JP5638583B2 - 交流直流変換装置、およびそれを備えたヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機 - Google Patents

Description

本発明は、交流直流変換装置、およびそれを備えたヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機に関する。

従来、例えばヒートポンプ式給湯機や空気調和機、冷凍機等に用いられる交流直流変換装置としては、高調波電流の抑制や電源力率の改善等を目的として、多種多様な装置や制御方式が提案されてきている。

このような交流直流変換装置としては、例えば、スイッチ手段を高周波のパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）信号にて動作させることにより、入力電流を略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図る装置が開示されている（例えば、特許文献１）。

また、交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、前記整流器の出力端子間の電圧が所望値となるように前記第１の双方向スイッチと第２のスイッチを５ｋＨｚ程度の低周波にてＰＷＭ制御する制御手段とを備えることにより高調波電流を抑制し、力率改善を実現する装置が開示されている（例えば、特許文献２）。

特許第２１４０１０３号公報（特公平７−０８９７４３号公報） 特開２０１０−０６８５５２号公報

上記特許文献１に記載された技術は、高調波電流を抑制することができるが、入力電流の瞬時値を検出して瞬時的に正弦波化する電流制御であるため、高周波ＰＷＭ制御が必要となる。高周波ＰＷＭ制御は、発生するノイズが多いため、ノイズ対策のためのコストが増加する要因となる、という問題があった。

また、上記特許文献２に記載された技術は、数ｋＨｚ程度の低周波数であっても、常時ＰＷＭ制御を行うことにより、高負荷である場合にはスイッチング損失が増加するため、スイッチング素子の発熱対策のためのコストが増加する要因となる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現可能とし、低コストな交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる交流直流変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して直流負荷に供給する交流直流変換装置であって、前記交流電源の電圧を整流する整流器と、直列に接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、前記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、前記整流器の一方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、前記交流電源と前記整流器の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトルと、ＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御と前記ＰＷＭ信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチを駆動制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、低コストな交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機を得ることができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の動作原理を説明するための理想状態における等価回路を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の各部波形の一例を示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の各部波形の図３とは異なる一例を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の入力電流波形の一例を示す図である。 図６は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の整流器の入力端子間電圧波形の一例を示す図である。 図７は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。 図８は、実施の形態３にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機、および交流直流変換装置の制御方法について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して直流負荷８に供給するように構成されており、交流電源１の電圧を整流する整流器２と、直列に接続された２つの平滑コンデンサ７ａ，７ｂにより構成され、整流器２からの出力電圧を平滑する平滑手段１２と、整流器２の一方の入力端子と平滑コンデンサ７ａ，７ｂの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチ６ａと、整流器２の他方の入力端子と平滑コンデンサ７ａ，７ｂの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチ６ｂと、交流電源１と整流器２の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトル５と、出力電圧検出部２１および電源電圧位相検出部２２により検出された各検出値に基づいて、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを駆動制御する制御手段２００とを備えている。整流器２は、４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成される。

第１の双方向スイッチ６ａは、スイッチング素子３ａとダイオード整流器４ａとから構成され、第２の双方向スイッチ６ｂは、同様にスイッチング素子３ｂとダイオード整流器４ｂとから構成される。なお、図１に示す例では、スイッチング素子３ａ，３ｂとしてＩＧＢＴを具備した例を示している。また、図１に示す例では、交流電源１の両端電圧をＶｓ、図１中のａ−ｂ間の電圧、すなわち整流器２の入力端子間電圧をＶｃ、リアクトル５に流れる電流をＩとする。

また、平滑コンデンサ７ａと並列にダイオード１０ａおよび抵抗１１ａが接続され、平滑コンデンサ７ｂと並列にダイオード１０ｂおよび抵抗１１ｂが接続されている。なお、これらの各ダイオード１０ａ，１０ｂおよび各抵抗１１ａ，１１ｂは、各コンデンサ７ａ，７ｂの充放電バランスを保つため等に便宜上用いるもので、装置の用途や仕様条件等を考慮し、必要に応じて適宜追加・省略してよい。

制御手段２００は、パルス生成手段２０、信号切り替え手段２３，２４、およびスイッチ駆動手段２５，２６を含み構成される。

パルス生成手段２０は、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂをオン／オフさせるためのパルスを生成する構成部であり、その機能を実現する回路デバイスのようなハードウェアで構成することもできるし、マイコンやＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）のような演算装置とその動作を規定するソフトウェアで構成することもできる。

各信号切り替え手段２３，２４は、パルス生成手段２０からの出力信号を切り替える構成部であり、接点の開閉状態で信号の通過経路を変更できるようリレーやスイッチ等で構成される。信号切り替え手段２３は、各信号ｓａ１，ｓａ２の切り替え、信号切り替え手段２４は、各信号ｓｂ１，ｓｂ２の切り替えをそれぞれ行う。なお、これら各信号切り替え手段２３，２４は、信号の切り替え・選択処理が可能であれば、これに限るものでなく、他の代替手段で置き換えてもよい。また、図１に示す例では、パルス生成手段２０の外部に各信号切り替え手段２３，２４を設け、信号の切り替え・選択処理を行う例を示しているが、この信号の切り替え・選択処理をパルス生成手段２０において演算処理する構成としてもよい。

各スイッチ駆動手段２５，２６は、各信号切り替え手段２３，２４から出力される各信号ｓａ３，ｓｂ３を第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを駆動する各駆動信号ＳＡ，ＳＢに変換する構成部であり、バッファおよび電圧レベルシフト回路等で構成される。

つぎに、実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００の動作原理について、図２を参照して説明する。図２は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の動作原理を説明するための理想状態における等価回路を示す図である。なお、交流電源１およびリアクトル５は図１に示すものと同様であり、図１中のａ−ｂから直流負荷８側を見た構成を仮想交流電源９とする。また、交流電源１の両端電圧をＶｓ、仮想交流電源９の両端電圧（つまり、図１中のａ−ｂ間の電圧、すなわち整流器２の入力端子間電圧）をＶｃ、リアクトル５に流れる入力電流をＩとする点も図１と同様である。

実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００は、図２に示すような仮想交流電源９として表されるように、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを相互的に動作させることで実現する。

リアクトル５に流れる入力電流Ｉは、交流電源１の電圧Ｖｓと仮想交流電源９の電圧Ｖｃとの差電圧によって決まる。ここで、入力電流Ｉは交流量であるため、図２に示す等価回路の回路方程式は、角周波数をω、リアクトル５のインダクタンスをＬとすると、下記（１）で表される。

ｊｗＬＩ＝Ｖｓ−Ｖｃ …（１）

ここで、交流電源１の電圧Ｖｓ、および仮想交流電源９の電圧Ｖｃがそれぞれ正弦波状であるものと仮定し、交流電源１の電圧振幅をＶ１、仮想交流電源９の電圧振幅をＶ２とすると、下記（２），（３）式で表される。

Ｖｓ＝√２・Ｖ１・ｓｉｎ（ωｔ） …（２）
Ｖｃ＝√２・Ｖ２・ｓｉｎ（ωｔ−φ） …（３）

上記（２），（３）式において、φは交流電源１の電圧Ｖｓと仮想交流電源９の電圧Ｖｃとの位相差を示している。ここで、Ｖ１＝Ｖ２と仮定すると、入力電流Ｉは、下記（４）式で表される。

Ｉ＝（１／ｊωＬ）・２・ｃｏｓ（φ／２）・ｃｏｓ（ωｔ−φ／２） …（４）

上記（４）式において、ＶｓとＶｃとの位相差φが変動しなければ、ｃｏｓ（φ／２）は定数となる。この（４）式における定数部分をまとめてＫとすると、入力電流Ｉは、下記（５）式で表される。

Ｉ＝−ｊ・Ｋ・ｃｏｓ（ωｔ−φ／２） …（５）

上記（３）式で表されるように、仮想交流電源９の電圧Ｖｃが正弦波状で出力されることにより、上記（５）式で表されるように、リアクトル５に流れる入力電流Ｉが正弦波状となり、高調波電流が抑制される。

また、入力電流Ｉと交流電源１の電圧Ｖｓとの位相差がゼロとなると、電源力率は１００％となる。つまり、仮想交流電源９の電圧振幅Ｖ２と、交流電源１の電圧Ｖｓと仮想交流電源９の電圧Ｖｃとの位相差φとを適切に制御して、正弦波状の電圧Ｖｃを出力することにより、入力電流Ｉの高調波を抑制すると共に、力率向上を実現できる。

つぎに、実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００の制御手段２００における第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの駆動制御について説明する。

図１に示す交流直流変換装置１００では、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの４つの開閉状態に応じた３つの動作モードが存在する。つまり、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂが共に開状態（オフ制御状態）である場合には全波整流モードとなり、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂのうちのいずれか一方が閉状態（オン制御状態）であり、他方が開状態（オフ制御状態）である場合には倍電圧整流モードとなり、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂが共に閉状態（オン制御状態）である場合には電源短絡モードとなる。第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを駆動制御してこれら各動作モードを切り替えることにより、出力端子間の電圧が所望値となるように制御する。

従来のＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御では、出力電圧検出部２１により検出された出力電圧検出値と所望の電圧値とを入力して比例積分制御等を行い、整流器２の入力端子間電圧（図１に示すａ−ｂ間の電圧）Ｖｃが略正弦波状となるようにＰＷＭ信号のデューティ調整を行い、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂをオン／オフ動作させる。このように制御することで、入力電流Ｉを略正弦波状とし、且つ所望の出力電圧を得ることができる。

このような従来のＰＷＭ制御を用いた場合、設計が容易で高い昇圧能力が得られ、且つ高調波電流を十分抑制できる等のメリットを有する反面、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い、ＰＷＭ信号の周波数に応じたノイズが発生する。ＰＷＭ信号の周波数を低下させることによりノイズの抑制を図ることも可能であるが、ノイズ対策のためのコストをより低減させるためには、さらなる低ノイズ化が望まれている。

また、数ｋＨｚ程度の低周波数であっても、常時ＰＷＭ制御を行うことにより、高負荷である場合にはスイッチング損失が増加するため、スイッチング素子の発熱対策のためのコストが増加する要因となる。

ここで、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃを略正弦波状の波形に制御できれば、結果的に入力電流Ｉを略正弦波状に制御することができる。また、入力電流Ｉの勾配が比較的小さな区間、つまり、入力電流Ｉのゼロクロス付近やピーク付近においては、ＰＷＭ制御による密な駆動制御を行わなくとも、入力電流Ｉを略正弦波状に制御することが可能である。つまり、このような入力電流Ｉの勾配が比較的小さな区間では、ＰＷＭ信号を用いず、上述した全波整流モード・倍電圧整流モード・電源短絡モードを組み合わせ、ＰＷＭ信号よりも周波数の低い数パルスのパルス列信号を用いて、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂを駆動制御することにより、ＰＷＭ制御に代替することが可能である。

したがって、本実施の形態では、入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間では、上述したパルス列信号を用いたパルス列制御を行い、この区間以外の入力電流Ｉの勾配が大きい区間では、ＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御を行う。つまり、ＰＷＭ制御とパルス列制御とを併用して、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを駆動制御する。このように制御することにより、パルス列制御を行う区間では、ＰＷＭ制御を行う区間よりも第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂのスイッチング頻度を減らすことができるので、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂのスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することが可能となる。

なお、図１に示す交流直流変換装置１００では、入力電流Ｉのゼロクロスは、交流電源１の電圧Ｖｓのゼロクロスと一致し、入力電流Ｉのピーク位置は、交流電源１の電圧Ｖｓのピーク位置と一致する。したがって、本実施の形態では、電源電圧位相検出部２２により検出された交流電源１の電圧位相に基づいて、ＰＷＭ制御とパルス列制御とを切り替える、つまり、交流電源１の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間、あるいは、交流電源１の電圧ピーク位相を含む所定の位相区間を入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの区間において、パルス列制御により第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを駆動制御する。

つぎに、実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００の具体的な動作について、図１、図３、および図４を参照して説明する。図３は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の各部波形の一例を示す図である。また、図４は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の各部波形の図３とは異なる一例を示す図である。

まず、図３に示す例について説明する。図３に示す例では、交流電源１の電圧位相を横軸として、１周期分（０［ｒａｄ］〜２π［ｒａｄ］）の各部波形を示している。図３（ａ）は、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃを示し、図３（ａ）において破線で示す線は、交流電源１の電圧Ｖｓを示している。図３（ｂ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ａ用のＰＷＭ信号ｓａ１を示し、図３（ｃ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ｂ用のＰＷＭ信号ｓｂ１を示し、図３（ｄ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ａ用のパルス列信号ｓａ２を示し、図３（ｅ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ｂ用のパルス列信号ｓｂ２を示し、図３（ｆ）は、信号切り替え手段２３から出力されるスイッチング素子３ａ用の信号ｓａ３を示し、図３（ｇ）は、信号切り替え手段２４から出力されるスイッチング素子３ｂ用の信号ｓｂ３を示している。

また、図３に示す例では、交流電源１の電圧ゼロクロス位相（０（２π）［ｒａｄ］，π［ｒａｄ］）を含む所定の位相区間（Ａ区間、Ｄ区間、Ｅ区間、Ｈ区間）を入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行う例を示している。なお、本実施の形態では、パルス列制御を行う区間の入力電流Ｉが略正弦波状となるようなパルス列パターンが予めパラメータ設定され、制御手段２００内の図示しない記憶手段に記憶されているものとする。

まず、図３に示すＡ区間におけるパルス列制御について説明する。このＡ区間では、各信号切り替え手段２３，２４によりそれぞれパルス列信号ｓａ２およびパルス列信号ｓｂ２を選択している。

０［ｒａｄ］〜α１［ｒａｄ］の区間では、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂを双方とも閉制御状態（オン制御状態）としている（電源短絡モード）。この状態では、整流器２の入力端子間が短絡されたことになり、Ｖｃ＝０となる（図３（ａ）参照）。

α１［ｒａｄ］〜α２［ｒａｄ］の区間では、第１の双方向スイッチ６ａのスイッチング素子３ａを閉制御状態（オン制御状態）とし、第２の双方向スイッチ６ｂのスイッチング素子３ｂを開制御状態（オフ制御状態）としている（倍電圧整流モード）。この状態では、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃは平滑コンデンサ７ｂの両端電圧と等しい。

α２［ｒａｄ］〜α３［ｒａｄ］の区間では、０［ｒａｄ］〜α１［ｒａｄ］の区間と同様に、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂを双方とも閉制御状態（オン制御状態）としている（電源短絡モード）。この状態では、整流器２の入力端子間が短絡されたことになり、Ｖｃ＝０となる（図３（ａ）参照）。

この図３に示すＡ区間において、各動作モードを呈する各区間のタイミングを適切に設定することにより、ＰＷＭ制御による密な駆動制御を行わなくとも、このＡ区間における入力電流Ｉを略正弦波状に制御することが可能となる。

また、図３に示すＢ，Ｃ区間では、各信号切り替え手段２３，２４によりそれぞれＰＷＭ信号ｓａ１およびＰＷＭ信号ｓｂ１を選択している。

この図３に示すＢ，Ｃ区間では、ＰＷＭ制御による駆動制御を行うことにより、このＢ，Ｃ区間における入力電流Ｉを略正弦波状に制御する。

また、図３に示すＤ区間では、π／２［ｒａｄ］を基準として上述したＡ区間と対称となるようなパルス列パターンとする。これにより、パルス列パターンを設定するためのパラメータを減らすことができる。また、上述したＡ区間と同様に、入力電流Ｉを略正弦波状に制御することが可能となる。

なお、図３のＥ〜Ｈ区間は、Ａ〜Ｄ区間に対して、交流電源１の極性が反転している点と、パルス列パターンの設定がスイッチング素子３ａ用とスイッチング素子３ｂ用とが入れ替わっている点とが異なっている。

つぎに、図４に示す例について説明する。図４に示す例では、図３に示す例と同様に、交流電源１の電圧位相を横軸として、１周期分（０［ｒａｄ］〜２π［ｒａｄ］）の各部波形を示している。図４（ａ）は、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃを示し、図４（ａ）において破線で示す線は、交流電源１の電圧Ｖｓを示している。図４（ｂ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ａ用のＰＷＭ信号ｓａ１を示し、図４（ｃ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ｂ用のＰＷＭ信号ｓｂ１を示し、図４（ｄ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ａ用のパルス列信号ｓａ２を示し、図４（ｅ）は、パルス生成手段２０から出力されるスイッチング素子３ｂ用のパルス列信号ｓｂ２を示し、図４（ｆ）は、信号切り替え手段２３から出力されるスイッチング素子３ａ用の信号ｓａ３を示し、図４（ｇ）は、信号切り替え手段２４から出力されるスイッチング素子３ｂ用の信号ｓｂ３を示している。

この図４に示す例では、図３に示す例が１／２周期毎にパルス列パターンをスイッチング素子３ａ用とスイッチング素子３ｂ用とで入れ替えているのに対し、１／２周期内でπ／２［ｒａｄ］あるいは３π／２［ｒａｄ］を基準として対称となるようなパルス列パターンをスイッチング素子３ａ用とスイッチング素子３ｂ用とで入れ替えている点が異なっている。

このように、交流電源１の電圧ゼロクロス位相（０（２π）［ｒａｄ］，π［ｒａｄ］）を含む所定の位相区間（Ａ区間、Ｄ区間、Ｅ区間、Ｈ区間）を入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間においては、従来のＰＷＭ制御に代えて、ＰＷＭ信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いて第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂを駆動制御するパルス列制御を行うことにより、パルス列制御を行う区間では、ＰＷＭ制御を行う区間よりも第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂのスイッチング頻度を減らすことができるので、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂのスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することが可能となる。

なお、図３および図４に示した例では、交流電源１の電圧ゼロクロス位相（０（２π）［ｒａｄ］，π［ｒａｄ］）を含む所定の位相区間（Ａ区間、Ｄ区間、Ｅ区間、Ｈ区間）を入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行う例を示したが、交流電源１の電圧ピーク位相（π／２［ｒａｄ］，３π／２［ｒａｄ］）を含む所定の位相区間を入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行うようにしてもよいし、交流電源１の電圧ゼロクロス位相（０（２π）［ｒａｄ］，π［ｒａｄ］）を含む所定の位相区間、および、交流電源１の電圧ピーク位相（π／２［ｒａｄ］，３π／２［ｒａｄ］）を含む所定の位相区間の双方において、パルス列制御を行うようにすることも可能である。

図５は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の入力電流波形の一例を示す図である。また、図６は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の整流器の入力端子間電圧波形の一例を示す図である。これらの図５、図６に示す例では、図３、図４に示したように、交流電源１の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間を入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行った場合の各波形例を示している。

図５に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００の入力電流Ｉは、低次高調波は残るものの、高次高調波は抑制された波形が得られていることが分かる。

また、図６に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換装置１００の整流器２の入力端子間電圧Ｖｃは、交流電源１の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間において、ＰＷＭ信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いて、第１の双方向スイッチ６ａおよび第２の双方向スイッチ６ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂを駆動制御することにより、交流電源１の電圧ゼロクロス付近は各スイッチング素子３ａ，３ｂのスイッチング回数が低減できていることが分かる。

なお、上記説明では、入力電流Ｉの勾配が比較的小さい区間では、上述したパルス列信号を用いたパルス列制御を行い、この区間以外の入力電流Ｉの勾配が大きい区間では、ＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御を行う例について説明したが、入力電流Ｉが略正弦波状となるように制御可能な範囲で、パルス列制御を行う区間とＰＷＭ制御を行う区間とを任意に組み合わせてもよい。

以上説明したように、実施の形態１の交流直流変換装置によれば、従来のＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御と、ＰＷＭ信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを駆動制御するようにしたので、パルス列制御を行う区間では、ＰＷＭ制御を行う区間よりも第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチング頻度を減らすことができるので、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、ノイズ対策やスイッチング素子の発熱対策のためのコストを低減することが可能となり、低コストな交流直流変換装置を得ることができる。

また、入力電流の勾配が比較的小さい区間では、従来のＰＷＭ制御による密な駆動制御を行わなくとも入力電流を略正弦波状に制御することが可能であることに着目し、入力電流の勾配が比較的小さい区間ではパルス列制御により第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを駆動制御し、この区間以外の入力電流の勾配が大きい区間ではＰＷＭ制御により第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを駆動制御することにより、高調波電流を抑制しつつ、上述した効果を得ることができる。

なお、入力電流の勾配が比較的小さい区間とは、入力電流のゼロクロス付近やピーク付近であり、入力電流のゼロクロスは、交流電源の電圧ゼロクロスと一致し、入力電流のピーク位置は、交流電源の電圧ピーク位置と一致する。このため、電源電圧位相検出部により検出された交流電源の電圧位相に基づいて、ＰＷＭ制御とパルス列制御とを切り替える、つまり、交流電源の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間、あるいは、交流電源の電圧ピーク位相を含む所定の位相区間を入力電流の勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの区間において、パルス列制御により第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを駆動制御するようにすればよい。

実施の形態２．
図７は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図７に示すように、実施の形態２にかかる交流直流変換装置１００ａは、実施の形態１において説明した図１に示す構成に加え、整流器２の入力電流Ｉを検出する入力電流検出部２７を具備した構成としている。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

入力電流Ｉの電流値が変化する場合、パルス列制御を行う区間において入力電流Ｉが略正弦波状となるようなパルス列パターンも変化する。したがって、本実施の形態では、例えば、制御手段２００内の図示しない記憶手段に入力電流Ｉの電流値に応じたパルス列パターンの各パラメータ設定値をテーブル化して保持しておき、入力電流検出部２７により検出される入力電流Ｉの大きさに応じて、テーブルからパルス列パターンの各パラメータ設定値を読み出し、各スイッチング素子３ａ，３ｂ用の各パルス列信号ｓａ２，ｓｂ２を生成する。

このようにすれば、入力電流Ｉの電流値が変化した場合でも、その入力電流Ｉの大きさに応じて、パルス列制御を行う区間において入力電流Ｉが略正弦波状となるようなパルス列パターンとすることができ、入力電流Ｉを略正弦波状に制御することが可能となる。

以上説明したように、実施の形態２の交流直流変換装置によれば、整流器の入力電流を検出する入力電流検出部を具備し、入力電流の大きさに応じて、各スイッチング素子用のパルス列信号を生成するようにしたので、入力電流の電流値が変化した場合でも、入力電流を略正弦波状に制御することができ、高調波電流を抑制しつつ、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、ノイズ対策やスイッチング素子の発熱対策のためのコストを低減することが可能となり、低コストな交流直流変換装置を得ることができる。

実施の形態３．
図８は、実施の形態３にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図８に示すように、実施の形態３にかかる交流直流変換装置１００ｂは、実施の形態２において説明した図７に示す構成の入力電流検出部２７に代えて、直流負荷８に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出部２８を具備した構成としている。なお、実施の形態２と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

直流負荷８に流れる負荷電流が変化する場合には、これに伴い入力電流Ｉの電流値も変化するため、パルス列制御を行う区間において入力電流Ｉが略正弦波状となるようなパルス列パターンも変化する。したがって、本実施の形態では、例えば、制御手段２００内の図示しない記憶手段に負荷電流値に応じたパルス列パターンの各パラメータ設定値をテーブル化して保持しておき、負荷電流検出部２８により検出される負荷電流の大きさに応じて、テーブルからパルス列パターンの各パラメータ設定値を読み出し、各スイッチング素子３ａ，３ｂ用の各パルス列信号ｓａ２，ｓｂ２を生成する。

このようにすれば、負荷電流値が変化し、これに伴い入力電流Ｉの電流値が変化した場合でも、負荷電流の大きさに応じて、パルス列制御を行う区間において入力電流Ｉが略正弦波状となるようなパルス列パターンとすることができ、入力電流Ｉを略正弦波状に制御することが可能となる。

以上説明したように、実施の形態３の交流直流変換装置によれば、直流負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出部を具備し、負荷電流の大きさに応じて、各スイッチング素子用のパルス列信号を生成するようにしたので、負荷電流値の変化に伴い入力電流の電流値が変化した場合でも、入力電流を略正弦波状に制御することができ、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、ノイズ対策やスイッチング素子の発熱対策のためのコストを低減することが可能となり、低コストな交流直流変換装置を得ることができる。

なお、上述した実施の形態で説明した交流直流変換装置において、ＰＷＭ制御により第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを駆動制御する際に、ＰＷＭ制御によるスイッチング周波数に起因する騒音が無視できない場合（例えば、スイッチング周波数が数ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの範囲内、つまり、可聴帯域内である場合）には、ＰＷＭ信号の周波数を可変するようにすれば、ＰＷＭ制御区間における騒音レベルを低減することができる。

また、上述した実施の形態において説明した交流直流変換装置は、例えば、ヒートポンプ式給湯機、空気調和機、冷凍機等、家電製品全般の電源装置として適用することにより、これらの機器の低ノイズ化・低損失化や、これに伴う低コスト化を図ることが可能となる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

１ 交流電源、２ 整流器、２ａ〜２ｄ 整流ダイオード、３ａ，３ｂ スイッチング素子、４ａ，４ｂ ダイオード整流器、５ リアクトル、６ａ 第１の双方向スイッチ、６ｂ 第２の双方向スイッチ、７ａ，７ｂ 平滑コンデンサ、８ 直流負荷、９ 仮想交流電源、１０ａ，１０ｂ ダイオード、１１ａ，１１ｂ 抵抗、１２ 平滑手段、２０ パルス生成手段、２１ 出力電圧検出部、２２ 電源電圧位相検出部、２３，２４ 信号切り替え手段、２５，２６ スイッチ駆動手段、２７ 入力電流検出部、２８ 負荷電流検出部、１００，１００ａ，１００ｂ 交流直流変換装置、２００ 制御手段。

Claims (11)

1. 交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して直流負荷に供給する交流直流変換装置であって、
   前記交流電源の電圧を整流する整流器と、
   直列に接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、前記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、
   前記整流器の一方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、
   前記整流器の他方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、
   前記交流電源と前記整流器の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトルと、
   ＰＷＭ信号を用いたＰＷＭ制御と前記ＰＷＭ信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチを駆動制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とする交流直流変換装置。
2. 前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチは、それぞれ少なくともダイオード整流器とスイッチング素子とを含み構成されたことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
3. 前記交流電源の電圧位相を検出する電源電圧位相検出部を備え、
   前記制御手段は、前記電圧位相に基づいて、前記ＰＷＭ制御と前記パルス列制御とを切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載の交流直流変換装置。
4. 前記制御手段は、前記交流電源の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間において、前記パルス列制御により前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチを駆動制御することを特徴とする請求項３に記載の交流直流変換装置。
5. 前記制御手段は、前記交流電源の電圧ピーク位相を含む所定の位相区間において、前記パルス列制御により前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチを駆動制御することを特徴とする請求項３または４に記載の交流直流変換装置。
6. 前記交流電流からの入力電流を検出する入力電流検出部を備え、
   前記制御手段は、前記入力電流に応じて、前記パルス列信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
7. 前記直流負荷に出力される負荷電流を検出する負荷電流検出部を備え、
   前記制御手段は、前記負荷電流に応じて、前記パルス列信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
8. 前記制御手段は、前記ＰＷＭ制御により前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチを駆動制御する際に、前記ＰＷＭ信号の周波数を可変することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の交流直流変換装置を備えることを特徴とするヒートポンプ式給湯機。
10. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の交流直流変換装置を備えることを特徴とする空気調和機。
11. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の交流直流変換装置を備えることを特徴とする冷凍機。

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