WO2012108158A1

WO2012108158A1 - モータ駆動装置

Info

Publication number: WO2012108158A1
Application number: PCT/JP2012/000736
Authority: WO
Inventors: 貴史福榮
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2011-02-08
Filing date: 2012-02-03
Publication date: 2012-08-16
Also published as: EP2675061B1; EP2675061A1; CN103053110A; JP2012165594A; CN103053110B; EP2675061A4

Abstract

　モータ駆動装置においては、所定のモータ回転数域において、単相交流電源１のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗とモータ３のモータ巻線抵抗の積と、インバータ４あるいは双方向スイッチ群８における損失の和が最小、好ましくは最小値の１．１倍未満となるようにモータ（巻線）仕様が調整されたモータ３を用いることにより、回生電流によるシステム損失の増加を抑制できる構成となる。

Description

モータ駆動装置

　本発明は、単相交流電源を入力として全波整流した出力、あるいは単相交流電源を直接スイッチングすることにより得られる可変電圧・可変周波数の交流出力にてモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

　従来のモータ駆動装置の概略構成を図１６に示す。図１６に示すように、従来のモータ駆動装置は、単相交流電源１０１の出力を全波整流する整流回路１０２と、この整流回路１０２による整流出力をスイッチングして得た可変電圧・可変周波数の交流出力によりモータ１０３を駆動するインバータ１０４とを備えている。また、モータ駆動装置は、電圧指令値に基づいて前記インバータ１０４のスイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号を発生させる信号発生手段１０５と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅の増大制御では前記電圧指令値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態となったときに、そのＰＷＭ信号の出力タイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進ませる制御を行う制御手段１０６と、を備えている。

　このように整流回路１０２からの脈動電圧をインバータ１０４によりスイッチング動作により形成された交流出力により、モータ１０３の駆動を行う場合、その脈動電圧の瞬時電圧値が所定レベルより低くなる期間には、ＰＷＭ信号のパルス幅を増大させる制御を行ったとしても、電圧指令値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態となる。このような飽和状態となったとき、つまり、インバータ出力電圧よりモータ誘起電圧が高くなったときには、制御手段１０６が、前記ＰＷＭ信号の出力タイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進ませる位相進み制御を行っている（例えば、特許文献１参照。）。

　このような位相進み制御が行われたときには、モータ１０３の端子電圧が下がるという現象が引き起こされる。このようにモータ１０３の端子電圧が下がった期間には、当該モータ１０３にインバータ１０４からの出力電流が流れ込むようになる。この結果、このモータ駆動装置においてはトルク発生する期間が拡大することになる。この結果、モータ１０３のトルク脈動が抑制されると共に、効率が改善されることになる。

特開平１０－１５０７９５号公報

　従来技術のモータ駆動装置では、インバータ印加電圧が所定レベルより低くなると、回生電流により単相交流電源１０１からモータ１０３へのトルク供給が遮断される期間において、インバータ１０４の出力電圧位相を進めて、インバータ出力からモータ１０３に強制的に電流が流れるように構成されている。このため電源半周期毎にインバータ出力からモータ１０３へ強制的に電流が流れることになり、モータ１０３の実効電流値が増加して、モータ損失が増加する。特に、モータ駆動装置の小型化のためにモータ回転数を高く設定してモータ出力を得る装置においては、モータへ強制的に電流を流す量が増加するため、著しくモータ損失が増加することが課題であった。

　本発明は、モータ損失を含むシステム損失が抑制された、効率の高いモータ駆動装置を提供することを目的とする。

　上記課題を解決するために、本発明は、単相交流電源を入力として全波整流した出力、あるいは単相交流電源を直接スイッチングすることにより得られる可変電圧・可変周波数の交流出力によりモータを駆動するモータ駆動装置が、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値より前記モータの誘起電圧の最大値が大きくなる期間が単相交流電源の一周期の期間における概ね半分未満となるモータ仕様（巻線仕様）を有するよう調整されたモータ、あるいは前記モータの誘起電圧の実効電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値の概ね７０％未満となるモータ仕様（巻線仕様）を有するよう調整されたモータを用いるように構成されている。これにより、モータ損失を含むシステム損失が抑制され、効率の高いモータ駆動装置を提供することができる。

　発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。

　本発明によれば、回生電流によるモータ損失を含むシステム損失を抑制することができ、効率の高いモータ駆動装置を提供することができる。

本発明に係る実施の形態１のモータ駆動装置の概略構成を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ誘起電圧波形（細線）と全波整流電圧波形（太線）を示す図実施の形態１のモータ駆動装置における各部の波形を示す図実施の形態１のモータ駆動装置における誘起電圧／電源電圧の比と通電幅比との関係を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ回転数によるモータ誘起電圧の変化を示す図実施の形態１のモータ駆動装置における間欠トルク供給と連続トルク供給を示す波形図モータ駆動装置におけるモータ誘起電圧に対するモータ電流の変化を示す図モータ駆動装置におけるインバータへの電圧供給の概略構成を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ誘起電圧に対するインバータ損失の変化を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ巻数に対するモータ誘起電圧の変化を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ巻数に対するモータ巻線抵抗の変化を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ誘起電圧に対するモータ損失（銅損）の変化を示す図実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ誘起電圧に対するシステム損失の変化を示す図本発明に係る別の実施の形態のモータ駆動装置の概略構成を示す図図１４に示した構成の本発明のモータ駆動装置における各部の波形を示す図従来技術のモータ駆動装置の概略構成を示す図

　第１の発明は、単相交流電源を入力とする全波整流回路と、前記全波整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、共振周波数が前記単相交流電源周波数の４０倍以上に設定され、前記インバータと単相交流電源とのライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成される平滑部と、前記インバータにより駆動されるモータと、を具備するモータ駆動装置であり、
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、回生電流による前記単相交流電源から前記モータへのトルク供給の遮断期間を低減するよう、前記モータの誘起電圧および巻線抵抗が調整された仕様を有するＩＰＭモータである。
　このように構成された第１の発明のモータ駆動装置は、モータ損失が抑制され、効率の高いモータ駆動装置となる。

　第２の発明は、特に第１の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値より前記モータの誘起電圧の最大値が大きくなる期間が、単相交流電源周期の半分未満となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第２の発明のモータ駆動装置においては、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、モータ損失を抑制することができる。更に、第２の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　第３の発明は、特に第１の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、前記モータの誘起電圧の実効電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値の７０％未満となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第３の発明のモータ駆動装置においては、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、モータ損失を抑制することができる。更に、第３の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　第４の発明は、特に第１の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、インバータ損失との和が最小となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第４の発明のモータ駆動装置においては、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、システム全体の損失を抑制することができる。

　第５の発明は、特に第１の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、インバータ損失との和が最小値の１．１倍未満となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第５の発明のモータ駆動装置においては、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、システム全体の損失を抑制することができる。

　第６の発明は、単相交流電源と、モータと、前記単相交流電源と前記モータとの間に配置され交流電圧を直接スイッチングする双方向スイッチ群と、前記双方向スイッチ群を構成する双方向スイッチをＰＷＭ駆動制御する制御部と、を具備するモータ駆動装置であって、
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、回生電流による前記単相交流電源から前記モータへのトルク供給の遮断期間を低減するよう、前記モータの誘起電圧および巻線抵抗が調整された仕様を有するＩＰＭモータである。このように構成された第６の発明のモータ駆動装置は、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を概ねなしとすることができる。更に、第６の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　第７の発明は、特に第６の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値より前記モータの誘起電圧の最大値が大きくなる期間が、単相交流電源周期の半分未満となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第７の発明のモータ駆動装置は、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、モータ損失を抑制することができる。更に、第７の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　第８の発明は、特に第６の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、前記モータの誘起電圧の実効電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値の７０％未満となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第８の発明のモータ駆動装置は、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、モータ損失を抑制することができる。更に、第８の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　第９の発明は、特に第６の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、双方向スイッチ群における損失との和が最小となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第９の発明のモータ駆動装置は、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、システム全体の損失を抑制することができる。

　第１０の発明は、特に第６の発明における前記モータが、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、双方向スイッチ群における損失との和が最小値の１．１倍未満となるよう調整された巻線仕様を有してもよい。このように構成された第１０の発明のモータ駆動装置は、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、システム全体の損失を抑制することができる。

　第１１の発明は、特に第６の発明における前記モータが、回転子に永久磁石を用いない、もしくは永久磁石を補助的に用いたシンクロナスリラクタンスモータを用いた構成としてもよい。このように構成された第１１の発明のモータ駆動装置は、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を概ねなしとすることができる。更に、第１１の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　第１２の発明は、特に第１乃至第１０の発明における前記モータが、当該モータにおける回転子に用いられる磁石として、フェライト磁石を用いて構成してもよい。このように構成された第１２の発明のモータ駆動装置においては、回転子に用いられる磁石としてフェライト磁石を用いることにより、レアメタルなどで構成される磁力が強く高価な磁石を用いることなく、磁力の弱い安価な磁石を用いることが可能となる。このように、第１２の発明のモータ駆動装置は、フェライト磁石を用いることにより、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を短くし、モータ損失を抑制することができる。更に、第１２の発明のモータ駆動装置は、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　以下、本発明のモータ駆動装置に係る好適な実施の形態について、添付の図面を参照しつつ説明する。以下の実施の形態においては、モータ駆動装置の具体的な構成について説明するが、本発明は以下の実施の形態の構成に限定されるものではなく、同様の技術的思想に基づく構成を含む。

　（実施の形態１）
　図１は本発明に係る実施の形態１のモータ駆動装置の概略構成を示す図である。
　図１に示すように、実施の形態１のモータ駆動装置は、単相交流電源１からの交流電力が入力されるダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路２１と、前記全波整流回路２１の出力直流電力を所望の交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されたインバータ４と、前記インバータ４をＰＷＭ駆動制御するマイクロコンピュータなどで構成される制御部６と、共振周波数が前記単相交流電源１の周波数の４０倍以上に設定され、前記インバータ４と単相交流電源１とを接続するライン上に配置されたリアクタと前記インバータ４の入力側に並列接続されたコンデンサとで構成される平滑部７と、前記インバータ４により駆動されるモータ３と、を具備している。前記モータ３は、所定のモータ回転数域において、回生電流の影響によるシステム損失増大を抑制するため、モータ誘起電圧、モータ巻線抵抗が調整されている。前記モータ３は、回転子の内部に磁石を埋め込んだ構造を有する埋込磁石型モータ（ＩＰＭモータ）である。

　以上のように構成された実施の形態１のモータ駆動装置において、その動作、作用について以下に説明する。

　まず、単相交流電源１に周波数５０Ｈｚの電源を用いた場合、平滑部７を構成するリアクタの容量Ｌ１とコンデンサの容量Ｃ１は、電源高調波特性の高性能化を図るため、共振周波数ｆｃ＝１／（２π×√（Ｌ１×Ｃ１））が単相交流電源１の周波数の４０倍以上、すなわち２０００Ｈｚ以上になるように設定されている。これは、ＩＥＣ規格では交流電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているためである。以上のようにコンデンサおよびリアクタの組み合わせを決定することにより、交流電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。

　このため、例えば、リアクタンス値Ｌ１＝０．５ｍＨ、キャパシタンス値Ｃ１＝１０μＦのリアクタとコンデンサを用いることにより、共振周波数ｆｃ（≒２２５０Ｈｚ）＞（４０×単相交流電源周波数）（＝２０００Ｈｚ）とする。平滑部７を構成するリアクタとコンデンサがこのような値に設定された場合、モータ駆動時におけるモータ３の誘起電圧波形と単相交流電源１の全波整流電圧波形は、図２に示すような関係になる。図２は実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ誘起電圧波形（細線）と全波整流電圧波形（太線）を示す図である。図２において、縦軸が電圧を示しており、横軸が時間軸であり位相を示している。

　ここで、単相交流電源電圧の実効値をＶｇ、モータ誘起電圧の実効値をＶｅとすると、モータ駆動範囲内（モータ回転数域）において、単相交流電源１から駆動するモータ３にトルクを供給するために、その大小関係はＶｇ＞Ｖｅとなるようにモータ仕様は調整される。また、モータ誘起電圧の最大値（√２×Ｖｅ）より単相交流電源電圧の全波整流電圧値が大きくなる単相交流電源位相θ１からθ２、θ３からθ４以外ではモータ３が発電機として作用する。このため、モータ３の回生電流により平滑部７のコンデンサが充電されることになる。したがって、モータ駆動時の単相交流電源１の電圧波形Ｖｒｓ、単相交流電源１の電流波形Ｉｒ、インバータ印加電圧波形Ｖｄｃは、それぞれ、例えば図３に示す波形のようになる。図３は実施の形態１のモータ駆動装置における各部の波形の一例を示す図である。図３において、縦軸が電圧／電流を示しており、横軸が時間軸であり位相を示している。

　平滑部７のコンデンサ容量が、例えば１０μＦと小さい場合、モータ３へは連続的にトルクが供給されず、通電幅Δθ（＝Δθ１２＋Δθ３４（図３参照））において単相交流電源１よりモータ３へ間欠的にトルクが供給されることになる。このような状態におけるモータ駆動時のシステム損失について以下で説明する。ここでシステム損失とは平滑部７における損失（コンバータ損失）、インバータ損失、モータ損失の総和のことである。

　まず、モータ誘起電圧と通電幅△θの関係は、図４に示すように、単相交流電源電圧に対してモータ誘起電圧が高くなるほど通電幅△θは狭くなる。図４は、実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ誘起電圧による通電幅の変化を示す図であり、誘起電圧／電源電圧の比と通電幅比との関係を示している。計算上では単相交流電源電圧の実効値Ｖｇよりモータ誘起電圧の実効値Ｖｅが高くなると通電幅△θはほぼゼロとなりモータ３へのトルク供給ができなくなる。また、モータ誘起電圧は図５に示すようにモータ３の回転数が高くなるほど高くなる。

　図５は、実施の形態１のモータ駆動装置におけるモータ回転数によるモータ誘起電圧の変化を示す図である。図５において、縦軸が誘起電圧/電源電圧の比であり、横軸がモータ回転数[ｒｐｓ]である。図５に示すマーク◆は誘起電圧定数が小の場合であり、マーク■は誘起電圧定数が中の場合であり、マーク▲は誘起電圧定数が大の場合を示している。以上の特性からモータ３の回転数が高くなるほど通電幅△θは狭くなる傾向にあることが理解できる。したがって、回転数可変のモータ駆動装置では、全体のシステム効率に与える影響が大きくなるモータ回転数域において、システム損失を抑制したモータ駆動を行うことが必要になる。

　ここで、モータ駆動に必要なトルク、つまり必要電流を連続的に供給する場合と間欠的に与える場合とを比較すると、その実効値は間欠的に必要電流を与えた方が高くなる。図６に周期Ｔ期間に連続的に必要電流（トルク）を与えた場合（ｂ）と、半分の周期Ｔ／２期間に必要電流（トルク）を与えた場合（ａ）を示す。この場合は間欠的に必要電流を与えることにより電流実効値は√２倍と高くなる。このように間欠的に必要電流を与えると、その実効値は高くなる。

　以上のことを考慮すると、モータ誘起電圧とモータ実効電流の関係は図７に示すようになる。図７において、縦軸がモータ実効電流値比率であり、横軸が誘起電圧/電源電圧の比である。図７において実線で示すように、図８の（ｂ）に示すような一般的なモータ駆動装置では、単相交流電源電圧に対するモータ誘起電圧が高くなるにつれてモータ実効電流値は減少する。しかし、図８の（ａ）に示すように単相交流電源１の全波整流波形がインバータ４に印加される場合は、図７の破線で示すように、モータ誘起電圧を高くすると回生電流による通電幅△θの影響により、モータ実効電流値が増加する領域が存在する。そのため、モータ仕様（モータ誘起電圧）に対するインバータ損失は図９に示すようになる。図９において、縦軸がインバータ損失比率であり、横軸が誘起電圧/電源電圧の比である。

　実施の形態１のモータ駆動装置において、発明者は、回生電流によりモータ３へのトルク供給が遮断される期間を電源周期の２０％から５０％程度の範囲内、つまりモータ３へのトルク供給期間を電源周期の５０％から８０％程度の範囲内、あるいは、単相交流電源電圧の３０％から７０％の範囲内になるように、モータ誘起電圧が調整されたモータ３を用いることにより、インバータ損失を抑制することができることを見つけた。

　したがって、実施の形態１のモータ駆動装置においては、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値よりモータ誘起電圧の最大値が大きくなる期間が、単相交流電源周期の半分未満となるようモータ（巻線）仕様が調整されたＩＰＭモータが用いることにより、インバータ損失の低減を図ってもよい。なお、モータ３としては、所定のモータ回転数域において、モータ誘起電圧の実効電圧値が単相交流電源１の実効電圧値の７０％未満となるようモータ（巻線）仕様が調整されたＩＰＭモータを用いてもよい。

　次に、モータ損失について説明する。モータ３は磁石量および巻線材料の量を一定とすると、巻数とモータ誘起電圧の関係は図１０に示すようになる。図１０において、縦軸が誘起電圧比であり、横軸が巻線比である。図１０に示すように、巻数を多くすると鎖交磁束が多くなるため、それに応じてモータ誘起電圧は高くなる。また、巻数と巻線抵抗の関係は図１１に示すようになる。図１１において、縦軸が巻線抵抗比であり、横軸が巻線比である。図１１に示すように、巻数を多くすると巻線の線径は小さく、巻線長は長くなるため、それに応じて巻線抵抗は高くなる。モータ誘起電圧に対するモータ電流実効値は図７において破線で示した曲線のように変化するため、モータ仕様（モータ誘起電圧）に対する巻線抵抗におけるモータ損失（銅損）は図１２に示すようになる。図１２において、縦軸がモータ損失（銅損）比であり、横軸が誘起電圧/電源電圧の比である。

　実施の形態１のモータ駆動装置において、発明者は、回生電流によりモータ３へのトルク供給が遮断される期間を電源周期の２０％から５０％程度の範囲内、つまりモータ３へのトルク供給期間を電源周期の５０％から８０％程度の範囲内、あるいは、単相交流電源電圧の３０％から７０％の範囲内になるように、モータ誘起電圧が調整されたモータ３を用いることにより、モータ損失（銅損）を抑制することができることを見つけた。

　したがって、実施の形態１のモータ駆動装置においては、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値よりモータ誘起電圧の最大値が大きくなる期間が、単相交流電源周期の半分未満となるようモータ（巻線）仕様が調整されたＩＰＭモータが用いることにより、モータ損失（銅損）の低減を図ってもよい。なお、モータ３としては、所定のモータ回転数域において、モータ誘起電圧の実効電圧値が単相交流電源１の実効電圧値の７０％未満となるようモータ（巻線）仕様が調整されたＩＰＭモータを用いてもよい。

　実施の形態１のモータ駆動装置において、システム損失は、インバータ損失、モータ損失にコンバータ損失を加えた値になるが、実質的にインバータ損失とモータ損失の和が最小になるように調整することにより、コンバータにおける損失もほぼ最小にすることができる。このため、図１３に示すインバータ損失とモータ損失の和をシステム損失と考えることができる。図１３において、縦軸がインバータ損失とモータ損失の和（損失比率）を示しており、横軸が誘起電圧/電源電圧の比を示している。

　上記のように、発明者は、回生電流によりモータ３へのトルク供給が遮断される期間を電源周期の２０％から５０％程度の範囲内、つまりモータ３へのトルク供給期間を電源周期の５０％から８０％程度の範囲内、あるいは、単相交流電源電圧の３０％から７０％の範囲内になるようにし、更にモータ実効電流値の２乗とモータ３の巻線抵抗の積（モータ損失）とインバータ損失の和が最小、好ましくは最小値の１．１倍未満となるように、モータ仕様（モータ誘起電圧）が調整されたモータ３を用いることにより、インバータ損失およびモータ損失を抑制して、システム損失をほぼ最小にすることができる。

　なお、実施の形態１では図１に示す単相交流電源１を全波整流回路２１にて全波整流した出力をスイッチングして任意の振幅および周波数の交流電圧を得るインバータ４によるモータ駆動装置について説明を行ったが、図１４に示すような、全波整流回路２１がなく、単相交流電源１を直接スイッチングして任意の振幅および周波数の交流電圧を得る双方向スイッチ群８によりモータ駆動を行うモータ駆動装置においても同様に考えることができる。この場合の通電幅△θは、モータ駆動時におけるモータ３の誘起電圧波形と単相交流電源電圧波形より図１５に示すようになる。

　以上のように、回生電流抑制を考慮したモータ３を用いることにより、システム損失の低減を図ることができる。また、通常のＩＰＭモータであってももちろん効果が得られるが、回生電流を抑制しやすい誘起電圧定数の低い安価なフェライト磁石を用いたモータ３や、磁石を用いない、あるいは補助的にのみ磁石を用いるシンクロナスリラクタンスモータを用いることにより、システム損失増大を抑制しつつ、より安価なモータ駆動装置を実現することが可能になる。

　なお、実施の形態１におけるモータでは回転子に用いられる磁石として、フェライト磁石が用いられている。このように回転子に用いられる磁石にフェライト磁石を用いることにより、レアメタルなどで構成される磁力が強く高価な磁石を用いることなく、磁力の弱い安価な磁石を用いることで、回生電流による単相交流電源からモータへのトルク供給の遮断期間を低減し、モータ損失を抑制することができる。また、回生電流を抑制することにより、回生電流がインバータを通過することで発生するインバータにおける損失分を抑制することができる。

　このように本発明では、回生電流による通電幅△θを考慮した仕様のモータ３を用いることにより、モータ３の磁石量、巻線材料の量が定められた制約条件下でより効率の良いシステムを実現することができる。

　発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。

　以上のように、本発明は従来のモータ駆動装置と比較して、希土類などのレアアースを用いない安価なモータを用いて、モータ回転数の高周波化による小型化と、システム効率の向上を実現することができるため、エアコンや冷蔵庫の圧縮機駆動をはじめ様々なモータ駆動装置への応用が可能である。

　１　単相交流電源
　２　整流回路
　３　モータ
　４　インバータ
　６　制御部
　７　平滑部
　８　双方向スイッチ群
　２１　全波整流回路

Claims

　単相交流電源を入力とする全波整流回路と、前記全波整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、共振周波数が前記単相交流電源周波数の４０倍以上に設定され、前記インバータと単相交流電源とのライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成される平滑部と、前記インバータにより駆動されるモータと、を具備し、
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、回生電流による前記単相交流電源から前記モータへのトルク供給の遮断期間を低減するよう、前記モータの誘起電圧および巻線抵抗が調整された仕様を有するＩＰＭモータであるモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値より前記モータの誘起電圧の最大値が大きくなる期間が、単相交流電源周期の半分未満となるよう調整された巻線仕様を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、前記モータの誘起電圧の実効電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値の７０％未満となるよう調整された巻線仕様を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、インバータ損失との和が最小となるよう調整された巻線仕様を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、インバータ損失との和が最小値の１．１倍未満となるよう調整された巻線仕様を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
　単相交流電源と、モータと、前記単相交流電源と前記モータとの間に配置され交流電圧を直接スイッチングする双方向スイッチ群と、前記双方向スイッチ群を構成する双方向スイッチをＰＷＭ駆動制御する制御部と、を具備し、
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、回生電流による前記単相交流電源から前記モータへのトルク供給の遮断期間を低減するよう、前記モータの誘起電圧および巻線抵抗が調整された仕様を有するＩＰＭモータであるモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、単相交流電源電圧の絶対値電圧の瞬時値より前記モータの誘起電圧の最大値が大きくなる期間が、単相交流電源周期の半分未満となるよう調整された巻線仕様を有する請求項６に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、前記モータの誘起電圧の実効電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値の７０％未満となるよう調整された巻線仕様を有する請求項６に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、双方向スイッチ群における損失との和が最小となるよう調整された巻線仕様を有する請求項６に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、所定のモータ回転数域において、単相交流電源のゼロクロス付近で発生する回生期間の長短により変化するモータ実効電流値の２乗と前記モータの巻線銅量を一定にした場合の巻数および巻線径により変化するモータ巻線抵抗との積（モータ損失）と、双方向スイッチ群における損失との和が最小値の１．１倍未満となるよう調整された巻線仕様を有する請求項６に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、回転子に永久磁石を用いない、もしくは永久磁石を補助的に用いたシンクロナスリラクタンスモータを用いて構成された請求項１又は６に記載のモータ駆動装置。
　前記モータは、当該モータにおける回転子に用いられる磁石として、フェライト磁石を用いて構成した請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。