CN105900326B - 转换装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种将从DC电源提供的DC电力转换成AC电力并将AC电力提供给负载的转换装置，该转换装置包括：连接至负载并包括AC电抗器以及第一电容器的滤波器电路；经由滤波器电路连接至负载的DC/AC逆变器；提供在DC电源和DC/AC逆变器之间的DC/DC转换器；提供在DC/AC逆变器和DC/DC转换器之间的第二电容器；以及被配置为基于AC电源的电压，由于流过AC电抗器的电流及其阻抗造成的电压变化，分别流过第一电容器以及第二电容器的无功电流以及DC电源的电压，设定用于DC/DC转换器的电流目标值以由此与AC电力的电流同步的控制单元。

Description

转换装置
技术领域
本发明涉及一种执行从DC至AC的转换或从AC至DC的转换的转换装置。
背景技术
将从蓄电池输出的DC电压转换成AC电压并将AC电压提供给负载的转换装置通常用作诸如UPS(不间断电源)的后备电源(例如参见专利文献1(图1))。这种转换装置包括用于升高蓄电池的电压的DC/DC转换器以及用于执行从DC至AC的转换的逆变器。该转换装置能进行双向操作，且通常将诸如商用电源的AC电源输出的AC电压转换成适于充电的DC电压以及为蓄电池充电。在这种情况下，逆变器操作为AC/DC转换器，且DC/DC转换器执行降压的操作。
转换装置(电力调节器)也用于将从诸如光伏发电的DC电源获得的DC电力转换成AC电力并与AC电力系统执行系统互连(例如参见专利文献2)。
引证文献列表
[专利文献]
专利文献1：日本公开专利公布No.2003-348768
专利文献2：日本公开专利公布No.2000-152651
发明内容
[技术问题]
在上述常规转换装置中，AC/DC转换器和DC/DC转换器都由切换元件组成，且一直执行高速切换。这种切换元件伴随有轻微的切换损耗。虽然一种切换中的损耗较轻，但是多个切换元件的高频切换致使切换损耗不能被整体忽视。切换损耗自然地导致电力损耗。另一方面，专利文献2公开了一种用于降低损耗的控制方法，但是存在的问题是不足以单独通过这种控制方法获得损耗降低效果，且AC波形失真。
有鉴于上述问题，本发明的一个目的是通过降低转换装置中的切换损耗而实现高转换效率且实现具有较小失真的AC波形。
[问题的解决方案]
本发明的转换装置是一种将从DC电源提供的DC电力转换成AC电力并将AC电力提供给负载的转换装置，该转换装置包括：连接至负载并包括AC电抗器以及第一电容器的滤波器电路；经由滤波器电路连接至负载的DC/AC逆变器；提供在DC电源和DC/AC逆变器之间的DC/DC转换器；提供在DC/AC逆变器和DC/DC转换器之间的第二电容器；以及被配置为基于AC电源的电压，由于流过AC电抗器的电流及其阻抗造成的电压变化，分别流过第一电容器以及第二电容器的无功电流以及DC电源的电压，设定用于DC/DC转换器的电流目标值以由此与AC电力的电流同步的控制单元。
[发明的有益效果]
本发明的转换装置可同时实现高转换效率以及具有较小失真的AC波形。
附图说明
图1是示出包括根据第一实施例的逆变器装置的系统的示例的框图。
图2是逆变器装置的电路图的示例。
图3是控制单元的框图。
图4是示出DC输入电压检测值和升压电路电流检测值的时间变化的仿真结果的示例的曲线图。
图5是示出其中平均处理单元平均DC输入电压检测值Vg的方式的示意图。
图6是说明通过控制处理单元进行控制处理的控制框图。
图7是示出用于升压电路以及逆变器电路的控制处理的流程图。
图8是其中(a)示出通过控制处理单元进行的反馈控制中计算的升压电路电流目标值的仿真结果的示例以及当根据升压电路电流目标值执行控制时获得的升压电路电流检测值，以及(b)示出通过控制处理单元进行的反馈控制中计算的升压电路电压目标值的仿真结果的示例以及当根据升压电路电压目标值执行控制时获得的升压电路电压检测值的曲线图。
图9是示出逆变器输出电压目标值的示例的示意图。
图10是其中(a)示出升压电路载波以及升压电路参考波之间的比较，以及(b)示出通过升压电路控制单元产生的用于驱动切换元件Qb的驱动波形的曲线图。
图11是其中(a)示出逆变器电路载波以及逆变器电路参考波之间的比较，以及(b)示出通过逆变器电路控制单元产生的用于驱动切换元件Q1的驱动波形，以及(c)示出通过逆变器电路控制单元产生的用于驱动切换元件Q3的驱动波形的曲线图。
图12是示出用于切换元件的参考波和驱动波形的示例，以及从逆变器装置输出的AC电力的电流波形的示例的示意图。
图13是其中(a)示出从逆变器电路输出的AC电压，商用电源系统，以及AC电抗器的两端之间的电压的电压波形，以及(b)示出AC电抗器中流动的电流的波形的曲线图。
图14是根据第二实施例的逆变器装置的电路图的示例。
图15是示出第二实施例中的逆变器电路载波和参考波之间的比较的曲线图。
图16是示出第二实施例中用于切换元件Qb和Q1至Q4的参考波和驱动波形的示例，以及从逆变器装置输出的AC电力的电流波形的示例的示意图。
图17是根据第三实施例的逆变器装置1的电路图的示例。
图18是示出第三实施例中用于切换元件的参考波和驱动波形的示例，以及从逆变器装置输出的AC电力的电流波形的示例的示意图。
图19是示出包括AC至DC转换装置的电力存储系统的示例的框图。
图20是转换装置的电路图的示例。
图21是概念性地示出转换装置的操作的电压波形示意图。
图22是第一实施例和比较示例中的AC输出波形的示例。
具体实施方式
[实施例的概要]
本发明的实施例的概要至少包括以下内容。
(1)提供一种将从DC电源提供的DC电力转换成AC电力并将AC电力提供至负载的转换装置，转换装置包括：连接至负载并包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；经由滤波器电路连接至负载的DC/AC逆变器；提供在DC电源和DC/AC逆变器之间的DC/DC转换器；提供在DC/AC逆变器和DC/DC转换器之间的第二电容器；以及被配置为基于AC电力的电压，由于流过AC电抗器的电流及其阻抗造成的电压变化，分别流过第一电容器以及第二电容器的无功电流，以及DC电力的电压，设定用于DC/DC转换器的电流目标值以由此与AC电力的电流同步的控制单元。
在如上述(1)配置的转换装置中，DC/AC逆变器以及DC/DC转换器各执行最小所需次数的高频切换。此外，AC/DC转换器在除了AC电压的绝对值的峰值及其附近之外的区域中操作，且DC/DC转换器在除了AC电压的过零点及其附近之外的区域中操作。因此，在高频切换中，施加至各个转换器以及电抗器的半导体元件的电压相对降低。这也有助于半导体元件中的切换损耗以及电抗器中的铁损耗的降低。
为了实现如上所述的“最小所需次数”，理想地优选DC/AC逆变器以及DC/DC转换器交替执行高频切换，以便它们的高频切换的相应时段不彼此重叠。但是，实际上，即使两个时段略微彼此重叠，但是只要为各个DC/AC逆变器以及DC/DC转换器提供停止时段，则可降低损耗，致使效率提高。
基于AC电力的电压，由于流过AC电抗器的电流及其阻抗造成的电压变化，流过第一和第二电容器的无功电流以及DC电力的电压，用于DC/DC转换器的电流目标值被设定为与AC电力同步，借此可不断产生没有失真的AC电力。特别地，在负载与AC系统互连的情况下，不管AC电源的电压，频率和输出电流如何变化，不断与系统电压同步(或相对于系统电压在给定相位角下控制)且没有失真的电流都流至AC系统或从其流出。
(2)在(1)的转换装置中，优选地，在用于负载的输出电流目标值为Ia*，第一电容器的静电电容为Ca，AC电力的电压值为Va，DC电源侧的电压为VDC且拉普拉斯算子为s的情况下，控制单元为滤波器电路和DC/AC逆变器之间的电路连接点处的DC/AC逆变器设定AC输出电流目标值Iinv*，如下：
Iinv*＝Ia*+s CaVa,
在AC电抗器的阻抗为Za的情况下，控制单元为电路连接点的DC/AC逆变器设定AC输出电压目标值Vinv*，如下：
Vinv*＝Va+ZaIinv*,
控制单元设定DC/AC逆变器的AC输出电压目标值Vinv*的绝对值和电压VDC中的较大的一个，作为DC/DC转换器的输出电压目标值Vo*，以及
在第二电容器的静电电容为C的情况下，控制单元为DC/DC转换器设定电流目标值Iin*，如下：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC。
上述(2)的转换装置是示出实现(1)的转换装置的更具体的控制方式的示例。在用于DC/DC转换器的电流目标值Iin*中，全部反映出AC电力的电压，由于流过AC电抗器的电流及其阻抗造成的电压变化，流过第一和第二电容器的无功电流以及DC电力的电压。因此，无论DC电源的电压如何变化或AC输出电流如何变化，都可不断输出与AC输出电流同步的电力。因此，DC/DC转换器和DC/AC逆变器可执行从AC至DC的转换，同时执行高频切换最小所需次数。因此，可大幅降低半导体切换元件中的切换损耗以及AC电抗器和DC电抗器中的铁损耗，且可实现高转换效率。而且，输出的AC电力具有高质量，且可获得用于与商业系统互连的具有足够小失真的电流。
替换拉普拉斯算子s，在采用相对于时间t求导数的情况下，上述表达式如下表示。
Iinv*＝Ia*-Ca×(d Va/dt)
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/VDC
通过预先测量转换装置中的功耗PLOSS，也可通过下述表达式表示电流目标值Iin*。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/VDC
在这种情况下，能通过考虑功耗PLOSS而更严格地计算Iin*的值。
(3)在(2)的转换装置中，DC/DC转换器可包括DC电抗器，且在DC电源的电压为Vg，DC电抗器的阻抗为Z，且DC/DC转换器的电流值为Iin的情况下，(Vg-ZIin)可用作电压VDC。
(4)对于DC/DC转换器的电流值Iin来说，可采用电流传感器的检测值(DC电抗器的电流检测值)或通过Iinv*×Vinv*/Vg获得的计算值。
在上述(3)和(4)的情况下，因为也考虑由DC电抗器的电流和阻抗造成的电压降，因此能不断地执行精确控制，无论流过DC/DC转换器的电流如何改变。
(5)在(1)至(4)的任一的转换装置中，DC/AC逆变器可基于在基于DC/AC逆变器的AC输出电流的目标值和检测值的参考值，以及DC/DC转换器的输出电压目标值之间的比较得以控制，且DC/DC转换器可基于在基于DC/DC转换器的电流目标值和检测值的参考值，以及DC/DC转换器的输出电压目标值之间的比较而得以控制。
因此，DC/AC逆变器和DC/DC转换器基于相同电压目标值得以控制，借此可降低AC输出电流的失真率。
(6)AC电源可并联连接至负载。
如上述(6)配置的转换装置将从DC电源提供的电力转换成AC电力，执行与诸如商用电力系统的AC电源互连的并行操作，且由此将AC电源提供至负载。
(7)DC电源可以是DC负载，负载可以是AC电源，且电力可从AC电源提供至DC负载。
如上述(7)配置的转换装置可执行从AC至DC的转换。
在从AC至DC的转换中，DC/AC逆变器操作为AC/DC转换器。DC/DC转换器操作为DC/DC转换器，其中电流在相反于从DC至AC的转换的方向的方向上流动。而且在从AC至DC的转换中，AC/DC转换器以及DC/DC转换器执行高频切换最小所需次数。因此，可大幅降低半导体切换元件中的切换损耗以及AC电抗器和DC电抗器中的铁损耗，且可实现高转换效率。
在(2)中的计算表达式中，如果输出电流目标值Ia*的相位被反转，则获得用于给定从AC至DC的转换中的目标值的表达式。在这种情况下，用于DC/DC转换器的电流目标值Iin*相对于DC电压Vg为负。因此，实际上，(1)至(7)中所述的转换装置允许通过公共装置进行DC至AC的转换以及AC至DC的转换。
(8)希望SiC元件用于DC/DC转换器以及DC/AC逆变器中包括的至少一个半导体切换元件。
在(1)至(7)的任一中所述的转换装置中，可通过减少高频切换的次数降低半导体元件中的切换损耗以及DC电抗器和AC电抗器中的铁损耗，但是不能降低半导体元件中的传导损耗。在这点上，采用SiC元件作为半导体元件能降低传导损耗。因此，如果将SiC元件用于(1)至(7)的任一中的转换装置，则可通过它们之间的协同实现高转换效率。
[实施例的细节]
以下将参考附图详细说明本发明的实施例。
<<具有系统互连功能的DC至AC转换装置>>
首先，将详细说明具有系统互连功能的DC至AC转换装置(以下简称为逆变器装置)。
[1.第一实施例]
[1.1总体构造]
图1是示出包括根据第一实施例的逆变器装置的系统的示例的框图。在图1中，作为DC电源的光伏板2连接至逆变器装置1的输入端，且AC商用电力系统3(AC系统)连接至逆变器装置1的输出端。这种系统执行互连操作以将光伏板2产生的DC电力转换成AC电力并将AC电力输出至商用电力系统3。
逆变器装置1包括接收从光伏板2输出的DC电力的升压电路(DC/DC转换器)10，将从升压电路10给出的电力转换成AC电力并将AC电力输出至商用电力系统3的逆变器电路(DC/AC逆变器)11，以及控制这些电路10和11的操作的控制单元12。
图2是逆变器装置1的电路图的示例。
升压电路10包括DC电抗器15，二极管16以及由绝缘栅双极晶体管(IGBT)等组成的切换元件Qb，从而形成升压斩波器电路。
升压电路10的输入侧上，提供第一电压传感器17，第一电流传感器18以及用于平滑的电容器26。
第一电压传感器17检测从光伏板2输出的DC电力的DC输入电压检测值Vg(DC输入电压值)且随后输入至升压电路10，且将DC输入电压检测值Vg输出至控制单元12。第一电流传感器18检测DC电抗器15中流动的电流的升压电路电流检测值Iin(DC输入电流值)，且将升压电路电流检测值Iin输出至控制单元12。为了检测DC输入电流检测值Ig，电流传感器进一步提供在电容器26的之前的级中。
控制单元12具有计算来自DC输入电压检测值Vg的输入功率Pin以及升压电路电流检测值Iin并对光伏板2执行最大功率点追踪(MPPT)控制的功能。
如下所述，控制升压电路10的切换元件Qb以便最小化切换元件Qb执行切换操作的次数以及逆变器电路11执行切换操作的次数以及产生停止时段的总和。因此，在其中升压电路10中执行切换操作的时段期间，升压电路10将升压电力输出至逆变器电路11，且在其中停止切换操作的时段期间，升压电路10在不对其DC输入电压值进行升压的情况下，将从光伏板2输出的DC电力输出至逆变器电路11且随后输入至升压电路10。
用于平滑的电容器19(平滑电容器)连接在升压电路10和逆变器电路11之间。
逆变器电路11包括各由场效应晶体管(FET)组成的切换元件Q1至Q4。切换元件Q1至Q4形成全桥电路。
切换元件Q1至Q4连接至控制单元12，且通过控制单元12进行控制。控制单元12执行切换元件Q1至Q4的操作的PWM控制。由此，逆变器电路11将从升压电路10给出的电力转换成AC电力。
逆变器装置1包括逆变器电路11和商用电力系统3之间的滤波器电路21。
滤波器电路21由两个AC电抗器22以及在AC电抗器22之后的级中提供的电容器23(输出平滑电容器)组成。滤波器电路21具有移除从逆变器电路11输出的AC电力中包含的高频分量的功能。将已经通过滤波器电路21移除了高频分量的AC电力赋予商用电力系统3。
因此，升压电路10和逆变器电路11形成转换单元，其从将光伏板2输出的DC电力转换成AC电力并将转换的AC电力经由滤波器电路21输出至商用电力系统3。
用于检测作为逆变器电路11的输出的电流值的逆变器电流检测值Iinv(AC电抗器22中流动的电流)的第二电流传感器24连接至滤波器电路21。用于检测商用电力系统3一侧上的电压值(系统电压检测值Va)的第二电压传感器25连接在滤波器电路21和商用电力系统3之间。
第二电流传感器24和第二电压传感器25分别将检测的逆变器电流检测值Iinv以及检测的系统电压检测值Va(AC系统的电压值)输出至控制单元12。虽然第二电流传感器24如图2中所示提供在电容器23之前的级处，但是用于检测逆变器装置1的输出电流的第三电流传感器可添加到电容器23之后的级处。
控制单元12基于系统电压检测值Va，逆变器电流检测值Iinv，DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin控制升压电路10以及逆变器电路11。
[1.2控制单元]
图3是控制单元12的框图。如图3中所示，控制单元12功能上具有控制处理单元30，升压电路控制单元32，逆变器电路控制单元33以及平均处理单元34。
控制单元12的某些或所有功能可被配置为硬件电路，或可通过由计算机执行的软件(计算机程序)实现。这种用于实现控制单元12的功能的软件(计算机程序)存储在计算机的存储装置(未示出)中。
升压电路控制单元32基于目标值以及从控制处理单元30给出的检测值控制升压电路10的切换元件Qb，由此使升压电路10输出具有对应于目标值的电流的功率。
逆变器电路控制单元33基于目标值以及从控制处理单元30给出的检测值控制逆变器电路11的切换元件Q1至Q4，由此使逆变器电路11输出具有对应于目标值的电流的功率。
控制处理单元30接收DC输入电压检测值Vg，升压电路电流检测值Iin，系统电压检测值Va以及逆变器电流检测值Iinv。
控制处理单元30由DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin及其平均值<Pin>。
控制处理单元30具有基于输入功率平均值<Pin>设定DC输入电流目标值Ig*(其将在下文说明)，且对光伏板2执行MPPT控制且对升压电路10和逆变器电路11执行反馈控制的功能。
将DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin赋予平均处理单元34以及控制处理单元30。
平均处理单元34具有以预定时间间隔采样从第一电压传感器17以及第一电流传感器18给出的DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin，计算它们相应的平均值且将平均的DC输入电压检测值Vg以及平均的升压电路电流检测值Iin赋予控制处理单元30的功能。
图4是示出DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin中的时间变化的仿真结果的示例的曲线图。
DC输入电流检测值Ig是相对于电容器26的输入侧上检测的电流值。
如图4中所示，发现DC输入电压检测值Vg，升压电路电流检测值Iin以及DC输入电流检测值Ig在系统电压的半循环中改变。
如图4中所示的DC输入电压检测值Vg以及DC输入电流检测值Ig时段性变化的原因如下。即，升压电路电流检测值Iin根据升压电路10以及逆变器电路11的操作，在几乎0A以及AC循环的半循环中的峰值之间大幅改变。因此，不能通过电容器26完全移除改变分量，且DC输入电流检测值Ig检测作为在AC循环的半循环中改变的分量的脉动电流。另一方面，光伏板的输出电压取决于输出电流改变。
因此，发生在DC输入电压检测值Vg中的时段改变的循环是从逆变器装置1输出的AC电力的半循环。
平均处理单元34平均DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin以便抑制上述时段变化的影响。
图5是示出其中平均处理单元34平均DC输入电压检测值Vg的方式的示意图。
平均处理单元34在从时间t1至时间t2的时段L期间以预定时间间隔Δt多次(在由图5中的实点表示的时间)采样给定的DC输入电压检测值Vg，且计算已经获得的多个DC输入电压检测值Vg的平均值。
这里，平均处理单元34将时段L设定为商用电力系统3的循环长度的一半。此外，平均处理单元34将时间间隔Δt设定为足够短于商用电力系统3的循环长度的一半。
因此，平均处理单元34利用尽可能短的采样时段可精确地获得与商用电力系统3的循环同步时段性改变的DC输入电压检测值Vg的平均值。
采样的时间间隔Δt例如可设定为商用电力系统3的循环的1/100至1/1000，或20微秒至200微秒。
平均处理单元34可预先存储时段L，或从第二电压传感器25获得系统电压检测值Va并基于商用电力系统3的循环设定时段L。
这里，时段L设定为商用电力系统3的循环长度的一半。如果时段L设定为商用电力系统3的循环的一半，则至少可精确地计算DC输入电压检测值Vg的平均值。这是因为DC输入电压检测值Vg根据上述升压电路10以及逆变器电路11的操作而在商用电力系统3的半循环中时段改变。
因此，如果需要将时段L设定得较长，则时段L可设定为商用电力系统3的半循环的整数倍，例如商用电力系统3的半循环的三或四倍。因此，可在循环的基础上抓取电压变化。
如上所述，与DC输入电压检测值Vg相同，升压电路电流检测值Iin也在商用电力系统3的半循环中时段改变。
因此，平均处理单元34也通过与图5中所示的DC输入电压检测值Vg中相同的方法计算升压电路电流检测值Iin的平均值。
控制处理单元30顺序计算每个时段L的DC输入电压检测值Vg的平均值以及升压电路电流检测值Iin的平均值。
平均处理单元34将DC输入电压检测值Vg的计算的平均值以及升压电路电流检测值Iin的计算的平均值赋予控制处理单元30。
在本实施例中，如上所述，平均处理单元34计算DC输入电压检测值Vg的平均值(DC输入电压平均值<Vg>)以及升压电路电流检测值Iin的平均值(升压电路电流平均值<Iin>)，且利用这些值，控制处理单元30控制升压电路10以及逆变器电路11，同时对光伏板2执行MPPT控制。因此，即使来自光伏板2的DC电流改变而不稳定，控制单元12也可精确地获得光伏板2的输出作为DC输入电压平均值<Vg>以及升压电路电流平均值<Iin>，其中已经移除了由于逆变器装置1的操作引起的变化分量。因此，变得能够适当执行MPPT控制并有效抑制光伏板2的发电效率的降低。
如上所述，在从光伏板2输出的DC电力的电压(DC输入电压检测值Vg)或电流(升压电路电流检测值Iin)由于逆变器装置1的操作而变化的情况下，变化的循环与从逆变器电路11输出的AC电力的半循环(商用电力系统3的半循环)一致。
在这点上，在本实施例中，DC输入电压检测值Vg以及升压电路电流检测值Iin在设定为商用电力系统3的循环长度的一半的时段L期间以短于AC系统的半循环的时间间隔Δt被采样多次，且从采样结果计算DC输入电压平均值<Vg>以及升压电路电流平均值<Iin>。因此，即使时段改变的DC电流的电压和电流，DC输入电压平均值<Vg>以及升压电路电流平均值<Iin>也可以利用尽可能缩短的采样时段而被精确地计算。
控制处理单元30基于上述输入功率平均值<Pin>设定DC输入电流目标值Ig*，并基于设定的DC输入电流目标值Ig*以及上述数值为升压电路10和逆变器电路11计算相应目标值。
控制处理单元30具有将计算的目标值赋予升压电路控制单元32以及逆变器电路控制单元33并对升压电路10和逆变器电路11执行反馈控制的功能。
图6是用于解释通过控制处理单元30对升压电路10以及逆变器电路11进行反馈控制的控制框图。
控制处理单元30包括用于控制逆变器电路11的作为功能部的第一计算部41，第一加法器42，补偿器43以及第二加法器44。
此外，控制处理单元30包括用于控制升压电路10的作为功能部的第二计算部51，第三加法器52，补偿器53以及第四加法器54。
图7是示出用于升压电路10以及逆变器电路11的控制处理的流程图。图6中所示的功能部通过执行图7中的流程图中所示的处理控制升压电路10以及逆变器电路11。
以下将参考图7说明升压电路10以及逆变器电路11的控制处理。
首先，控制处理单元30计算当前输入功率平均值<Pin>(步骤S9)，且将当前输入功率平均值<Pin>与已经预先计算的输入功率平均值<Pin>进行比较，从而设定DC输入电流目标值Ig*(步骤S1)。基于以下表达式(1)计算输入功率平均值<Pin>。
输入功率平均值<Pin>＝<Iin×Vg>...(1)
在表达式(1)中，Iin是升压电路电流检测值，且Vg是DC输入电压检测值(DC输入电压值)。对于这些数值来说，采用作为通过平均处理单元34平均的数值的DC输入电压平均值<Vg>以及升压电路电流平均值<Iin>。
在除了表达式(1)以及与下文所示的控制有关之外的各个表达式中，没有被平均的瞬时值用于升压电路电流检测值Iin以及DC输入电压检测值Vg。
符号"<>"表示括号中的数值的平均值。这同样适用于下文。
控制处理单元30将设定的DC输入电流目标值Ig*赋予第一计算部41。
与DC输入电流目标值Ig*相同，将DC输入电压检测值Vg以及系统电压检测值Va赋予第一计算部41。
第一计算部41基于以下表达式(2)为逆变器装置1计算输出电流目标值的平均值<Ia*>。
输出电流目标值的平均值<Ia*>＝η<Ig*×Vg>/<Va>...(2)
其中η是代表逆变器装置1的转换效率的常数。
而且，第一计算部41基于以下表达式(3)计算输出电流目标值Ia*(步骤S2)。
这里第一计算部41将输出电流目标值Ia*计算为具有与系统电压检测值Va的相位相同的正弦波。
输出电流目标值Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt...(3)
如上所述，第一计算部41基于输入功率平均值<Pin>(DC电力的输入功率值)以及系统电压检测值Va计算输出电流目标值Ia*。
随后，第一计算部41计算作为用于控制逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流目标值Iinv*(用于逆变器电路的电流目标值)，如以下表达式(4)所示(步骤S3)。
逆变器电流目标值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4)
在表达式(4)中，Ca是电容器23(输出平滑电容器)的静电电容，且s是拉普拉斯算子。
上述表达式(4)利用相对于时间t的导数而如下表达。
Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)...(4a)
如果检测到流过电容器23的电流且检测到的电流由Ica表示，则获得以下表达式。
Iinv*＝Ia*+Ica...(4b)
在表达式(4),(4a)以及(4b)中，右手侧的第二项是考虑流过滤波器电路21的电容器23的电流而加入的值。
输出电流目标值Ia*计算为具有与系统电压检测值Va的相位相同的正弦波，如上述表达式(3)所示。即，控制处理单元30控制逆变器电路11以便从逆变器装置1输出的AC电力的电流Ia(输出电流)具有与系统电压(系统电压检测值Va)相同的相位。
在计算逆变器电流目标值Iinv*之后，第一计算部41将逆变器电流目标值Iinv*赋予第一加法器42。
逆变器电路11基于逆变器电流目标值Iinv*经历反馈控制。
与逆变器电流目标值Iinv*相同，将当前逆变器电流检测值Iinv赋予第一加法器42。
第一加法器42计算逆变器电流目标值Iinv*以及当前逆变器电流检测值Iinv之间的差，并将计算结果赋予补偿器43。
当被赋予差时，补偿器43基于比例系数等执行计算，且进一步通过第二加法器44加系统电压Va，由此计算逆变器电压参考值Vinv#，其使得差被汇聚，因此逆变器电流检测值Iinv变成逆变器电流目标值Iinv*。通过将逆变器电压参考值Vinv#与用于第一计算部41给出的DC/DC转换器的输出电压目标值Vo*进行比较获得的控制信号被赋予逆变器电路控制单元33，由此逆变器电路11输出依照逆变器电压参考值Vinv#的电压。
将从逆变器电路11输出的电压赋予AC电抗器22，且随后反馈作为新的逆变器电流检测值Iinv。随后，通过第一加法器42再次计算逆变器电流目标值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv之间的差，且基于如上所述的差控制逆变器电路11。
如上所述，逆变器电路11基于逆变器电流目标值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv经历反馈控制(步骤S4)。
另一方面，通过第一计算部41计算的逆变器电流目标值Iinv*，以及DC输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va赋予第二计算部51。
第二计算部51基于下述表达式(5)计算逆变器输出电压目标值Vinv*(用于逆变器电路的电压目标值)(步骤S5)。
逆变器输出电压目标值Vinv*＝Va+ZaIinv*...(5)
在表达式(5)中，Za是AC电抗器的阻抗，且下文的s是拉普拉斯算子。
上述表达式(5)利用相对于时间t的导数而如下表述。
Vinv*＝Va+RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)...(5a)
其中Ra是AC电抗器的电阻，La是AC电抗器的电感，且满足(Za＝Ra+sLa)。
表达式(5)中右手侧的第二项以及表达式(5a)中右手侧的第二项以及第三项是考虑到AC电抗器22的两端之间产生的电压而加入的值。
因此，在本实施例中，基于作为用于控制逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流目标值Vinv*设定逆变器输出电压目标值Vinv*，使得从逆变器装置1输出的AC电力的电流具有与系统电压检测值Va相同的相位。
如上所述，作为AC侧上的目标值的用于逆变器电路11的输出目标值(Iinv*,Vinv*)设定在逆变器电路11的电桥输出端，即逆变器电路11和滤波器电路21之间的电路连接点P处。因此，执行系统互连以便设定目标值的点移动至原始系统互连点(商用电力系统3和滤波器电路21之间的电路连接点)之前的级，借此最终实现适当的系统互连。
在计算逆变器输出电压目标值Vinv*之后，第二计算部51将电压Vg或优选地，作为DC电源侧上的电压VDC的以下DC电压Vgf与逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值进行比较，且如下述表达式(6)所示，将较大的一个确定为升压电路电压目标值Vo*(步骤S6)。DC电压Vgf是通过对Vg考虑由于DC电抗器15的阻抗Z造成的电压降而计算的电压，且在升压电路电流由Iin表示的情况下，Vgf表示为Vgf＝Vg-ZIin。因此，Vo*可如下表达。
Vo*＝Max(Vg-ZIin,Vinv*的绝对值)...(6)
利用相对于时间t的导数如下表达上述表达式(6)。
Vo*＝Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt),Vinv*的绝对值)...(6a)
其中R是DC电抗器的电阻，L是DC电抗器的电感，且满足(Z＝R+sL)。
而且，第二计算部51基于以下表达式(7)计算升压电路电流目标值Iin*(步骤S7)。
升压电路电流目标值Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/(Vg-ZIin)...(7)
在表达式(7)中，C是电容器19(平滑电容器)的静电电容，且s是拉普拉斯算子。
利用相对于时间t的导数如下表达上述表达式(7)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg-(R+sL)Iin}...(7a)
如果检测到流过电容器19的电流且检测的电流由Ic表示，则获得以下表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/{Vg-ZIin}...(7b)
在表达式(7),(7a)以及(7b)中，加入逆变器电流目标值Iinv*以及逆变器输出电压目标值Vinv*的乘积的项是考虑到通过电容器19的无功功率而加入的数值。即，除了用于使得Iin*的数值的更精确计算的逆变器电路11的功率目标值之外，还考虑了无功功率。
而且，如果预先测量逆变器装置1的功耗PLOSS，则可如下表达上述表达式(7a)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin}...(7c)
类似地，可如下表达上述表达式(7b)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin}...(7d)
在这种情况下，除了逆变器11的功率目标值之外还考虑无功功率以及功耗PLOSS，使得更严谨地计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C以及功耗PLOSS远小于(Iinv*×Vinv*)，则获得以下表达式(8)。通过此表达式(8)计算的Iin*可用作表达式(6),(6a),(7),(7a),(7b),(7c)以及(7d)的右手侧中包含的Iin。
升压电路电流目标值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(8)
在计算升压电路电流目标值Iin*之后，第二计算部51将升压电路电流目标值Iin*赋予第三加法器52。
升压电路10基于升压电路电流目标值Iin*经历反馈控制。
与升压电路电流目标值Iin*相同，将当前升压电路电流检测值Iin赋予第三加法器52。
第三加法器52计算升压电路电流目标值Iin*以及当前升压电路电流检测值Iin之间的差，且将计算结果赋予补偿器53。
当给出上述差时，补偿器53基于比例系数等执行计算，且进一步通过第四加法器54从DC输入电压检测值Vg减去结果值，由此计算使得差被汇聚的升压电路电压参考值Vbc#，以便升压电路电流检测值Iin变成升压电路电流目标值Iin*。通过将升压电路电压参考值Vbc#与用于第一计算部41给出的DC/DC转换器的输出电压目标值Vo*进行比较而获得的控制信号赋予升压电路控制单元32，由此使升压电路10根据升压电路电压参考值Vbc#输出电压。
将从升压电路10输出的电力赋予DC电抗器15，且随后反馈作为新的升压电路电流检测值Iin。随后，通过第三加法器52再次计算升压电路电流目标值Iin*以及升压电路电流检测值Iin之间的差，且基于如上所述的差控制升压电路10。
如上所述，升压电路10基于升压电路电流目标值Iin*以及升压电路电流检测值Iin经历反馈控制(步骤S8)。
在上述步骤S8之后，控制处理单元30基于上述表达式(1)计算当前输入功率平均值<Pin>(步骤S9)。
基于与已经预先计算的输入功率平均值<Pin>进行的比较，控制处理单元30设定DC输入电流目标值Ig*，以便输入功率平均值<Pin>变成最大值(跟随最大功率点)。
因此，控制处理单元30控制升压电路10和逆变器电路11，同时对光伏板2执行MPPT控制。
如上所述，控制处理单元30通过电流目标值对逆变器电路11以及升压电路10执行反馈控制。
图8是其中(a)示出通过控制处理单元30进行的上述反馈控制中计算的升压电路电流目标值Iin*的仿真结果的示例以及当根据升压电路电流目标值Iin*执行控制时获得的升压电路电流检测值Iin，以及(b)示出通过控制处理单元30进行的上述反馈控制中计算的升压电路电压目标值Vo*的仿真结果的示例以及当根据升压电路电压目标值Vo*执行控制时获得的升压电路电压检测值Vo的曲线图。
如图8的(a)中所示，发现升压电路电流检测值Iin通过控制处理单元30沿升压电路电流目标值Iin*加以控制。
如图8的(b)中所示，因为通过上述表达式(6)计算升压电路电压目标值Vo*，升压电路电压目标值Vo*变化以便在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段期间跟随逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，且在另一时段期间跟随DC输入电压检测值Vg。
发现升压电路电压检测值Vo通过控制处理单元30沿升压电路电压目标值Vo*加以控制。
图9是示出逆变器输出电压目标值Vinv*的示例的示意图。在图9中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。虚线表示商用电力系统3的电压波形，且实线表示逆变器输出电压目标值Vinv*的波形。
逆变器电路11利用图9中所为电压目标值的逆变器输出电压目标值Vinv*通过根据图7中的流程图的控制输出功率。
因此，逆变器电路11输出具有根据图9中所示的逆变器输出电压目标值Vinv*的波形的电压的功率。
如图9中所示，两个波形具有几乎相同的电压值和相同的频率，但是逆变器输出电压目标值Vinv*的相位领先商用电力系统3的电压的相位几度。
如上所述，本实施例的控制处理单元30致使逆变器输出电压目标值Vinv*的相位领先商用电力系统3的电压的相位约三度，同时对升压电路10和逆变器电路11执行反馈控制。
致使逆变器输出电压目标值Vinv*的相位领先商用电力系统3的电压的相位的角度可以为几度，且如下所述，角度设定在这种范围内：即与商用电力系统3的电压波形的差的电压波形的相位领先商用电力系统3的电压波形的相位90度。例如，相位超前角度设定为大于0度且小于10度。
相位超前角度由如上述表达式(5)所示的系统电压检测值Va，AC电抗器22的电感La，以及逆变器电流目标值Iinv*确定。在这些数值中，系统电压检测值Va以及AC电抗器22的电感La是固定值，它们不是控制目标。因此，相位超前角度由逆变器电流目标值Iinv*确定。
逆变器电流目标值Iinv*由如上述表达式(4)示出的输出电流目标值Ia*确定。随着输出电流目标值Ia*增大，逆变器电流目标值Iinv*的相位超前分量增大，且逆变器输出电压目标值Vinv*的超前角(相位超前角)增大。
因为通过上述表达式(2)计算输出电流目标值Ia*，因此通过DC输入电流目标值Ig*调整相位超前角。
[1.3对于升压电路和逆变器电路的控制]
升压电路控制单元32控制升压电路10的切换元件Qb。逆变器电路控制单元33控制逆变器电路11的切换元件Q1至Q4。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33分别产生升压电路载波和逆变器电路载波，且分别利用作为从控制处理单元30给出的目标值的升压电路电压参考值Vbc#以及逆变器电压参考值Vinv#调制它们的载波，从而产生用于驱动各个切换元件的驱动波形。
升压电路控制单元32以及逆变器电路控制单元33基于驱动波形控制各个切换元件，由此使升压电路10以及逆变器电路11分别输出具有接近升压电路电流目标值Iin*以及逆变器电流目标值Iinv*的电流波形的AC电力。
在图10中，(a)是示出升压电路载波以及升压电路电压参考值Vbc#的波形之间的比较的曲线图。在图10的(a)中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。在图10的(a)中，为了有助于理解，升压电路载波的波长与实际波长相比被延长。
通过升压电路控制单元32产生的升压电路载波是具有“0”的最小值的三角波，且具有在从控制处理单元30给出的升压电路电压目标值Vo*处设定的幅值A1。
升压电路载波的频率根据来自控制处理单元30的控制命令而通过升压电路控制单元32设定，以便实现预定占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*改变，以便在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间跟随逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，且在另一时段期间跟随DC输入电压检测值Vg。因此，升压电路载波的幅值A1也根据升压电路电压目标值Vo*改变。
在本实施例中，DC输入电压检测值Vg是250伏特，且商用电力系统3的电压幅值是288伏特。
升压电路电压参考值Vbc#的波形(以下可称为升压电路参考波Vbc#)对应于通过控制处理单元30，基于升压电路电流目标值Iin*计算的数值，且在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间具有正的数值。在时段W1期间，升压电路参考波Vbc#具有接近由升压电路电压目标值Vo*建立的波形的形状的波形，且横跨升压电路载波。
升压电路控制单元32比较升压电路载波和升压电路参考波Vbc#，并产生用于驱动切换元件Qb的驱动波形，以便在其中作为用于DC电抗器15的两端之间的电压的目标值的升压电路参考波Vbc#等于或大于升压电路载波的时段期间启动，且在其中升压电路参考波Vbc#等于或小于载波的时段期间关闭。
在图10中，(b)示出由升压电路控制单元32产生的用于驱动切换元件Qb的驱动波形。在图10的(b)中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。图10的(b)中的水平轴与图10的(a)中的一致。
驱动波形表示切换元件Qb的切换操作。当将驱动波形赋予切换元件Qb时，致使切换元件Qb根据驱动波形执行切换操作。当电压为0伏特时，驱动波形形成关闭切换元件的控制命令，且当电压为正电压时，启动切换元件。
升压电路控制单元32产生驱动波形以便在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间执行切换操作。因此，在其中绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的范围内，控制切换元件Qb以停止切换操作。
通过作为三角波的升压电路载波的截距确定各个脉冲宽度。因此，脉冲宽度在电压较高的部分较大。
如上所述，升压电路控制单元32借助升压电路参考波Vbc#调制升压电路载波，从而产生代表用于切换的脉冲宽度的驱动波形。升压电路控制单元32基于所产生的驱动波形对升压电路10的切换元件Qb执行PWM控制。
在提供与二极管16并联的在二极管16的正向上传导电流的切换元件Qbu的情况下，从用于切换元件Qb的驱动波形反转的驱动波形被用于切换元件Qbu。为了避免切换元件Qb以及切换元件Qbu同时传导电流，约1微秒的停滞时间提供在用于切换元件Qbu的驱动脉冲从关闭偏移至开启的部分处。
在图11中，(a)是示出逆变器电路载波以及逆变器电压参考值Vinv#的波形之间的比较的曲线图。在图11的(a)中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。而且在图11的(a)中，为了有助于理解，逆变器电路载波的波长与实际波长相比被延长。
由逆变器电路控制单元33产生的逆变器电路载波是在0伏特处具有幅值中心的三角波，且其一侧幅值设定在升压电路电压目标值Vo*(用于电容器23的电压目标值)处。因此，逆变器电路载波具有其中其幅值A2是DC输入电压检测值Vg的两倍(500伏特)的时段以及其中幅值A2是商用电力系统3的电压的两倍(最大576伏特)的时段。
通过逆变器电路控制单元33，根据来自控制处理单元30等的控制命令设定其频率，以便实现预定占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*改变以在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间跟随逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，且在另一时段，即时段W2期间跟随DC输入电压检测值Vg。因此，逆变器电路载波的幅值A2也根据升压电路电压目标值Vo*改变。
逆变器电压参考值Vinv#的波形(以下可称作逆变器电路参考波Vinv#)对应于通过控制处理单元30，基于逆变器电流目标值Iinv*计算的值，且设定为具有通常与商用电力系统3的电压幅值(288伏特)相同的幅值。因此，逆变器电路参考波Vinv#在电压值处于-Vg和+Vg之间的范围内横跨逆变器电路载波。
逆变器电路控制单元33将逆变器电路载波与逆变器电路参考波Vinv#进行比较，且产生用于驱动切换元件Q1至Q4的驱动波形，以便在其中作为电压目标值的逆变器电路参考波Vinv#等于或大于逆变器电路载波的时段期间开启，且在其中逆变器电路参考波Vinv#等于或小于载波的时段期间关闭。
在图11中，(b)示出逆变器电路控制单元33产生的用于驱动切换元件Q1的驱动波形。在图11的(b)中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。图11的(b)中的水平轴与图11的(a)中的一致。
逆变器电路控制单元33产生驱动波形以在其中逆变器电路参考波Vinv#的电压处于-Vg和+Vg之间的范围W2内执行切换操作。因此，在另一范围内，控制切换元件Q1以停止切换操作。
在图11中，(c)示出由逆变器电路控制单元33产生的用于驱动切换元件Q3的驱动波形。在图11的(c)中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。
逆变器电路控制单元33将载波与图11的(a)中的虚线表示的从逆变器电路参考波Vinv#反转的波形进行比较，从而产生用于切换元件Q3的驱动波形。
而且在这种情况下，逆变器电路控制单元33产生驱动波形以便在其中逆变器电路参考波Vinv#的电压(从逆变器电路参考波Vinv#反转的波形)处于-Vg和+Vg之间的范围W2内执行切换操作。因此，在另一范围内，控制切换元件Q3以停止切换操作。
逆变器电路控制单元33产生从用于切换元件Q1的驱动波形反转的波形作为用于切换元件Q2的驱动波形，且产生从用于切换元件Q3的驱动波形反转的波形作为用于切换元件Q4的驱动波形。
如上所述，逆变器电路控制单元33利用逆变器电路参考波Vinv#调制逆变器电路载波，从而产生代表用于切换的脉冲宽度的驱动波形。逆变器电路控制单元33基于所产生的驱动波形对逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行PWM控制。
本实施例的升压电路控制单元32使升压电路10输出功率，以便DC电抗器15中流动的电流与升压电路电流目标值Iin*一致。因此，使升压电路10在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1(图10)中执行切换操作。升压电路10在时段W1期间输出具有等于或大于DC输入电压检测值Vg且接近逆变器输出电压目标值Vinv*的电压的功率。另一方面，在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值通常等于或小于DC输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路控制单元32停止升压电路10的切换操作。因此，在其中绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路10在没有对其DC输入电压值进行升压的情况下将从光伏板2输出的DC电力输出至逆变器电路11。
本实施例的逆变器电路控制单元33使逆变器电路11输出功率，以便AC电抗器22中流动的电流与逆变器电流目标值Iinv*一致。因此，使逆变器电路11在其中逆变器输出电压目标值Vinv*通常处于-Vg和+Vg之间的时段W2(图11)期间执行切换操作。即，使逆变器电路11在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的时段期间执行切换操作。
因此，虽然停止了升压电路10的切换操作，但是逆变器电路11执行切换操作以输出接近逆变器输出电压目标值Vinv*的AC电力。
因为逆变器电路参考波Vinv#以及逆变器输出电压目标值Vinv*彼此接近，因此它们在图11的(a)中彼此重叠。
另一方面，在除了其中逆变器输出电压目标值Vinv*的电压通常处于-Vg和+Vg之间的时段W2之外的时段期间，逆变器电路控制单元33停止逆变器电路11的切换操作。在这个时段期间，将通过升压电路10升压的功率赋予逆变器电路11。因此，停止了切换操作的逆变器电路11在没有降压其电压的情况下输出从升压电路10给出的功率。
即，本实施例的逆变器装置1使升压电路10和逆变器电路11执行切换操作以便在其间交替切换，且彼此重叠它们相应的输出功率，由此输出具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的AC电力。
因此，在本实施例中，执行控制以便升压电路10在输出对应于其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值高于DC输入电压检测值Vg的部分的电压的情况下操作，且逆变器电路11在输出对应于其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值低于DC输入电压检测值Vg的部分的电压的情况下操作。因此，因为逆变器电路11不会降压已经被升压电路10升压的功率，因此可降低电压的降压中的电势差，借此降低了由于升压电路的切换造成的损耗且可以以提高的效率输出AC电力。
而且，因为升压电路10以及逆变器电路11都基于通过控制单元12设定的逆变器输出电压目标值Vinv*进行操作，因此可抑制输出以便交替切换的升压电路的功率以及逆变器电路的功率之间的偏移或失真的发生。
图12是示出用于切换元件的参考波和驱动波形的示例，以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的示例的示意图。
图12从最上侧示出用于逆变器电路的参考波Vinv#以及载波，用于切换元件Q1的驱动波形，用于升压电路的参考波Vbc#以及载波，用于切换元件Qb的驱动波形，以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的目标值和实际测量值的曲线图。这些曲线图的水平轴表示时间且彼此一致。
如图12中所示，发现控制输出电流以便其实际测量值Ia与目标值Ia*一致。
此外，发现控制其中升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时段以及其中逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行切换操作的时段以便通常在其间交替切换。
在本实施例中，如图8的(a)中所示，控制升压电路以便DC电抗器15中流动的电流与基于上述表达式(7)计算的电流目标值Iin*一致。因此，升压电路以及逆变器电路的电压具有如图8的(b)中所示的波形，且变得能执行这样的操作，即升压电路10以及逆变器电路11的高频切换操作具有相应的停止时段且切换操作通常交替执行。
理想地，优选升压电路10以及逆变器电路11“交替”执行高频切换，以便它们的高频切换的相应时段彼此不重叠。但是，实际上，即使两个时段彼此略微重叠，只要为各个升压电路10和逆变器电路11提供停止时段，则可降低损耗，致使效率提高。
[1.4输出的AC电力的电流相位]
本实施例的升压电路10以及逆变器电路11将具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的AC电力通过控制单元12的控制而输出至连接在下一级处的滤波器电路21。逆变器装置1将AC电力经由滤波器电路21输出至商用电力系统3。
这里，通过控制处理单元30产生逆变器输出电压目标值Vinv*，以便具有如上所述的领先商用电力系统3的电压相位几度的电压相位。
因此，由升压电路10以及逆变器电路11输出的AC电压也具有领先于商用电力系统3的电压相位几度的电压相位。
因此，来自升压电路10以及逆变器电路11的AC电压施加至滤波器电路21的AC电抗器22(图2)的一端，且商用电力系统3的电压施加至另一端。因此，具有彼此偏移几度的相位的电压施加至AC电抗器22的相应端。
在图13中，(a)是示出从逆变器电路11输出的AC电压，商用电力系统3以及AC电抗器22的两端之间的电压的电压波形的曲线图。在图13的(a)中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。
如图13的(a)所示，当具有彼此偏移几度的相位的电压施加至AC电抗器22的相应端时，AC电抗器22的两端之间的电压等于施加至AC电抗器22的相应端并具有彼此偏移几度的相位的电压之间的差。
因此，如图13的(a)中所示，AC电抗器22两端之间的电压相位超前商用电力系统3的电压相位90度。
在图13中，(b)是示出AC电抗器22中流动的电流的波形。在图13的(b)中，垂直轴表示电流且水平轴表示时间。图13的(b)中的水平轴与图13的(a)中的一致。
AC电抗器22的电流相位落后其电压相位90度。因此，如图13的(b)中所示，通过AC电抗器22输出的AC电力的电流相位与商用电力系统3的电流相位同步。
因此，虽然从逆变器电路11输出的电压的相位超前商用电力系统3的相位几度，但是从逆变器电路11输出的电流的相位与商用电力系统3的电流的相位一致。
因此，如图12中最下曲线图所示，从逆变器装置1输出的电流波形的相位与商用电力系统3的电压相位一致。
因此，可输出与商用电力系统3的电压同相的AC电流，借此可抑制AC电力的功率因子的降低。
在图22中，(a)是基于上述实施例的逆变器装置1的AC输出波形的示例。在这种情况下，升压电路电流目标值Iin*例如由表达式(7)给出。
因此，获得具有与系统电压同步的正弦波形的AC输出电流。在这种情况下，功率因子是0.997且总电流失真率是4.6％，且因此它们分别适用于通常设定为0.95或以上且5％或以下的系统互连中的相应标准值。此外，二级失真率为2.6％(适用于3％或以下)，三级失真率为2.9％(适用于3％或以下)，且四级失真率为0.3％(适用于3％或以下)。
另一方面，图22的(b)是当根据上述专利文献2中所述的以下表达式(9)规定的升压电路电流目标值而控制逆变器装置1时获得的AC输出波形的示例。
Iin*＝Ia*×Va/Vg...(9)
在这种情况下，AC输出电流具有明显失真的峰值波形。功率因子是0.947(不适用于0.95或以上)且总电流失真率为8.3％(不适用于5％或以下)，且因此它们都不适用于系统互连中的上述标准值。此外，二级失真率为3.5％(不适用于3％或以下)，三级失真率为4.3％(不适用于3％或以下)，且五级失真率为4.6％(不适用于3％或以下)。
[2.第二实施例]
图14是根据第二实施例的逆变器装置1的电路图的示例。
本实施例和第一实施例之间的差异在于IGBT用作逆变器电路11的切换元件Q1至Q4。其他构造与第一实施例相同。
在本实施例中，逆变器电路控制单元33采用不同于上述第一实施例中采用的逆变器电路载波的载波。
图15是示出第二实施例中的逆变器电路载波以及参考波之间比较的曲线图。在图15中，垂直轴表示电压且水平轴表示时间。
参考波以及升压电路载波与第一实施例相同。
另一方面，本实施例的逆变器电路载波是具有在0伏特处设定的下限值且在升压电路电压目标值Vo*处设定的上限值的三角波。
在这种情况下，逆变器电路控制单元33基于逆变器电路参考波Vinv#以及逆变器电路载波之间的比较产生用于切换元件Q1的驱动波形，且基于由逆变器电路参考波Vinv#反转的波以及逆变器电路载波之间的比较产生用于切换元件Q3的驱动波形。
而且在本实施例中，逆变器电路控制单元33(升压电路控制单元32)将逆变器电路载波(升压电路载波)与逆变器电路参考波Vinv#进行比较，且产生用于驱动切换元件的驱动波形，以便在其中作为电压目标值的逆变器电路参考波Vinv#(或从其反转的波)等于或大于逆变器电路载波(升压电路载波)的时段期间启动，且在其中逆变器电路参考波Vinv#(或从其反转的波)等于或小于载波的时段期间关闭。
图16是示出第二实施例中用于切换元件Qb以及Q1至Q4的驱动波形的示例，和从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的示例的示意图。
图16从最上侧示出用于切换元件Q1的驱动波形，用于切换元件Q4的驱动波形，用于切换元件Q3的驱动波形，用于切换元件Q2的驱动波形，用于切换元件Qb的驱动波形，以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的曲线图。这些曲线图的水平轴表示时间，且彼此一致。
在本实施例中，控制切换元件Q1以及切换元件Q3以在逆变器电路参考波Vinv#的电压处于-Vg和+Vg之间的范围内执行切换。
而且在本实施例中，如图16中所示，发现控制其中升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时段以及其中逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行切换操作的时段，以便在其间交替切换。
从本实施例的逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的相位与商用电力系统3的电压相位一致，如图16中所示。因此，如同上述第一实施例，可输出具有与商用电力系统3相同电流相位的AC电力，借此可抑制AC电力的功率因子下降。
[3.第三实施例]
图17示出基于第三实施例的逆变器装置1的电路图的示例。
本实施例和第一实施例之间的差异在于提供用于检测升压电路10和逆变器电路11之间的中间电压的第三电压传感器27。其他构造与第一实施例相同。
在上述第一实施例中，升压电路电压目标值Vo*(中间电压目标值)用作载波的幅值，但是在本实施例中，由第三电压传感器27检测的电压检测值Vo用作载波的幅值。
图18是示出第三实施例中用于切换元件的参考波和驱动波形的示例，和从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的示例的示意图。
图18从最上侧示出逆变器电路的参考波Vinv#以及载波，用于切换元件Q1的驱动波形，用于升压电路的参考波Vbc#以及载波，用于切换元件Qb的驱动波形，以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的目标值Ia*和实际测量值Ia的曲线图。这些曲线图的水平轴表示时间，且彼此一致。
如图18中所示，也在本实施例中，发现控制输出电流以便其实际测量值Ia与目标值Ia*一致。
此外，发现控制其中升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时段以及其中逆变器电路11的切换元件Q1执行切换操作的时段以便通常在其间交替切换。
如本实施例中，如果电压检测值Vo用作载波的幅值，则对于光伏板2或商用电力系统3的电压变化的响应变快，且可稳定逆变器装置1的输出电流。
[4.补充附注]
已经证实可利用实际机器获得与上述实施例中各个仿真相同的结果。
<<AC至DC转换装置>>
[总体构造]
以下，将说明执行从AC至DC的电力转换的转换装置1R的一个实施例。
图19是示出包括转换装置1R的电力存储系统的示例的框图。在图19中，蓄电池2连接至转换装置1R的输出端，且商用电力系统3(AC系统)连接至转换装置1R的输入端。电力存储系统能将所述商用电力系统3提供的电力从AC转换成DC，并将转换的电力存储在蓄电池2中。
转换装置1R包括：AC/DC转换器11u，其将从商用电力系统3接收的AC电力转换成DC电力；降压电路(DC/DC转换器)10d，其使AC/DC转换器11u的输出电压降压；以及控制单元12，其控制这些电路10d和11u的操作。如从与图1的比较显而易见的，能量流的方向相反。
图20是转换装置1R的电路图的示例。作为与图2，图14以及图17(以下，图2等)的区别，首先，图2等中的光伏板2替代为蓄电池2B。此外，在转换装置1R中，图2等中的升压电路10替代为降压电路10d，且图2等中的逆变器电路11替代为AC/DC转换器11u，其也能与AC电抗器22协同进行升压操作，尽管其部件是相同的。
降压电路10d配备有与图2等中的相同的二极管16并联的切换元件Qb2。作为切换元件Qb2，例如可采用所示的IGBT或FET。
转换装置1R的其他构造基本上与图2等中的逆变器装置1相同。因此，转换装置1R具有双向特性，且当连接光伏板时，能执行与图2等中的逆变器装置1相同的操作。此外，转换装置1R也能通过将蓄电池2B的DC电力转换成AC电力而执行自主操作。
在转换装置1R操作为逆变器装置的情况下，切换元件Qb2通过控制单元12进行控制以便成为常闭(IGBT的情况下)或以便与切换元件Qb交替启动(FET的情况下)。此外，降压电路10d用作升压电路，且AC/DC转换器11u用作逆变器电路。
在基于商用AC系统3的AC电力对蓄电池2B进行充电的情况下，控制单元12可通过控制切换元件Q1至Q4的操作而执行同步整流。此外，通过在AC电抗器22的存在下执行PWM控制，控制单元12可执行整流，同时执行升压操作。因此，AC/DC转换器11u将从商用AC系统3给出的AC电力转换成DC电力。
降压电路10d形成降压斩波器电路。切换元件Qb以及Qb2由控制单元12控制。
控制降压电路10d的切换操作以便其中降压电路10d执行切换操作的时段以及其中AC/DC转换器11u执行切换操作的时段交替切换。因此，在其中降压电路10d执行切换操作的时段期间，降压电路10d将降压电压输出至蓄电池2B，且在其中降压电路10d停止切换操作(切换元件Qb断开且切换元件Qb2导通)的时段期间，降压电路10d将从AC/DC转换器11u输出且输入至降压电路10d的DC电压通过DC电抗器15赋予蓄电池2。
[电压波形的概要]
图21是概念性地示出转换装置1R的操作的电压波形示意图。
在图21中，(a)示出用于AC/DC转换器11u的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的示例。这通常对应于基于商用AC的全波整流的波形。双点虚线表示用于充电的DC电压Vg。如图21的(b)中所示，在其中DC电压Vg高于AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的时段(从t0至t1，从t2至t3，从t4)期间，AC/DC转换器11u执行切换操作且协同AC电抗器22执行升压操作。
同时，在这些时段(从t0至t1，从t2至t3，从t4)期间，在降压电路10d中，切换元件Qb断开且切换元件Qb2导通，且降压电路10d停止降压操作。注意到图21的(b)中所示的细条实际上是PWM脉冲串，且其占空比根据AC输入电压目标值Vinv*改变。因此，如果这个状态下的电压施加至DC/DC转换器，则DC/DC转换器的输入电压，即电容器19的电压具有如图21的(c)中所示的波形。
另一方面，在其中DC电压Vg低于AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的时段(从t1至t2，从t3至t4)期间，AC/DC转换器11u停止切换，且替代地，降压电路10d操作。这里提及的切换例如是指在约20kHz下的高频切换，且不是指在用于执行同步整流的这种低频(高达商业频率两倍)下切换。即使切换元件Q1至Q4由于AC/DC转换器11u中切换停止而都断开，通过切换元件Q1至Q4中包括的二极管整流的电压也能被输入至降压电路10d。这里，为了降低导通损耗，优选执行同步整流。
在执行同步整流的情况下的AC/DC转换器11u中，通过控制单元12的控制，在其中AC/DC转换器11u的电流符号为正的时段期间，切换元件Q1和Q4导通且切换元件Q2和Q3断开，且在其中AC/DC转换器11u的电流符号为负的时段期间，这些切换元件的导通和断开反转。反转的频率为商业频率的两倍，且因此与高频切换频率相比非常低。因此，由于导通/断开反转造成的损耗极低。
同时，在时段(从t1至t2，从t3至t4)期间，降压电路10d执行降压操作。图21的(d)中所示的细条实际上是PWM脉冲串，且其占空比根据AC输入电压目标值Vinv*的绝对值改变。由于降压操作的结果，获得了图21的(e)中所示的所需DC电压Vg。
如上所述，仅在其中基于AC电压的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值低于DC电压Vg的时段期间，AC/DC转换器11u操作，且在其他时段期间，AC/DC转换器11u中的切换停止，借此可降低AC/DC转换器11u中的切换损耗。
类似地，仅在其中AC输入电压目标值Vinv*的绝对值高于DC电压Vg的时段期间，降压电路10d操作，且在其他时段期间，降压电路10d中的切换停止，借此可降低降压电路10d中的切换损耗。
因此，AC/DC转换器11u以及降压电路10d交替执行切换操作，且当它们中的一个操作时，另一个停止切换。即，对于AC/DC转换器11u以及降压电路10d中每一个来说，出现其中切换停止的时段。此外，因为AC/DC转换器11u在除了AC输入电压目标值Vinv*的绝对值的峰值及其附近之外的区域中操作，因此AC/DC转换器11u执行切换的电压相对较低。这也有助于切换损耗的降低。因此，整体上可大幅降低转换装置1R中的切换损耗。
[控制的说明]
转换装置1R的控制可被认为是通过由图2等中的逆变器装置1而反转系统互连中的控制方向而获得的类似控制。这种控制适于借助可执行与逆变器装置1相同的系统互连的转换装置1R，也在反向操作中提高转换装置1R的效率。
逆变器装置1中的各个值，以及与其对应的转换装置1R中的各个值如下。
Ia*：用于来自商用电力系统3的输入电流的目标值
Iin：降压电路电流检测值
Iin*：降压电路电流目标值
Iinv*：用于至AC/DC转换器11u的AC输入电流的目标值
Ig*：用于至蓄电池2B的DC输入电流的目标值
Ic：流过电容器19的电流
Ica：流过电容器23的电流
Va：系统电压检测值
Vg：蓄电池电压值
Vinv*：用于至AC/DC转换器11u的AC输入电压的目标值
Vo*：用于至降压电路10d的输入电压的目标值
Pin：至蓄电池2B的输入功率
PLOSS：转换装置1R中的功耗
η：转换装置1R中的功率转换效率
因此，能对图2等中的逆变器装置1应用对应于上述表达式(1)至(8)的以下关系。
至蓄电池2B的输入功率Pin的平均值<Pin>，对应于表达式(1)，如下表示。
<Pin>＝<Iin×Vg>...(R1)
用于来自商用电力系统3的输入电流的目标值的平均值<Ia*>，对应于表达式(2)，如下表示。
<Ia*>＝<Ig*×Vg>/(η×<Va>)...(R2)
对应于表达式(3)的输入电流目标值Ia*如下表示。
Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt...(R3)
对应于表达式(4)的AC输入电流目标值Iinv*如下表示。
Iinv*＝Ia*-s CaVa...(R4)
上述表达式(4)利用相对于时间t的导数，如下表示。
Iinv*＝Ia*-Ca×(d Va/dt)...(R4a)
如果检测到流过电容器23的电流且检测的电流由Ica表示，则获得以下表达式。
Iinv*＝Ia*-Ica...(R4b)
对应于表达式(5)的AC输入电压目标值Vinv*如下表示。
Vinv*＝Va-Za Iinv*...(R5)
上述表达式(R5)利用相对于时间t的导数，如下表示。
Vinv*＝Va-{RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)...(R5a)
如上所述，用于AC/DC转换器11u的作为AC侧目标值的输入目标值(Iinv*,Vinv*)在AC/DC转换器11u和滤波器电路21之间的电路连接点P处加以设定。因此，如执行系统互连的情况，设定目标值的点移动至商用电力系统3和转换装置1R之间的电路连接点前的级(AC/DC转换器11u侧)。通过这样，就好像执行“反向”系统互连，AC和DC之间的适当的互连。
对于用于对应于表达式(6)的降压电路10d的输入电压目标值Vo*来说，Vgf，即表达式(6)中的(Vg-Z Iin)由Vgr替代，即(Vg+Z Iin)，从而获得以下表达式。
Vo*＝Max(Vg+Z Iin,Vinv*的绝对值)...(R6)
上述表达式(R6)利用相对于时间t的导数，如下表示。
Vo*＝Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt),Vinv*的绝对值)...(R6a)
降压电路电流目标值Iin*如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-(s CVo*)×Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7)
上述表达式(R7)利用相对于时间t的导数，如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg+RIin+L(dIin/dt))...(R7a)
如果检测到流过电容器19的电流且检测的电流由Ic表示，则获得以下表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7b)
在表达式(R7),(R7a)以及(R7b)中，添加至AC输入电流目标值Iinv*以及AC输入电压目标值Vinv*的乘积的项是考虑到通过电容器19的无功功率而加入的值。即，除了AC/DC转换器11u的功率目标值之外考虑无功功率能对Iin*的值进行更精确的计算。
而且，如果预先测量转换装置1R的功耗PLOSS，则上述表达式(R7a)可如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin)...(R7c)
类似地，上述表达式(R7b)可如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin)...(R7d)
在这种情况下，除了AC/DC转换器11u的功率目标值之外还考虑无功功率以及功耗PLOSS，使得能对Iin*的值进行更严格的计算。
如果电容器19的静电电容C以及功耗PLOSS远小于(Iinv*×Vinv*)，则获得以下表达式(R8)。通过表达式(R8)计算的Iin*可用作表达式(R6),(R6a),(R7),(R7a),(R7b),(R7c)以及(R7d)的右手侧中包含的Iin。
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(R8)
如上所述，控制单元12执行控制以便降压电路10d在输出对应于用于AC/DC转换器11u的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值高于DC电压(Vg+Z Iin)的部分的电压的情况下操作，且AC/DC转换器11u在输出对应于用于AC/DC转换器11u的AC输入电压目标值Vinv*的绝对值低于DC电压(Vg+Z Iin)的部分的电压的情况下操作。因此，可降低通过AC/DC转换器11u进行功率升压中的电势差，且降低由于AC/DC转换器11u以及降压电路10d的切换造成的损耗，借此可以以提高的效率输出DC电力。
而且，因为降压电路10d以及AC/DC转换器11u都基于控制单元12设定的目标值操作，因此即使执行操作以便在两个电路之间交替切换高频切换时段，也能抑制输入至AC/DC转换器11u的AC电流中的相位偏移或失真的出现。
此外，如上所述，转换装置1R可执行与图2等中的逆变器装置1相同的系统互连操作。因此，能实现可使用在DC/AC转换以执行系统互连以及AC/DC转换的两个方向中的有效转换装置。
[其它]
在图20中，已经示出了其中FET用作构成AC/DC转换器11u的切换元件的示例。但是，替代FET，如图14中所示，可采用IGBT。在IGBT的情况下，不能执行同步整流。因此，当停止AC/DC转换器11u的高频切换时，AC/DC转换器11u借助元件中包括的二极管而操作作为全桥整流电路。
<<补充>>
期望的是，在图2，图14以及图20中的电路构造中，SiC元件用于DC/DC转换器10中包括的半导体切换元件以及DC/AC逆变器11(或AC/DC转换器11u)中包括的半导体切换元件中的至少一个。
在上述转换装置1中，可通过降低高频切换次数而降低半导体元件中的切换损耗以及DC电抗器15和AC电抗器22中的铁损耗，但是不能降低半导体元件中的传导损耗。在这点上，利用SiC元件作为半导体元件能降低传导损耗。因此，如果SiC元件用于如上所述进行控制的转换装置1，则可通过其间的协同效应实现高转换效率。
注意到本文公开的实施例在所有方面都仅是说明性且不应理解为限制性的。本发明的范围由权利要求的范围定义且旨在涵盖等效于权利要求范围的含义以及该范围内的所有变型。
参考符号列表
1 逆变器装置
1R 转换装置
2 光伏板
2B 蓄电池
3 商用电力系统
10 升压电路(DC/DC转换器)
10d 降压电路(DC/DC转换器)
11 逆变器电路(DC/DC逆变器)
11u AC/DC转换器
12 控制单元
15 DC电抗器
16 二极管
17 第一电压传感器
18 第一电流传感器
19 电容器(平滑电容器(第二电容器))
21 滤波器电路
22 AC电抗器
23 电容器(输出平滑电容器(第一电容器))
24 第二电流传感器
25 第二电压传感器
26 电容器
27 第三电压传感器
30 控制处理单元
32 升压电路控制单元
33 逆变器电路控制单元
34 平均处理单元
41 第一计算部
42 第一加法器
43 补偿器
44 第二加法器
51 第二计算部
52 第三加法器
53 补偿器
54 第四加法器
P 电路连接点
Q1至Q4，Qb 切换元件

Claims (7)

1.一种转换装置，所述转换装置将从DC电源提供的DC电力转换成AC电力，并且将所述AC电力提供至负载，所述转换装置包括：
连接至所述负载并且包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；
经由所述滤波器电路连接至所述负载的DC/AC逆变器；
提供在所述DC电源和所述DC/AC逆变器之间的DC/DC转换器；
提供在所述DC/AC逆变器和所述DC/DC转换器之间的第二电容器；以及
控制单元，所述控制单元用于控制所述DC/AC逆变器和所述DC/DC转换器，
其中，
当在所述滤波器电路和所述DC/AC逆变器之间的电气路径上的互连点被定义为电路连接点时，所述控制单元获取：
在所述电路连接点的包括流经所述第一电容器的无功电流在内的所述DC/AC逆变器的AC输出电流目标值，以及
在所述电路连接点的包括由于流经所述AC电抗器的阻抗的所述AC输出电流目标值的电流所引起的电压变化在内的AC输出电压目标值，并且
所述控制单元被配置为基于所述AC输出电流目标值、所述AC输出电压目标值、作为所述AC输出电压目标值和所述DC电力的电压之中的较大的一方的所述DC/DC转换器的输出电压目标值、流经处于所述DC/DC转换器的所述输出电压目标值下的所述第二电容器的无功电流、以及所述DC电力的电压，来设定所述DC/DC转换器的电流目标值从而与所述AC电力的电流同步，
其中，SiC元件被用于所述DC/DC转换器和所述DC/AC逆变器中包括的半导体切换元件中的至少一个。
2.根据权利要求1所述的转换装置，其中
在用于所述负载的输出电流目标值为Ia*、所述第一电容器的静电电容为Ca、所述AC电力的电压值为Va、所述DC电源侧的电压为VDC、并且拉普拉斯算子为s的情况下，所述控制单元将在所述电路连接点处的所述DC/AC逆变器的AC输出电流目标值Iinv*设定为如下：
Iinv*＝Ia*+s CaVa，
在所述AC电抗器的阻抗为Za的情况下，所述控制单元将在所述电路连接点处的所述DC/AC逆变器的AC输出电压目标值Vinv*设定为如下：
Vinv*＝Va+ZaIinv*，
所述控制单元将所述DC/AC逆变器的所述AC输出电压目标值Vinv*的绝对值和所述电压VDC中的较大者设定为所述DC/DC转换器的输出电压目标值Vo*，并且
在所述第二电容器的静电电容为C的情况下，所述控制单元将所述DC/DC转换器的电流目标值Iin*设定为如下：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC。
3.根据权利要求2所述的转换装置，其中
所述DC/DC转换器包括DC电抗器，并且
在所述DC电源的电压为Vg、所述DC电抗器的阻抗为Z、并且所述DC/DC转换器的电流值为Iin的情况下，(Vg-ZIin)被用作电压VDC。
4.根据权利要求3所述的转换装置，其中
所述DC/DC转换器的电流值Iin被设定为电流传感器的检测值或通过Iinv*×Vinv*/Vg获得的计算值。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的转换装置，其中
基于以下(i)和(ii)之间的比较来控制所述DC/AC逆变器：
(i)基于所述DC/AC逆变器的AC输出电流的目标值和所述DC/AC逆变器的所述AC输出电流的检测值这两者的参考值，以及
(ii)所述DC/DC转换器的输出电压目标值，并且
基于在以下(iii)和(iv)之间的比较来控制所述DC/DC转换器：
(iii)基于所述DC/DC转换器的电流目标值和所述DC/DC转换器的检测值这两者的参考值，以及
(iv)所述DC/DC转换器的输出电压目标值。
6.根据权利要求1至4中的任一项所述的转换装置，其中
AC电源并联连接至所述负载，以使得所述转换装置执行与所述AC电源互连的并行操作。
7.根据权利要求1至4中的任一项所述的转换装置，其中
所述DC电源是DC负载，并且所述负载是AC电源，并且
电力从所述AC电源提供至所述DC负载。
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