリア信号の位相を互いに同じ位相（同位相）に設定した場合のコモンモード電圧波形である。全体のコモンモード電圧は、図５の場合よりも上昇している。

図７は、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定するとともに、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに同じ位相（同位相）に設定し、各インバータ５用の複数のキャリア信号の位相を互いに異なる位相（逆位相）に設定した場合のコモンモード電圧波形である。この場合も、全体のコモンモード電圧は図５の例よりも上昇している。

図８は、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定するとともに、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに異なる位相（逆位相）に設定し、各インバータ５用の複数のキャリア信号の位相も互いに異なる位相（逆位相）に設定した場合のコモンモード電圧波形である。全体のコモンモード電圧は図５の場合よりも小さい。

したがって、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で同位相に設定するとともに、各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相を互いに所定角度（＝３６０度／コンバータ個数）ずつ異ならせることにより（各インバータ５用の複数のキャリア信号の位相も互いに所定角度ずつ異なる状態となる）、図４の例のように入力電流のリップルを低減できるとともに、図８の例のようにコモンモード電圧を抑制できる。

（変形例）
なお、上記実施形態では、各コンバータ２の出力端にそれぞれ平滑コンデンサ４を接続する構成としたが、図９に示すように、各コンバータ２の出力端に１つの平滑コンデンサ４を接続し、この平滑コンデンサ４の電圧を各インバータ５で交流変換する構成としてもよい。

上記実施形態では、各インバータ５の出力端にそれぞれブラシレスＤＣモータ６を接続する構成としたが、図１０に示すように、各インバータ５の出力端に１つのブラシレスＤＣモータ６を接続し、各インバータ５の出力端とブラシレスＤＣモータ６との間の通電ラインにそれぞれ連係リアクタ２４，２５，２６を設ける構成としてもよい。

図１１は、コンバータ２およびインバータ５の個数をそれぞれ２個とし、各コンバータ２用の複数のキャリア信号および各インバータ５用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で互いに同じ位相（同位相）に設定するとともに、各インバータ５用の複数のキャリア信号の位相を互いに異なる位相（逆位相）に設定した場合（各コンバータ２用の複数のキャリア信号の位相も互いに異なる状態となる）の出力電流波形（連係リアクタ２４，２５，２６に流れる電流の波形）である。１つ目のインバータ５の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと２つ目のインバータ５の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが一致しており、これら出力電流を足し合わせたものが総出力電流Ｉｕｏ，Ｉｖｏ，Ｉｗｏとなる。両出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに含まれるリップル成分が相殺し合うので、総出力電流Ｉｕｏ，Ｉｖｏ，Ｉｗｏのリップルが低減する。

また、図１２に示すように、各インバータ５の出力端に接続される負荷として、ブラシレスＤＣモータ６に代えて、複数並列巻線構造のモータ１０を接続してもよい。モータ１０は、各インバータのＵ相出力端に接続される複数の相巻線Ｌｕ１，Ｌｕ２，…Ｌｕｎ、各インバータのＶ相出力端に接続される複数の相巻線Ｌｖ１，Ｌｖ２，…Ｌｖｎ、各インバータのＷ相出力端に接続される複数の相巻線Ｌｗ１，Ｌｗ２，…Ｌｗｎを有する。

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、２…コンバータ、４…平滑コンデンサ、５…インバータ、６…ブラシレスＤＣモータ（負荷）、２１，２２，２３…リアクタ、３１ａ〜３６ａ…ダイオード、３１〜３６…ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、５１〜５６…ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、７１，７２，７３…電流センサ、８１，８２，８３…電流センサ、９０…制御部

Claims (4)

1. リアクタ、このリアクタを介して交流電源に接続されるダイオード、このダイオードに並列接続されるスイッチング素子を有し、前記交流電源の電圧を昇圧および直流変換する複数のコンバータと、
   前記各コンバータの出力端に接続された平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの電圧を所定周波数の交流電圧に変換し負荷への駆動電力として出力する複数のインバータと、
   前記各コンバータ用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により前記各コンバータのスイッチング素子をオン，オフ駆動するとともに、前記各インバータ用の複数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により前記各インバータのスイッチング素子をオン，オフ駆動する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記各コンバータ用の複数のキャリア信号および前記各インバータ用の複数のキャリア信号を互いに同じ周波数に設定し且つ一対のコンバータおよびインバータの相互間で同位相に設定するとともに、前記各コンバータ用の複数のキャリア信号の位相を互いに異ならせる、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、前記各コンバータ用の複数のキャリア信号の位相を、互いに３６０度／コンバータ個数だけ、異ならせることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記負荷は、前記各インバータの出力端に接続される１つの負荷であり、
   前記各インバータの出力端と前記負荷との間の通電ラインにそれぞれ設けられた連係リアクタをさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２のいずれか記載の電力変換装置。
4. 前記負荷は、前記各インバータの出力端にそれぞれ接続される複数組の相巻線を有する１つのモータである、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２のいずれか記載の電力変換装置。

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