JP2014233105A - モータインバータ装置 - Google Patents
モータインバータ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014233105A JP2014233105A JP2013111628A JP2013111628A JP2014233105A JP 2014233105 A JP2014233105 A JP 2014233105A JP 2013111628 A JP2013111628 A JP 2013111628A JP 2013111628 A JP2013111628 A JP 2013111628A JP 2014233105 A JP2014233105 A JP 2014233105A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- command torque
- motor
- phase
- power supply
- inverter device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】低コストで効率よく電源高調波電流特性を改善する。【解決手段】指示回転数でモータ5を駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部6と、前記トルク演算部6で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部7と、前記指令トルク設定部7からの指令トルク値に応じてインバータ3を駆動させるPWM信号を生成するPWM信号生成部8を具備し、前記指令トルク設定部7は、指令トルク値を一定にしないようにする。これにより、入力電流の高調波成分を分散抑制できる。【選択図】図1
Description
本発明は、単相交流電源を入力として全波整流した出力をスイッチングすることにより得られる可変電圧・可変周波数の交流出力にてモータを駆動するモータインバータ装置に関する。
従来のモータインバータ装置の概略図を図8に示す。モータインバータ装置は、単相交流電源1からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段11と、前記整流手段11が出力した直流電圧を交流電圧に変換して電動機12に印加する電力変換手段13と、前記電動機12に流れる相電流を検出する相電流検出器14と、前記電力変換手段13が電動機12に印加する電圧を制御する制御手段15とからなる。
前記制御手段15は、前記電動機12の磁束の指令値を受け取り、電流の指令値を算出する電流指令生成手段17と、前記電動機12に流す電流の指令値を受け取り、当該電流の指令値に基づいて、前記電動機12に流れる電流の波形が、前記単相交流電源1からの交流電圧の波形と相似形状になるように、前記電動機12に印加する電圧の指令値を出力する電流制御手段16と、前記電動機12に印加する電圧のスカラー値が、前記整流手段11が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段18とを有している。
また、前記電流指令生成手段17は、前記電動機12の相抵抗と、前記電動機12の相電流に基づいて、前記相抵抗による電圧降下分を算出し、前記電動機12に印加する電圧と、前記電圧降下分との差分に基づき、前記電動機12の総磁束量を算出し、前記総磁束量を一定に保つように、前記電流の指令値を算出し、前記電流の指令値を算出する際には、前記電流の指令値の振幅を所定の割合で減少させるとともに、所定の値でオフセットさせ、前記単相交流電源1のピーク点に相当する位相において、オフセットさせる前と同じ指令値となるように、前記電流の指令値を演算補正する構成としてある。
このように従来のモータインバータ装置は、等価的にインバータ主回路(電力変換手段13)に流れ込む電流(つまり入力電流)と一致する電動機12に流れる電流の波形を前記単相交流電源1の電圧の波形と相似形になるように制御することで入力電流の高調波成分を低減する。
また、総磁束量を一定に保ちつつ電動機12を駆動させることは、直流電圧の脈動により電動機12の印加電圧が低下した際に自然に弱め界磁動作が実現されることとなる。つまり弱め界磁を単相交流電源位相に同期して制御することになる。更に、前記電流の指令値の振幅、オフセットを調整することで電動機12の印加電圧が低下した際の弱め界磁動作の作用を調整し、回生動作を抑制する(例えば、特許文献1参照)。
このように上記モータインバータ装置は、入力電流の波形を交流電源の電圧波形と相似形になるようにして高調波成分を抑制し、更に、電動機12が力行運転から回生運転に切り替わり、電動機12からの回生エネルギーにより入力電流に無通電期間が発生することで生じる入力電流の高調波成分を、回生動作を抑制することで抑制している。
上記従来のモータインバータ装置は、電動機12に流れる電流波形を単相交流電源1の電圧波形を相似形になるように制御することで、入力電流波形の高調波成分を低減させ、更に回生エネルギーにより入力電流に発生する無誘電期間による高調波成分を抑制するために、電動機12に印加される電圧が低下すると、それに応じて作用する弱め界磁動作量をオフセット設定により調整して回生エネルギー(無通電期間)を低減させる。
しかしながらが、入力電流に高周波歪成分が含まれる場合、この高周波歪成分を抑制して単相交流電源1の電圧波形と相似形になるように入力電流波形(インバータ主回路に流れ込む電流波形つまり電動機12に流れる電流波形)を制御するためには、短い周期での電流検出および制御演算が必要となる。そのため高性能のマイクロコンピュータのような制御演算手段が必要となりコストアップに繋がる。
また短い周期で行われた制御演算結果を十分電流波形に伝達反映させるためには、インバータ主回路のPWM周波数の高周波化も合わせて必要となるため、インバータ主回路におけるスイッチング損失が増大し、システム効率の低下を招くという課題があった。
更に回生エネルギーについては、低減することは出来ても無通電期間を完全になくすことはできないため、高調波歪成分を効果的に抑制することは難しい。
また、仮に弱め界磁動作のオフセット設定により無通電期間をほぼ完全になくすことができた場合、電動機12に印加される電圧の低下に伴う弱め界磁動作量をオフセット設定により大幅に増やす必要があるため、電動機12の流れる電流が増加し効率が大きく低下することが課題であった。
本発明は上記従来の課題を解決したもので、効率よく入力電流の高調波成分を抑制できるモータインバータ装置を適用することを目的とする。
上記課題を解決するために本発明は、単相交流電源1を入力とする全波整流回路2と、前記全波整流回路2の出力直流電力を交流電力に変換するインバータ3と、共振周波数が前記単相交流電源周波数の40倍以上に設定され前記インバータ3と単相交流電源1のライン上に配置されたリアクタおよび前記インバータ3の入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部4と、前記インバータ3により駆動されるモータ5と、指示回転数でモータ5を駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部6と、前記トルク演算部6で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部7と、前記指令トルク設定部7からの指令トルク値に応じて前記インバータ3を駆動させるPWM信号を生成するPWM信号生成部8を具備し、前記指令トルク設定部7は、指令トルク値に含まれる周波数成分を一定にしないように構成したものである。
これにより回生エネルギーによる入力電流の無通電期間が原因で発生する高調波歪成分をはじめとする通電期間中に含まれる高調波成分を分散抑制させるモータインバータ装置を提供することができる。
本発明のモータインバータ装置は、回生電流による電源高調波電流への影響を抑制することができる。
第1の発明は、単相交流電源を入力とする全波整流回路と、前記全波整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、共振周波数が前記単相交流電源周波数の40倍以上に設定され前記インバータと単相交流電源のライン上に配置されたリアクタおよび前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部と、前記インバータにより駆動されるモータと、指示回転数でモータを駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部と、前記トルク演算部で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部と、前記指令トルク設定部からの指令トルク値に応じて前記インバータを駆動させるPWM信号を生成するPWM信号生成部を具備し、前記指令トルク設定部は、指令トルク値を一定にしない構成としてある。
これにより、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第2の発明は、前記単相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部を備え、前記指令トルク設定部は、前記単相交流電源半周期内で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分が前記単相交流電源半周期で所定の回数以上同じにならないよう設定する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第3の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源半周期で20周期以上同じにならないよう設定する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第4の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源半周期毎に変更する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第5の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源周期毎に変更する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第6の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源半周期で20周期未満でランダムに設定された回数毎に変更する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第7の発明は、時間経過を検出するタイマ部を備え、前記指令トルク設定部で設定され
る指令トルク値に含まれる周波数成分は、所定の時間以上同じにならないよう調整する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
る指令トルク値に含まれる周波数成分は、所定の時間以上同じにならないよう調整する構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第8の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、200m秒以上同じにならないよう設定される構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第9の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、10m秒ごとに変更される構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第10の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、20m秒ごとに変更される構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第11の発明は、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、200m秒未満でランダムに設定された時間毎に変更される構成としてあり、回生エネルギーなどの影響で入力電流波形に含まれる周波数成分を一定にせず、高調波成分を分散抑制できる。
第12の発明は、前記モータは空気調和気に具備される慣性の大きな圧縮機駆動用モータであり、比較的短い周期内での指令トルク値の変化に対して電気的には過敏に追従するが、機械的には過敏に追従せず、圧縮機の機械的な動作としては影響なく電気的な高調波成分を分散抑制できる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
(実施の形態)
図1は本発明の実施の形態におけるモータインバータ装置の概略図を示す。このモータインバータ装置は、単相交流電源1を入力とするダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路2と、前記全波整流回路2の出力直流電圧を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ3と、共振周波数が前記単相交流電源周波数の40倍以上に設定され前記インバータ3と単相交流電源1のライン上に配置されたリアクタおよび前記インバータ3の入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部4と、前記インバータ3により駆動されるモータ5と、マイコン等で構成される指示回転数で前記モータ5を駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部6と、前記トルク演算部6で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部7と、前記指令トルク設定部7からの指令トルク値に応じて前記インバータ3を駆動させるPWM信号を生成するPWM信号生成部8と、前記単相交流電源1の電圧位相を検出する電圧位相検出部9と、時間経過を検出するタイマ部10を具備している。そして、前記指令トルク設定部7は指令トルク値を一定にしない構成としてある。
(実施の形態)
図1は本発明の実施の形態におけるモータインバータ装置の概略図を示す。このモータインバータ装置は、単相交流電源1を入力とするダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路2と、前記全波整流回路2の出力直流電圧を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ3と、共振周波数が前記単相交流電源周波数の40倍以上に設定され前記インバータ3と単相交流電源1のライン上に配置されたリアクタおよび前記インバータ3の入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部4と、前記インバータ3により駆動されるモータ5と、マイコン等で構成される指示回転数で前記モータ5を駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部6と、前記トルク演算部6で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部7と、前記指令トルク設定部7からの指令トルク値に応じて前記インバータ3を駆動させるPWM信号を生成するPWM信号生成部8と、前記単相交流電源1の電圧位相を検出する電圧位相検出部9と、時間経過を検出するタイマ部10を具備している。そして、前記指令トルク設定部7は指令トルク値を一定にしない構成としてある。
以上のように構成されたモータインバータ装置において、以下にその動作、作用を説明する。
まず、単相交流電源1に周波数50Hzの電源を用いた場合、平滑部4を構成するリアクタの容量L1とコンデンサの容量C1は、電源高調波電流特性の高性能化を図るため共振周波数fc=1/(2π×√(L1×C1))が単相交流電源周波数の40倍以上、す
なわち2000Hz以上になるように設定する。このため例えば、リアクタンス値L1=0.5mH、キャパシタンス値C1=10μFのリアクタとコンデンサを用いることで共振周波数fc(≒2250Hz)>(40×50Hz(単相交流電源周波数))(=2000Hz)とする。平滑部4を構成するリアクタとコンデンサがこのような値に設定された場合、インバータ3により永久磁石モータを駆動させると、図2に示す回路構成図におけるインバータ印加電圧Vdcの波形、入力電流Iacの波形はそれぞれ図3に示すような関係になる。
なわち2000Hz以上になるように設定する。このため例えば、リアクタンス値L1=0.5mH、キャパシタンス値C1=10μFのリアクタとコンデンサを用いることで共振周波数fc(≒2250Hz)>(40×50Hz(単相交流電源周波数))(=2000Hz)とする。平滑部4を構成するリアクタとコンデンサがこのような値に設定された場合、インバータ3により永久磁石モータを駆動させると、図2に示す回路構成図におけるインバータ印加電圧Vdcの波形、入力電流Iacの波形はそれぞれ図3に示すような関係になる。
ここで、単相交流電源1の半周期をT/2、単相交流電源1からモータ5へトルクが供給される期間をTon、モータ5からの回生電流により単相交流電源1からモータ5へのトルク供給が遮断される期間(無通電期間)をToffとする。
上記実施の形態のような構成のモータインバータ装置では、図4(a)に示すように力行状態で単相交流電源1からモータ5へトルクが供給される状態(図3におけるTon)と、図4(b)に示すように回生状態でモータ5が発電機として作用し、モータ5により発生する回生電流によりコンデンサが充放電され、単相交流電源1からモータ5へのトルク供給が遮断される状態(図3におけるToff)が単相交流電源1の半周期毎に周期的に繰り返すことになり、電源高調波電流特性の性能が低下する。
そのため無通電期間Toffをなくす、あるいは通電期間Tonにおける入力電流Iacの周波数特性の周期性を抑制する。これにより無通電期間Toffが存在することで無通電期間Toffと通電期間Tonの境界付近で発生する入力電流Iacの電流歪による電源高調波特性の性能低下を抑制することができる。
この無通電期間Toffと通電期間Tonの境界付近で発生する入力電流Iacの歪成分はモータ5の仕様やインバータ3による制御方法に依存する。
モータ5の仕様としては、磁石による起電力係数が大きいほど無通電期間Toff期間が長くなり電源高調波電流特性が悪化する傾向にあるが、これはインバータ3の制御による改善が可能である。
以下にインバータ3の制御における指令トルク設定部7によって設定された指令トルク値I*による入力電流Iacの周波数特性の周期性を抑制する方法について説明する。
図7は実施例における単相交流電源電圧Vac、インバータ3に印加される電圧Vdc、入力電流Iacの各部波形と、指令トルク設定部7により設定される指令トルク値I*を示した図である。
上記実施の形態のような構成のモータインバータ装置では、モータ5が駆動中にインバータ3に印加される電圧波形は単相交流電源電圧の絶対値のように大きく脈動した電圧波形となる。このような脈動電圧が印加される場合、単相交流電源位相によりモータ5が出力できるトルクが変化する。そのため必要なモータ5の平均出力トルクが得られるように、その変化に応じて単相交流電源半周期(T/2)内において指令トルク設定部7で設定される指令トルク値I*を変化させる。その変化は基本的にはインバータ3への印加電圧が低いところでは指令トルク値I*も低く、インバータ3への印加電圧が高いところでは指令トルク値I*も高く設定する。
そのような指令トルク設定部7による指令トルク値I*の設定において、図6(a)と図6(b)は単相交流電源半周期(T/2)内において、異なる周波数成分を含む指令トルク値I*を設定した場合の単相交流電源電圧Vac、インバータ3に印加される電圧V
dc、入力電流Iacの各部波形と、指令トルク値I*を示す。図6(a)では正弦波状の指令トルク値I*を設定しているのに対して、図6(b)では無通電期間Toffから通電期間Tonへ移行するt1からt2までの期間の指令トルク値I*を図6(a)で設定される指令トルク値I*より減少させ、平均的なトルク値を維持するためにt2からt3までの期間で指令トルク値I*を図6(a)で設定される指令トルク値I*より増加させるように設定している。
dc、入力電流Iacの各部波形と、指令トルク値I*を示す。図6(a)では正弦波状の指令トルク値I*を設定しているのに対して、図6(b)では無通電期間Toffから通電期間Tonへ移行するt1からt2までの期間の指令トルク値I*を図6(a)で設定される指令トルク値I*より減少させ、平均的なトルク値を維持するためにt2からt3までの期間で指令トルク値I*を図6(a)で設定される指令トルク値I*より増加させるように設定している。
図6(b)のような設定にすることで図6(a)のような設定と比較し、入力電流Iacの歪成分について、単相交流電源周波数の数倍程度の低い周波数の歪成分は増加するが、回生電流による無通電期間Toffと通電期間Tonの境界付近において発生する比較的高い周波数の歪成分を低減することができる。
図7は図6(a)のように設定される指令トルク値I*と、図6(b)のように設定される指令トルク値I*がそれぞれTa期間(単相交流電源周期T)、Tb期間(単相交流電源周期T)で繰り返し切替えて設定する状態を示している。
ここで、周波数成分が同じ指令トルク値I*を繰り返し設定する場合(例えば図6(a)あるいは図6(b)のいずれかの指令トルク値I*を繰り返し設定する場合)と、図7のように周波数成分が異なる指令トルク値I*を切替えて繰り返し設定する場合の入力電流Iacにおける電源高調波電流特性の相関について図5を用いて簡単に説明すると、周波数成分が同じ指令トルク値I*を繰り返し設定する場合、入力電流Iacの波形の周波数分析結果は図5(a)に近くなるのに対して、図7に示す実施例のように周波数成分が異なる指令トルク値I*を切替えて繰り返し設定することで図5(b)や図5(c)のように分散抑制でき、電源高調波特性の性能低下を抑制できる。
なお、図7では期間Taと期間Tbが単相交流電源周期Tと等しくなるように設定し、単相交流電源周期毎に単相交流電源半周期内に含まれる周波数特性が異なる2つの指令トルク値I*のパターンを切替えるようにしているが、入力電流Iacで発生する歪成分をより分散抑制できるように切替える指令トルク値I*の周波数特性パターンは3つ以上でも構わない。また、指令トルク設定部7で設定される指令トルク値I*の周波数特性パターンを切替える周期は、単相交流電源半周期(T/2)毎、単相交流電源半周期(T/2)で20周期未満のランダムに設定された回数毎、あるいは単相交流電源半周期(T/2)に関係なくタイマ部10で予め設定された10m毎、20m秒毎、200m秒未満のランダムに設定された時間毎等でも構わない。
また図7では無通電期間Toff、通電期間Tonが一定となっているが、特に一定でなくても構わない。
以上のように指令トルク値I*に含まれる周波数成分が異なる複数の指令トルク値I*パターンを所定の期間(周期、時間)毎に切替えることで電源高調波電流特性の性能低下の抑制を図る。
このように本発明では、回生電流による入力電流Iacの電源高調波特性への悪影響を抑制するため、単相交流電源半周期(T/2)内で設定される指令トルク値I*に含まれる周波数成分パターンの周期性を抑制する。
これによりPWM周波数の高周波化により電流波形制御の制御性を向上させて歪みのない滑らかな電流波形に制御しなくても(つまり歪み波形そのものを抑制するようにしなくても)、歪み周波数成分の異なる複数パターンの入力電流Iacの波形を繰り返すことで分散抑制するため、PWM周波数の高周波化などの特別な制御性向上をさせることなく、
またPWM周波数の高周波化によるスイッチング損失増加による効率低下を抑制しながら入力電流Iacの電源高調波電流特性の改善を実現することができる。
またPWM周波数の高周波化によるスイッチング損失増加による効率低下を抑制しながら入力電流Iacの電源高調波電流特性の改善を実現することができる。
以上のように、本発明は従来のモータインバータ装置と比較して、回生電流による入力電流の歪み自体を許容しながら電源高調波電流特性を改善できるため、使用可能なモータの種類やモータ動作領域に制限なく電源高調波電流特性の向上を実現できる。このため様々な種類のモータに適用でき、モータ回転数駆動範囲の広いエアコンや冷蔵庫の圧縮機駆動をはじめ様々なモータインバータ装置への応用が可能である。
1 単相交流電源
2 全波整流回路
3 インバータ
4 平滑部
5 モータ
6 トルク演算部
7 指令トルク設定部
8 PWM信号生成部
9 電圧位相検出部
10 タイマ部
11 整流手段
12 電動機
13 電力変換手段
14 相電流検出器
15 制御手段
16 電流制御手段
17 電流指令生成手段
18 出力電圧制限手段
19 座標変換手段
20 直流電圧検出手段
21 電源位相検出器
2 全波整流回路
3 インバータ
4 平滑部
5 モータ
6 トルク演算部
7 指令トルク設定部
8 PWM信号生成部
9 電圧位相検出部
10 タイマ部
11 整流手段
12 電動機
13 電力変換手段
14 相電流検出器
15 制御手段
16 電流制御手段
17 電流指令生成手段
18 出力電圧制限手段
19 座標変換手段
20 直流電圧検出手段
21 電源位相検出器
Claims (12)
- 単相交流電源を入力とする全波整流回路と、前記全波整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、共振周波数が前記単相交流電源周波数の40倍以上に設定され前記インバータと単相交流電源のライン上に配置されたリアクタおよび前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部と、前記インバータにより駆動されるモータと、指示回転数でモータを駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部と、前記トルク演算部で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部と、前記指令トルク設定部からの指令トルク値に応じて前記インバータを駆動させるPWM信号を生成するPWM信号生成部を具備し、前記指令トルク設定部は、指令トルク値を一定にしない構成としたことを特徴とするモータインバータ装置。
- 前記単相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部を備え、前記指令トルク設定部は、前記単相交流電源半周期内で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分が前記単相交流電源半周期で所定の回数以上同じにならないよう設定することを特徴とする請求1記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源半周期で20周期以上同じにならないよう設定することを特徴とする請求項2記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源半周期毎に変更することを特徴とする請求項2記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源周期毎に変更することを特徴とする請求項2記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、前記単相交流電源半周期で20周期未満でランダムに設定された回数毎に変更することを特徴とする請求項2記載のモータインバータ装置。
- 時間経過を検出するタイマ部を備え、前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、所定の時間以上同じにならないよう調整することを特徴とする請求項1記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、200m秒以上同じにならないよう設定されることを特徴とする請求項7記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、10m秒ごとに変更されることを特徴とする請求項7記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、20m秒ごとに変更されることを特徴とする請求項7記載のモータインバータ装置。
- 前記指令トルク設定部で設定される指令トルク値に含まれる周波数成分は、200m秒未満でランダムに設定された時間毎に変更されることを特徴とする請求項7記載のモータインバータ装置。
- 前記モータは空気調和気に具備される圧縮機駆動用モータであることを特徴とする請求項
1〜11のいずれか1項に記載のモータインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013111628A JP2014233105A (ja) | 2013-05-28 | 2013-05-28 | モータインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013111628A JP2014233105A (ja) | 2013-05-28 | 2013-05-28 | モータインバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014233105A true JP2014233105A (ja) | 2014-12-11 |
Family
ID=52126218
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013111628A Pending JP2014233105A (ja) | 2013-05-28 | 2013-05-28 | モータインバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2014233105A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020105795A1 (ko) * | 2018-11-20 | 2020-05-28 | 엘지전자 주식회사 | 모터 제어 장치, 모터 제어 시스템 및 모터 제어 방법 |
-
2013
- 2013-05-28 JP JP2013111628A patent/JP2014233105A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020105795A1 (ko) * | 2018-11-20 | 2020-05-28 | 엘지전자 주식회사 | 모터 제어 장치, 모터 제어 시스템 및 모터 제어 방법 |
US11831263B2 (en) | 2018-11-20 | 2023-11-28 | Lg Electronics Inc. | Motor control device, motor control system, and motor control method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4969653B2 (ja) | 交流直流変換装置及びその装置を用いた圧縮機駆動装置並びに空気調和機 | |
JP5355570B2 (ja) | 交流直流変換装置 | |
JP6098945B2 (ja) | モータインバータ装置 | |
JP4889697B2 (ja) | 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機 | |
JP5879712B2 (ja) | 電動工具 | |
JP5928946B2 (ja) | 整流回路及び、それを用いたモータ駆動装置 | |
EP3182574B1 (en) | Converter unit, drive controller, motor, and compressor | |
JP5769764B2 (ja) | 交流直流変換装置、電動機駆動装置、圧縮機駆動装置、空気調和機、ヒートポンプ式給湯機 | |
JP4340518B2 (ja) | 負荷駆動装置 | |
JP4889674B2 (ja) | 交流直流変換装置および圧縮機駆動装置並びに空気調和機 | |
JP2008086082A (ja) | 永久磁石電動機の制御装置 | |
JP5841088B2 (ja) | インバータ制御方法 | |
WO2012108158A1 (ja) | モータ駆動装置 | |
WO2013179771A1 (ja) | コンバータ装置及び、これを用いたモータ駆動装置 | |
JP4921617B2 (ja) | 磁気パルセーションモータ | |
JP2015091186A (ja) | モータインバータ装置 | |
Hota et al. | A novel three-phase induction motor drive for domestic fan application with improved reliability | |
Krishnaveni et al. | Design and implementation of low cost four switch inverter for BLDC motor drive with active power factor correction | |
JP2014233105A (ja) | モータインバータ装置 | |
CN112015093B (zh) | 驱动控制方法、装置、家电设备和计算机可读存储介质 | |
JP2014155238A (ja) | モータインバータ装置 | |
JP2016005348A (ja) | モータインバータ装置 | |
JP2013192340A (ja) | 電力変換装置 | |
JP5236057B2 (ja) | 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機 | |
KR20130072557A (ko) | 인버터 모터의 회생 제동 장치 및 그 방법 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20141021 |