WO2024013889A1 - 予備充電回路及びモータ駆動装置 - Google Patents

予備充電回路及びモータ駆動装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2024013889A1
WO2024013889A1 PCT/JP2022/027584 JP2022027584W WO2024013889A1 WO 2024013889 A1 WO2024013889 A1 WO 2024013889A1 JP 2022027584 W JP2022027584 W JP 2022027584W WO 2024013889 A1 WO2024013889 A1 WO 2024013889A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
switching element
power supply
voltage
converter
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/027584
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
裕也 中川
Original Assignee
ファナック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ファナック株式会社 filed Critical ファナック株式会社
Priority to PCT/JP2022/027584 priority Critical patent/WO2024013889A1/ja
Publication of WO2024013889A1 publication Critical patent/WO2024013889A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a preliminary charging circuit and a motor drive device.
  • a converter In a motor drive device, a converter (rectifier circuit) converts AC power input from an AC power source into DC power and outputs it to a DC link, and an inverter converts the DC power in the DC link into AC power. This AC power is supplied as driving power to the motor.
  • a DC link refers to a circuit part that electrically connects the DC output side of a converter and the DC input side of an inverter, and is referred to as a "DC link section”, “DC link”, “DC link section”, “DC bus bar” ” or “DC intermediate circuit.”
  • the DC link is provided with a smoothing capacitor that has the function of suppressing the pulsation of the DC output of the converter and the function of accumulating DC power.
  • the smoothing capacitor needs to be charged to a predetermined voltage after the motor drive device is powered on and before the motor starts driving (that is, before the inverter starts the power conversion operation). This charging is also referred to as “preliminary charging” or “initial charging.”
  • the DC link is generally provided with a pre-charging circuit that pre-charges the smoothing capacitor while suppressing the rush current that occurs immediately after the motor drive device is powered on.
  • the pre-charging circuit is sometimes referred to as an "initial charging circuit” or "inrush current suppression circuit.”
  • a pre-charging circuit is comprised of a pre-charging resistor that suppresses inrush current, and a switching element connected in parallel with the pre-charging resistor. During precharging, the switching element is held in an off state to suppress inrush current by the precharging resistor, and after precharging is completed, the switching element is turned on to bypass the precharging resistor.
  • the output voltage of the AC power supply is A power supply voltage detection means for detecting the terminal voltage of the smoothing capacitor during the off period of the semiconductor switching element, and a terminal voltage detection means for detecting the terminal voltage of the smoothing capacitor during the off period of the semiconductor switching element; Turning on the semiconductor switching element at each timing when the voltage reaches a peak value and then dropping to a target level that is a predetermined level higher than the voltage detected by the terminal voltage detecting means, and detecting the on state by at least the power supply voltage detecting means.
  • control means for executing switching control to hold the voltage until a predetermined time set during a period until the absolute value of the voltage rises to the target level, and the control means executes switching control according to execution of the switching control.
  • inrush current prevention circuit characterized in that when the voltage detected by the terminal voltage detection means rises above a predetermined voltage, the switching control is terminated and the semiconductor switching element is held in the on state.
  • a semiconductor element that performs a switching operation to intermittent the AC output of an AC power supply, a control means that performs switching control of the semiconductor element based on an input signal from the outside, and a control means that performs switching control of the semiconductor element based on an external input signal; output current detection means for detecting an output current of the output current, and the control means controls the semiconductor element so that the output current falls below the reference value when the detected value of the output current detection means exceeds a predetermined reference value.
  • a power control device is known that is characterized by controlling power in an active region (for example, see Patent Document 2).
  • the problem to be solved by the present disclosure is to protect a motor drive device from overcurrent generated on the AC input side of a converter.
  • a precharging circuit that precharges a smoothing capacitor connected to a DC output side of a converter that converts input AC power to DC power and outputs the DC power converts input AC power into DC power and outputs the DC power.
  • a switch part having a switching element that electrically connects the AC input side of the converter and electrically disconnects between the three-phase AC power supply and the AC input side of the converter when turned off, and the AC input side of the three-phase AC power supply.
  • the power supply voltage detection circuit includes a power supply voltage detection circuit that detects voltage, and a control unit that controls on/off of a switching element of the switch unit based on information regarding the AC voltage detected by the power supply voltage detection circuit.
  • a motor drive device includes a converter, a smoothing capacitor, the above-mentioned preliminary charging circuit, and an inverter that converts DC power into motor drive AC power and outputs the same.
  • a motor drive device can be protected from overcurrent generated on the AC input side of a converter.
  • FIG. 1 is a diagram showing a pre-charging circuit and a motor drive device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • 2 is a flowchart showing an operation flow of preliminary charging processing by the preliminary charging circuit according to the first embodiment of the present disclosure.
  • 7 is a flowchart showing an operation flow of overcurrent protection processing by a motor drive device having a pre-charging circuit according to first to third embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing a specific example of the operation of the switch section in the preliminary charging process by the preliminary charging circuit according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram showing a pre-charging circuit and a motor drive device according to a second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing a specific example of the operation of the switch section in the preliminary charging process by the preliminary charging circuit according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a pre-charging circuit and a motor drive device according to a third embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing a specific example of the operation of the switch section in the preliminary charging process by the preliminary charging circuit according to the third embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a diagram showing a pre-charging circuit and a motor drive device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • the motor 6 is controlled by a motor drive device 100 connected to a three-phase AC power source 5.
  • the three-phase AC power supply 5 include a three-phase AC 400V power supply, a three-phase AC 200V power supply, and a three-phase AC 600V power supply.
  • the type of motor 6 is not particularly limited, and may be an induction motor or a synchronous motor, for example.
  • the number of phases of the motor 6 is not particularly limited in each embodiment, and may be three-phase or single-phase, for example.
  • the motor 6 has three phases.
  • the number of motors 6 is not particularly limited in each embodiment, and may be plural. Here, as an example, the number of motors 6 is one.
  • Machines provided with the motor 6 include, for example, machine tools, robots, forging machines, injection molding machines, industrial machines, and the like.
  • a motor drive device 100 includes a preliminary charging circuit 1, a converter 2, a smoothing capacitor 3, and an inverter 4.
  • the preliminary charging circuit 1 may also be referred to as an "initial charging circuit” or "rush current suppression circuit.”
  • the converter 2 is a rectifier that converts input AC power into DC power and outputs this DC power to the DC link, which is the DC output side of the converter 2.
  • Converter 2 is composed of a three-phase bridge circuit. Examples of the converter 2 include a PWM switching control type rectifier, a diode rectifier, and a 120 degree conduction type rectifier. In the example shown in FIG. 1, converter 2 is comprised of a PWM switching control type rectifier.
  • the converter 2 is configured with a PWM switching control type rectifier or a 120 degree conduction type rectifier, it is configured with a bridge circuit of a switching element and diodes connected in antiparallel to the switching element, and is connected to the upper control circuit (not shown).
  • Each switching element is controlled on and off according to the received drive command to perform power conversion in both AC and DC directions.
  • the switching element include FET, IGBT, thyristor, GTO (Gate Turn-OFF thyristor), transistor, etc., but other switching elements may be used.
  • the smoothing capacitor 3 is provided in the DC link between the DC output side of the converter 2 and the DC input side of the inverter 4. Smoothing capacitor 3 is sometimes referred to as a DC link capacitor. Smoothing capacitor 3 has a function of suppressing pulsation of the DC output of converter 2 and a function of storing DC power used by inverter 4 to generate AC power. Examples of the smoothing capacitor 3 include an electrolytic capacitor and a film capacitor.
  • the inverter 4 is connected to the DC output side of the converter 2 via the smoothing capacitor 3, converts the DC power in the DC link into AC power for driving the motor, and outputs it to the AC output side of the inverter 4.
  • the inverter 4 consists of a switching element and a bridge circuit of diodes connected in antiparallel to the switching element.
  • the inverter 4 is configured with a three-phase bridge circuit when the motor 6 is a three-phase AC motor, and is configured with a single-phase bridge circuit when the motor 6 is a single-phase AC motor. In the example shown in FIG. 1, the motor 6 is a three-phase AC motor, so the inverter 4 is configured with a three-phase bridge circuit.
  • the power conversion operation of the inverter 4 is controlled by, for example, a PWM switching control method. That is, the inverter 4 receives a drive command (PWM switching command) from a host control circuit (not shown), converts DC power in the DC link into motor drive AC power, and outputs the AC power to the motor 6. Furthermore, during motor regeneration, the inverter 4 receives a drive command (PWM switching command) from a host control circuit (not shown), converts the AC power regenerated by the motor 6 into DC power, and outputs the DC power to the DC link.
  • a PWM switching control method that is, the inverter 4 receives a drive command (PWM switching command) from a host control circuit (not shown), converts the AC power regenerated by the motor 6 into DC power, and outputs the DC power to the DC link.
  • the power conversion operation of the inverter 4 is controlled based on a drive command created by a higher-level control circuit, similar to a general motor drive device.
  • the upper control circuit controls the speed, torque, and torque of the motor 6 based on the speed of the motor 6 (speed feedback), the current flowing through the windings of the motor 6 (current feedback), a predetermined torque command, and the operation program of the motor 6. Alternatively, a drive command for controlling the position of the rotor is generated.
  • the configuration of the upper control circuit defined here is just an example, and the configuration of the upper control circuit is defined by including terms such as position command generation section, torque command generation section, and switching command generation section. Good too. Further, for example, when the converter 2 is configured with a PWM switching control type rectifier or a 120 degree conduction type rectifier, the power conversion operation of the converter 2 is controlled based on a drive command created by a higher-level control circuit.
  • the preliminary charging circuit 1 is provided between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2.
  • the preliminary charging circuit 1 includes a switch section 11 , a power supply voltage detection circuit 12 , a control section 13 , a current detection circuit 14 , and a capacitor voltage detection circuit 15 .
  • the switch unit 11 electrically connects between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 when turned on, and electrically connects between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 when turned off. It includes a switching element that shuts off.
  • the switch unit 11 includes an R-phase switching element SR , an S-phase switching element S S , and a T-phase switching element ST .
  • an R-phase switching element S R is provided in the R-phase power line
  • an S-phase switching element S S is provided in the S-phase power line.
  • a T-phase switching element S T is provided on the T-phase power line.
  • Each of the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST conducts current flowing from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2 when turned on, and conducts the current flowing from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2 when turned off.
  • the AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 are electrically cut off.
  • Examples of the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST include an IGBT, a MOSFET, and the like.
  • a diode is connected in antiparallel to each of the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST .
  • the power supply voltage detection circuit 12 detects the AC voltage (phase voltage or line voltage) of the three-phase AC power supply 5. Data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12 is sent to the control unit 13 .
  • the data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 includes information regarding the amplitude and phase of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5, and the like. Note that the data regarding the AC voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12 may be used for controlling the power conversion operation of the converter 2 by the higher-level control circuit.
  • the current detection circuit 14 detects the current of each phase flowing from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2. Data regarding the current value of each phase detected by the current detection circuit 14 is sent to the control section 13. The data regarding the current value of each phase includes information regarding the amplitude and phase of the current. Note that the data regarding the current of each phase detected by the current detection circuit 14 may be used for controlling the power conversion operation of the converter 2 by the higher-level control circuit.
  • the capacitor voltage detection circuit 15 detects a capacitor voltage, which is the voltage applied between the positive and negative terminals of the smoothing capacitor 3. Note that the capacitor voltage detection circuit 15 detects the voltage between the terminals of the DC link that is the DC output side of the converter 2 (the potential difference between the positive potential on the DC output side of the converter 2 and the negative potential on the DC output side of the converter 2). It may also be detected as a capacitor voltage. Data regarding the value of the capacitor voltage detected by the capacitor voltage detection circuit 15 is sent to the control section 13. Note that data regarding the value of the capacitor voltage detected by the capacitor voltage detection circuit 15 may be used for controlling the power conversion operation of the inverter 4 and the power conversion operation of the converter 2 by the upper control circuit.
  • the control unit 13 controls preliminary charging of the smoothing capacitor 3 by controlling the switching elements in the switch unit 11 to be turned on and off based on information regarding the AC voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12.
  • the control unit 13 performs control to turn on and off the switch unit 11 for preliminary charging of the smoothing capacitor 3
  • data regarding the current value of each phase detected by the current detection circuit 14 and data detected by the capacitor voltage detection circuit 15 are used. Data regarding the value of the capacitor voltage may also be used.
  • the control unit 13 controls to turn off all the switching elements of the switch unit 11, thereby controlling the AC input side of the three-phase AC power supply 5 and the converter 2. electrically disconnected between the two. Thereby, the motor drive device can be protected from overcurrent generated on the AC input side of the converter.
  • a surge voltage may be generated when the switch section 11 interrupts overcurrent, the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST are connected in parallel.
  • a surge absorption circuit such as a varistor may be connected to the
  • On/off control of the switching elements in the switch unit 11 for preliminary charging by the control unit 13 is performed as follows. Note that if converter 2 is configured with a PWM switching control type rectifier or a 120 degree conduction type rectifier, all switching elements in converter 2 are turned off during the precharging period, and converter 2 simply functions as a diode rectifier. do.
  • the control unit 13 controls the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T
  • the phase switching element to be turned on is determined from among the phase switching elements S T .
  • the phase of the switching element to be turned on is called the "conduction phase.”
  • the control unit 13 determines the phase having the second largest phase voltage among the three phase voltages detected by the power supply voltage detection circuit 12 as the conductive phase.
  • the control unit 13 performs control to switch the conducting phase switching element from off to on at a timing that satisfies the switch-on condition.
  • the timing at which the switch-on condition is satisfied can be obtained by referring to data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12. For example, one of the following timings is set as the timing that satisfies the switch-on condition.
  • a first example of the timing that satisfies the switch-on condition is a timing that is a first predetermined time ⁇ 1 earlier than the timing at which the magnitude relationship between the phase voltage of the conducting phase and the phase voltage of the phase with the smallest magnitude is reversed. .
  • a second example of the timing that satisfies the switch-on condition is the timing when the line voltage between the conductive phase and the phase with the smallest magnitude becomes equal to or less than a predetermined voltage threshold V th .
  • AC power flows from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2 through the conduction phase switching element that is turned on at a timing that satisfies the switch-on condition. Then, the DC power flowing out from the AC output side of the converter 2 through the diode of the converter 2 flows into the smoothing capacitor 3, and the smoothing capacitor 3 is charged.
  • the control unit 13 performs control to switch the conduction phase switching element from on to off at a timing that satisfies the switch-off condition.
  • the timing at which the switch-off condition is satisfied can be obtained by referring to data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12.
  • the timing that satisfies the switch-off condition can be obtained by referring to data regarding the current value of each phase detected by the current detection circuit 14. For example, one of the following timings is set as the timing that satisfies the switch-off condition.
  • a first example of the timing that satisfies the switch-off condition is the timing when the current flowing through the switching element in the conduction phase becomes approximately zero.
  • the current flowing through the switching element in the conducting phase is detected by the current detection circuit 14.
  • a second example of the timing that satisfies the switch-off condition is the timing when a second predetermined time ⁇ 2 has elapsed after the magnitude of the phase voltage of the conducting phase becomes the minimum among the phase voltages of the three phases.
  • An arithmetic processing unit is provided within the motor drive device 100 or within the pre-charging circuit 1.
  • arithmetic processing devices include ICs, LSIs, CPUs, MPUs, and DSPs.
  • the control unit 13 and the upper control circuit may be configured by a combination of an analog circuit and an arithmetic processing device, or may be configured by only an arithmetic processing device, or may be configured only by an analog circuit. may be done.
  • the control unit 13 and the higher-level control circuit are constructed in the form of a software program, each function of the control unit 13 and the higher-level control circuit can be realized by operating the arithmetic processing unit according to this software program.
  • control section 13 and the upper control circuit may be realized as a semiconductor integrated circuit into which a software program for realizing the functions of each section is written.
  • control section 13 and the higher-level control circuit may be realized as a recording medium on which a software program for realizing the functions of each section is written. Further, the control section 13 may be provided within the upper control circuit.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the operational flow of preliminary charging processing by the preliminary charging circuit according to the first embodiment of the present disclosure. Steps S101 to S107 in FIG. 2 are executed for all of the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST .
  • the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST in the switch unit 11 are all turned off. Therefore, the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 are electrically cut off in all three-phase power lines. Moreover, the smoothing capacitor 3 is not charged. In addition, especially when the converter 2 is configured with a PWM switching control type rectifier or a 120 degree conduction type rectifier, all switching elements in the converter 2 are turned off during the pre-charging period, and the converter 2 only functions as a diode rectifier. Function.
  • step S101 When the power of the motor drive device 100 is turned on, preliminary charging of the smoothing capacitor 3 by the preliminary charging circuit 1 is started, and the process proceeds to step S101.
  • step S101 the control unit 13 determines the phase having the second largest phase voltage among the three phase voltages detected by the power supply voltage detection circuit 12 as the conductive phase.
  • step S102 the control unit 13 determines whether a switch-on condition is satisfied.
  • the process of step S102 is repeatedly executed at a cycle shorter than the power frequency of the three-phase AC power supply 5.
  • step S103 the control unit 13 performs control to switch the conduction phase switching element from off to on.
  • step S104 the control unit 13 determines whether a switch-off condition is satisfied.
  • the process of step S104 is repeatedly executed at a cycle shorter than the power frequency of the three-phase AC power supply 5.
  • step S105 the control unit 13 performs control to switch the conduction phase switching element from on to off.
  • step S106 the control unit 13 determines whether preliminary charging of the smoothing capacitor 3 is completed. When the capacitor voltage detected by the capacitor voltage detection circuit 15 reaches the predefined charging voltage, the control unit 13 determines that preliminary charging of the smoothing capacitor 3 is completed, and proceeds to step S107. If the capacitor voltage detected by the capacitor voltage detection circuit 15 has not reached the predefined charging voltage, the control unit 13 determines that preliminary charging of the smoothing capacitor 3 is not completed, and returns to step S101. .
  • the process of step S106 is repeatedly executed at a cycle shorter than the power frequency of the three-phase AC power supply 5.
  • step S107 the control unit 13 controls the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element in the switch unit 11. Control is performed to turn on all elements ST .
  • the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST are conductive, so that AC is supplied from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2. Electric power flows in and the motor 6 can be driven.
  • the inverter 4 converts the DC power in the DC link into AC power for driving a motor, and outputs the AC power to the AC output side of the inverter 4.
  • the motor 6 is driven by the motor driving AC power output from the AC output side of the inverter 4 .
  • FIG. 3 is a flowchart showing an operation flow of overcurrent protection processing by a motor drive device having a preliminary charging circuit according to the first to third embodiments of the present disclosure.
  • the flowchart shown in FIG. 3 is also applicable to the second and third embodiments described later.
  • the motor drive device 100 drives the motor 6 using the motor drive AC power output from the AC output side of the inverter 4. drive While the motor 6 is being driven, the current detection circuit 14 detects the current of each phase flowing from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2 in step S201.
  • step S202 the control unit 13 determines whether an overcurrent has occurred based on the current detected by the current detection circuit 14. For example, the control unit 13 determines that an overcurrent has occurred when the peak value of the current detected by the current detection circuit 14 exceeds a predetermined threshold for a predetermined period. In step S202, if it is detected that an overcurrent has occurred, the process advances to step S203, and if it is not detected that an overcurrent has occurred, the process returns to step S201. The process of step S202 is repeatedly executed at a predetermined period.
  • step S203 the control unit 13 controls the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST in the switch unit 11. Controls turning everything off. Thereby, the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 are completely electrically cut off, and the motor drive device 100 can be protected from overcurrent.
  • the overcurrent protection process by the preliminary charging circuit 1 may be executed during the preliminary charging process by the preliminary charging circuit 1.
  • the overcurrent protection process by the preliminary charging circuit 1 shown in FIG. 3 may be executed before each of steps S101 to S107 in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a waveform diagram illustrating a specific example of the operation of the switch unit in the preliminary charging process by the preliminary charging circuit according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the R-phase voltage of the three-phase AC power supply 5 is shown by a bold solid line
  • the S-phase voltage is shown by a bold broken line
  • the T-phase voltage is shown by a bold dashed line.
  • the R-phase voltage is the largest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5, so the R-phase to S-phase line voltage (S-phase reference) V RS and the R-phase to T-phase line voltage ( (T phase reference) V RT is large. If the R-phase switching element S R is turned on in section A1, the three-phase AC power supply 5 connects to the R-phase switching element S R , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 , and the S-phase lower arm of the converter 2 .
  • section A2 the magnitude relationship between the R-phase voltage and the S-phase voltage is reversed, and the R-phase voltage becomes the second largest phase voltage.
  • the line voltage between the R phase and the S phase (S phase reference) V RS becomes negative. Therefore, even if the R-phase switching element S R is turned on in section A2, the power from the three-phase AC power supply 5 to the R-phase switching element S R , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 , and the converter 2 S No current flows in the path leading to the three-phase AC power supply 5 via the diode D SL of the lower phase arm and the diode connected in antiparallel to the S-phase switching element S S .
  • section A2 when the R-phase switching element S R is turned on, a current corresponding to the magnitude of the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V
  • the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V RT gradually decreases, so if you turn on the R-phase switching element S R just before the end of section A2, no large current will flow. .
  • the R phase having the second largest phase voltage among the three phase voltages is determined as the conducting phase. Then, at a timing that is a first predetermined time ⁇ 1 earlier than the timing at which the magnitude relationship between the R-phase voltage of the conducting phase and the T-phase voltage, which is the phase with the smallest magnitude, is reversed (timing at which the interval A2 switches to the interval A3). , switches the R-phase switching element S R , which is the conducting phase, from off to on.
  • the R phase which is a conduction phase
  • the T phase which is the smallest in magnitude
  • the R phase is switched.
  • Switch element S R from off to on. The shorter the first predetermined time ⁇ 1 or the smaller the voltage threshold V th , the smaller the R-phase-T-phase line voltage (T-phase reference) V RT becomes.
  • the R-phase voltage is the smallest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5. Therefore, in section A3, the line voltage between the R phase and the S phase (referenced to the S phase) V RS becomes negative. Therefore, even if the R-phase switching element S R is in the ON state, the power from the three-phase AC power supply 5 to the R-phase switching element S R , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 , and the converter 2 S No current flows in the path leading to the three-phase AC power supply 5 via the diode D SL of the lower phase arm and the diode connected in antiparallel to the S-phase switching element S S .
  • the line voltage between the R phase and the T phase (T phase reference) V RT becomes negative. Therefore, even if the R-phase switching element S R is in the on state, the three-phase AC power supply 5 is connected to the R-phase switching element S R , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 , and the converter 2 T No current flows in the path leading to the three-phase AC power supply 5 via the diode D TL of the lower phase arm and the diode connected in antiparallel to the T-phase switching element ST .
  • section A4 the magnitude relationship between the R-phase voltage and the S-phase voltage is reversed, and the R-phase voltage becomes the second largest phase voltage. If the R-phase switching element SR is kept turned on in the interval A4 after continuing from the interval A3, the R-phase switching element SR will be connected from the three-phase AC power supply 5 to the R -phase upper arm diode DRU of the converter 2, A large current flows through the path leading to the three-phase AC power supply 5 via the smoothing capacitor 3, the diode D SL in the S-phase lower arm of the converter 2, and the diode connected in antiparallel to the S -phase switching element S S There is a risk.
  • the R-phase switching element S R is switched from on to off in section A4, a surge voltage will occur and switching loss will increase. Therefore, as described above, the R-phase switching element S R is switched from on to off at the stage of section A3 before entering section A4. Then, in section A4, the R-phase switching element S R is maintained in an off state.
  • the on/off control for the R-phase switching element S R in the switch section 11 has been described above with reference to FIG. 4 .
  • the above description is also applicable to on/off control for the S-phase switching element S S and on/off control for the T-phase switching element S T .
  • the R-phase switching element S R in the above explanation is replaced with the S-phase switching element S S
  • the S-phase switching element S S in the above explanation is replaced with the T-phase switching element.
  • S T and the T-phase switching element S T described above may be replaced with R-phase switching element S R .
  • the R-phase switching element S R in the above explanation is read as the T-phase switching element S T
  • the S-phase switching element S S in the above explanation is replaced with the R-phase switching element S
  • the switching element SR may be read as the switching element S R
  • the T-phase switching element ST described above may be read as the S-phase switching element S S. That is, during the preliminary charging process by the preliminary charging circuit 1, the control unit 13 turns on and off each of the R-phase switching element S R , the S-phase switching element S S , and the T-phase switching element ST in the switch unit 11 as appropriate. It will be controlled.
  • the motor drive device 100 having the pre-charging circuit 1 according to the first embodiment of the present disclosure has both a pre-charging function and a power-off function when an overcurrent occurs. According to the first embodiment of the present disclosure, it is possible to realize a preliminary charging circuit that can shut off the power when an overcurrent occurs on the AC input side of the converter 2.
  • a breaker or fuse was provided on the AC input side of the converter in order to protect the motor drive device from overcurrent.
  • breakers and fuses are mechanical open/close switches, their opening/closing operations are slow, and when an overcurrent occurs, there is a delay in shutting off the power, making it impossible to protect the motor drive device.
  • the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 are electrically connected when on, and the three-phase AC power supply 5 and the converter are electrically connected when off.
  • the switch unit 11 Since a semiconductor switching element is provided as the switch unit 11 that electrically cuts off the connection between the AC input side and the AC input side of 2, the power can be cut off quickly when an overcurrent occurs, and the motor drive device can be more reliably protected. I can do it. Further, since there is no need to provide a breaker or fuse as in the conventional case, it contributes to miniaturization and cost reduction of the motor drive device.
  • the preliminary charging circuit according to the first embodiment of the present disclosure does not include a charging resistor, so that the motor drive device can be made smaller and lower in cost.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a pre-charging circuit and a motor drive device according to a second embodiment of the present disclosure.
  • the pre-charging circuit 1 uses two of the three-phase power lines between the three-phase AC power source and the AC input side of the converter as the switch unit 11.
  • Each phase is provided with a switching element that can be turned on and off in both directions from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2, and from the AC input side of the converter 2 to the three-phase AC power supply 5.
  • Each switching element conducts current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2 when turned on, and from the AC input side of the converter 2 to the three-phase AC power supply 5 when turned on. It is possible to selectively switch between conduction of the current flowing in the second conduction direction and electrical cutoff between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 when it is off.
  • the switch section 11 in the preliminary charging circuit 1 connects the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2 provided in the R-phase power line, and the S-phase switching element S R2 provided in the R-phase power line. It includes a first S-phase switching element S S1 and a second S-phase switching element S S2 provided in the power line.
  • the R-phase power line is provided with a first R-phase switching element S R1 and a second R-phase switching element S R2 . It will be done.
  • the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2 are connected in antiparallel so that the conduction directions when turned on are opposite directions.
  • the first R-phase switching element S R1 conducts a current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 toward the AC input side of the converter 2 .
  • the second R-phase switching element S R2 conducts a current flowing in a second conduction direction from the AC input side of the converter 2 toward the three-phase AC power supply 5 when turned on.
  • the connection between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is electrically interrupted in the R-phase power line. Ru.
  • the S-phase power line is provided with a first S-phase switching element S S1 and a second S-phase switching element S S2 . It will be done.
  • the first S-phase switching element S S1 and the second S-phase switching element S S2 are connected in antiparallel so that the conduction directions when turned on are opposite directions.
  • the first S-phase switching element S S1 conducts a current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 toward the AC input side of the converter 2 .
  • the second S-phase switching element S S2 conducts a current flowing in a second conduction direction from the AC input side of the converter 2 toward the three-phase AC power supply 5 when turned on.
  • the connection between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is electrically interrupted in the S-phase power line. Ru.
  • the control unit 13 controls preliminary charging of the smoothing capacitor 3 by controlling the switching elements in the switch unit 11 to be turned on and off based on information regarding the AC voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12.
  • control unit 13 controls to turn off all switching elements in the switch unit 11, thereby controlling the AC input of the three-phase AC power supply 5 and the converter 2.
  • the connection between the two sides is electrically isolated.
  • the flowchart shown in FIG. 3 is also applied to the overcurrent protection process of the second embodiment.
  • the on/off control of the switch unit 11 for preliminary charging by the control unit 13 is performed as follows. Note that if converter 2 is configured with a PWM switching control type rectifier or a 120 degree conduction type rectifier, all switching elements in converter 2 are turned off during the precharging period, and converter 2 simply functions as a diode rectifier. do.
  • the control unit 13 performs control to switch the switching element from off to on at a timing that satisfies the switch-on condition.
  • the timing at which the switch-on condition is satisfied can be obtained by referring to data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12. For example, one of the following timings is set as the timing that satisfies the switch-on condition.
  • a first example of timing that satisfies the switch-on condition is when, among the three-phase phase voltages detected by the power supply voltage detection circuit 12, the magnitude relationship between the phase with a switching element and the phase without a switching element is reversed. This timing is earlier by a first predetermined time ⁇ 1 than the timing when In the example shown in FIG.
  • the timing is a first predetermined time ⁇ 1 earlier than the timing at which the magnitude relationship between the T-phase voltage and the R-phase or S-phase voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12 is reversed.
  • a second example of the timing that satisfies the switch-on condition is the timing when the line voltage between the three phases detected by the power supply voltage detection circuit 12 becomes equal to or less than the predetermined voltage threshold V th .
  • the absolute value of the line voltage between the R phase and the T phase or the absolute value of the line voltage between the S phase and the T phase detected by the power supply voltage detection circuit 12 is less than or equal to the predetermined voltage threshold V th
  • the timing was right.
  • control unit 13 controls the switching element of the phase in which the line voltage of the T-phase reference detected by the power supply voltage detection circuit 12 is switched from positive to negative. Control is performed to switch from off to on so that the current flows in the direction of conduction. Alternatively, when the timing comes, the current flowing in the second conduction direction is detected by the power supply voltage detection circuit 12 for the switching element of the phase in which the line voltage based on the T phase is switched from negative to positive. Control is performed to switch from off to on so that conduction occurs.
  • the control unit 13 performs control to switch the switching element from on to off at a timing that satisfies the switch-off condition.
  • the timing at which the switch-off condition is satisfied can be obtained by referring to data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12.
  • the timing that satisfies the switch-off condition can be obtained by referring to data regarding the current value of each phase detected by the current detection circuit 14. For example, one of the following timings is set as the timing that satisfies the switch-off condition.
  • a first example of the timing that satisfies the switch-off condition is the timing when the current flowing through the turned-on switching element becomes approximately zero.
  • a second example of the timing that satisfies the switch-off condition is the timing at which the second predetermined time ⁇ 2 has elapsed from the timing at which the line voltage was switched from positive to negative and from negative to positive.
  • FIG. 6 is a waveform diagram illustrating a specific example of the operation of the switch section in the preliminary charging process by the preliminary charging circuit according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the R-phase voltage of the three-phase AC power supply 5 is shown by a bold solid line
  • the S-phase voltage is shown by a bold broken line
  • the T-phase voltage is shown by a bold dashed line.
  • the R-phase power line is provided with a first R-phase switching element S R1 and a second R-phase switching element S R2
  • the S-phase power line is provided with a first S-phase switching element S S1 and a second S
  • the phase switching element S S2 is provided, on/off control for the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2 will be explained.
  • the R-phase voltage is the largest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5, so the R-phase-T-phase line voltage (T-phase reference) V RT is large, with the T-phase directly connected to the power supply as a reference. .
  • the three-phase AC power supply 5 supplies the first R-phase switching element S R1 , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 .
  • the first R-phase switching element S R1 is maintained in an off state.
  • the second R-phase switching element S R2 is turned on continuously from the section A4, as will be described later.
  • the three-phase AC power supply 5 will be connected to the first S-phase switching element S S1 and the diode D SU of the S-phase upper arm of the converter 2. , the smoothing capacitor 3, the diode D RL of the R-phase lower arm of the converter 2, and the second R-phase switching element S R2 , and the current flows in the path leading to the three-phase AC power supply 5.
  • the second R-phase switching element S Controls R2 to switch from on to off.
  • the line voltage between the R phase and the T phase (T phase reference) V RT gradually decreases. If the first R-phase switching element S R1 is turned on in section A2, the three-phase AC power supply 5 supplies the first R-phase switching element S R1 , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , and the smoothing capacitor 3 . , the diode D TL of the T-phase lower arm of the converter 2 , and the T-phase power line to the three-phase AC power supply 5 . If the first R-phase switching element S R1 is turned on just before the end of section A2, no large current will flow.
  • the timing at which the magnitude relationship between the T-phase voltage and the R-phase or S-phase voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12 is reversed (the timing at which the R phase switches from section A2 to section A3) is determined. ), or the line voltage between the R phase and the T phase with the smallest magnitude (T phase reference) V RT becomes equal to or less than the predetermined voltage threshold V th .
  • the current flowing in the first conduction direction is made to conduct in the first R-phase switching element S R1 in which the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V RT is switched from positive to negative. Do the control to switch from off to on.
  • the R-phase voltage is the smallest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5.
  • the three-phase AC power supply 5 supplies the first R-phase switching element S R1 , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 , and the T-phase lower arm of the converter 2 .
  • the current flowing through the diode D TL and the path leading to the three-phase AC power supply 5 through the T-phase power line has a negative R-phase-T-phase line voltage (T-phase reference) V RT in section A3, and , the second R-phase switching element S R2 is off, so no current flows.
  • the line voltage between the R phase and the T phase (T phase reference) V RT Control is performed to switch the first R-phase switching element S R1 from positive to negative from on to off.
  • the three-phase AC power supply 5 connects to the first R-phase switching element S R1 and the R-phase of the converter 2.
  • the absolute value of the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V RT gradually decreases.
  • the connection is made from the three-phase AC power supply 5 to the T-phase power line, the diode D TU of the T-phase upper arm of the converter 2, the smoothing capacitor 3, and the R-phase lower side of the converter 2.
  • a current flows through the arm diode D RL and the second R-phase switching element S R2 to the three-phase AC power supply 5 . If the second R-phase switching element S R2 is turned on just before the end of section A4, no large current will flow.
  • the timing at which the magnitude relationship between the T-phase voltage and the R-phase or S-phase voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12 is reversed (the timing at which the R phase switches from section A3 to section A4) is determined. ) at a timing earlier than the first predetermined time ⁇ 1 , or when the absolute value of the line voltage (T phase reference) V RT between the R phase and the smallest T phase reaches the predetermined voltage threshold V th
  • the current flowing in the second conduction direction in the second R-phase switching element S R2 with the R-phase-T-phase line voltage (T-phase reference) V RT switching from negative to positive. Control is performed to switch from off to on so that it conducts.
  • section A4 section A1 continues, and the above-mentioned on/off control is executed again.
  • the on/off control for the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2 in the switch section 11 has been described above with reference to FIG. 6 .
  • the above description is also applicable to on/off control for the first S-phase switching element S S1 and the second S-phase switching element S S2 .
  • the control unit 13 controls the first R-phase switching element S R1 , the second R-phase switching element S R2 , and the first S-phase switching element S in the switch unit 11 .
  • Each of S1 and the second S-phase switching element S S2 is controlled to be turned on and off as appropriate.
  • the R-phase power line is provided with a first R-phase switching element S R1 and a second R-phase switching element S R2
  • the S-phase power line is provided with a first S-phase switching element S S1 and a second S
  • the phase switching element S S2 is provided has been described.
  • the S-phase power line is provided with the first S-phase switching element S S1 and the second S-phase switching element S S2
  • the T-phase power line is provided with the first T-phase switching element S T1 and the second T-phase switching element S S2. It is also applicable to an example in which a switching element S T2 is provided.
  • the R-phase power line is provided with the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2
  • the T-phase power line is provided with the first T-phase switching element S T1 and the second It is also applicable to an example in which a T-phase switching element S T2 is provided.
  • the second embodiment of the present disclosure has the advantage of being able to reduce the number of diodes provided in the preliminary charging circuit in the first embodiment. Further, the second embodiment of the present disclosure has an advantage in that the time required to complete preliminary charging can be shortened because the frequency of conduction is increased compared to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a pre-charging circuit and a motor drive device according to a third embodiment of the present disclosure.
  • the pre-charging circuit 1 has a switch unit 11 connected to a three-phase power line between a three-phase AC power source and an AC input side of the converter.
  • a switching element that can be turned on and off in both directions from the AC power source 5 to the AC input side of the converter 2 and from the AC input side of the converter 2 to the three-phase AC power source 5 is provided.
  • Each switching element conducts current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 to the AC input side of the converter 2 when turned on, and from the AC input side of the converter 2 to the three-phase AC power supply 5 when turned on. It is possible to selectively switch between conduction of the current flowing in the second conduction direction and electrical cutoff between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 when it is off.
  • the R-phase power line between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is provided with a first R-phase switching element S R1 and a second R-phase switching element S R2 .
  • the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2 are connected in antiparallel so that the conduction directions when turned on are opposite directions.
  • the first R-phase switching element S R1 conducts a current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 toward the AC input side of the converter 2 .
  • the second R-phase switching element S R2 conducts a current flowing in a second conduction direction from the AC input side of the converter 2 toward the three-phase AC power supply 5 when turned on.
  • both the first R-phase switching element S R1 and the second R-phase switching element S R2 are turned off, the connection between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is electrically interrupted in the R-phase power line. Ru.
  • the S-phase power line between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is provided with a first S-phase switching element S S1 and a second S-phase switching element S S2 .
  • the first S-phase switching element S S1 and the second S-phase switching element S S2 are connected in antiparallel so that the conduction directions when turned on are opposite directions.
  • the first S-phase switching element S S1 conducts a current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 toward the AC input side of the converter 2 .
  • the second S-phase switching element S S2 conducts a current flowing in a second conduction direction from the AC input side of the converter 2 toward the three-phase AC power supply 5 when turned on.
  • both the first S-phase switching element S S1 and the second S-phase switching element S S2 are turned off, the connection between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is electrically interrupted in the S-phase power line. Ru.
  • the T-phase power line between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is provided with a first T-phase switching element S T1 and a second T-phase switching element S T2 .
  • the first T-phase switching element S T1 and the second T-phase switching element S T2 are connected in antiparallel so that the conduction directions when turned on are opposite directions.
  • the first T-phase switching element S T1 conducts a current flowing in a first conduction direction from the three-phase AC power supply 5 toward the AC input side of the converter 2.
  • the second T-phase switching element S T2 conducts a current flowing in a second conduction direction from the AC input side of the converter 2 toward the three-phase AC power supply 5 when turned on.
  • both the first T-phase switching element S T1 and the second T-phase switching element S T2 are turned off, the connection between the three-phase AC power supply 5 and the AC input side of the converter 2 is electrically interrupted in the T-phase power line. Ru.
  • the control unit 13 controls preliminary charging of the smoothing capacitor 3 by controlling the switching unit 11 to turn on and off based on information regarding the AC voltage detected by the power supply voltage detection circuit 12.
  • control unit 13 controls to turn off all switching elements in the switch unit 11, thereby controlling the AC input of the three-phase AC power supply 5 and the converter 2. electrically disconnected from both sides.
  • the flowchart shown in FIG. 3 is also applied to the overcurrent protection process of the third embodiment.
  • the on/off control of the switch unit 11 for preliminary charging by the control unit 13 is performed as follows. Note that if converter 2 is configured with a PWM switching control type rectifier or a 120 degree conduction type rectifier, all switching elements in converter 2 are turned off during the precharging period, and converter 2 simply functions as a diode rectifier. do.
  • the control unit 13 performs control to switch the switching element from off to on at a timing that satisfies the switch-on condition.
  • the timing at which the switch-on condition is satisfied can be obtained by referring to data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12. For example, one of the following timings is set as the timing that satisfies the switch-on condition.
  • a first example of the timing that satisfies the switch-on condition is a timing that is earlier by a first predetermined time ⁇ 1 than the timing at which the magnitude relationship of the three-phase phase voltages detected by the power supply voltage detection circuit 12 is reversed.
  • a second example of the timing that satisfies the switch-on condition is the timing when the line voltage between the three phases detected by the power supply voltage detection circuit 12 becomes equal to or less than the predetermined voltage threshold V th .
  • the control unit 13 sets the switching element of the phase in which the line voltage between the three phases detected by the power supply voltage detection circuit 12 is switched from positive to negative in the first conduction direction. Control is performed to switch from off to on so that the current flowing through it is conducted.
  • the switching element of the phase in which the line voltage between the three phases detected by the power supply voltage detection circuit 12 is switched from negative to positive is turned off so as to conduct the current flowing in the second conduction direction. Controls switching on.
  • the control unit 13 performs control to switch the switching element from on to off at a timing that satisfies the switch-off condition.
  • the timing at which the switch-off condition is satisfied can be obtained by referring to data regarding the value of the AC voltage of the three-phase AC power supply 5 detected by the power supply voltage detection circuit 12.
  • the timing that satisfies the switch-off condition can be obtained by referring to data regarding the current value of each phase detected by the current detection circuit 14. For example, one of the following timings is set as the timing that satisfies the switch-off condition.
  • a first example of the timing that satisfies the switch-off condition is the timing when the current flowing through the turned-on switching element becomes approximately zero.
  • a second example of the timing that satisfies the switch-off condition is the timing at which the second predetermined time ⁇ 2 has elapsed from the timing at which the line voltage was switched from positive to negative and from negative to positive.
  • FIG. 8 is a waveform diagram illustrating a specific example of the operation of the switch section in the preliminary charging process by the preliminary charging circuit according to the third embodiment of the present disclosure.
  • the R-phase voltage of the three-phase AC power supply 5 is shown by a bold solid line
  • the S-phase voltage is shown by a bold broken line
  • the T-phase voltage is shown by a bold dashed-dotted line.
  • the R-phase voltage is the largest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5.
  • the R-phase to S-phase line voltage (S-phase reference) V RS gradually decreases, but the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V RT gradually increases. If the first R-phase switching element S R1 and the second S-phase switching element S S2 are turned on just before the end of section A1, no large current will flow. Accordingly, in the third embodiment, the first The R-phase to S-phase voltage is switched at a predetermined time ⁇ 1 earlier, or at a timing when the line voltage between the R phase and the S phase (S phase reference) V RS becomes equal to or less than the predetermined voltage threshold V th .
  • Control is performed to switch the first R-phase switching element S R1 , in which the line voltage (S-phase reference) V RS is switched from positive to negative, from off to on so that the current flowing in the first conduction direction is conducted.
  • S phase - R phase line voltage (R phase reference) V Controls switching on.
  • the magnitude relationship between the R-phase voltage and the S-phase voltage is reversed, the R-phase voltage becomes the second largest phase voltage, and the line voltage between the R-phase and S-phase (S-phase reference) V RS becomes negative. Therefore, in the third embodiment, at the timing when the current flowing through the first R-phase switching element S R1 and the second S-phase switching element S S1 that have been turned on becomes approximately zero, or the R-phase -S At the timing when the second predetermined time ⁇ 2 has elapsed from the timing when the phase line voltage (S phase reference) V RS switches from positive to negative (the timing when switching from section A1 to section A2), the R phase - S-phase line voltage (S-phase reference) V First R-phase switching element S R1 with switching from positive to negative RS and S-phase to R-phase line voltage (S-phase reference) V SR negative Control is performed to switch the second S-phase switching element S S1 from on to off, which has switching from positive to positive.
  • the S-phase voltage is the largest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5.
  • the R-phase to S-phase line voltage (S-phase reference) V RS gradually increases, but the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V RT gradually decreases. If the first R-phase switching element S R1 and the second T-phase switching element S T2 are turned on just before the end of section A2, no large current will flow. Therefore, in the third embodiment, the first The R-phase to T-phase is switched at a predetermined time ⁇ 1 earlier, or at a timing when the line voltage between the R phase and T phase (T phase reference) V RT becomes equal to or less than a predetermined voltage threshold V th .
  • the first R-phase switching element S R1 in which the line voltage (T-phase reference) V RT is switched from positive to negative, is controlled to be switched from off to on so that the current flowing in the first conduction direction is conducted.
  • the second T-phase switching element S T2 in which the T-phase-R-phase line voltage (R-phase reference) V TR is switched from negative to positive is turned off so as to conduct the current flowing in the second conduction direction. Controls switching on.
  • the R-phase voltage is the smallest among the three-phase voltages of the three-phase AC power supply 5.
  • the three-phase AC power supply 5 supplies the first R-phase switching element S R1 , the R-phase upper arm diode D RU of the converter 2 , the smoothing capacitor 3 , and the T-phase lower arm of the converter 2 .
  • the current that was flowing through the diode D TL and the path leading to the three-phase AC power supply 5 through the T-phase power line is negative in section A3 because the R-phase to T-phase line voltage (T-phase reference) V RT becomes negative. , the flow stops.
  • the R-phase-T phase line voltage (T phase reference) V RT is switched from positive to negative.
  • section A4 the magnitude relationship between the R-phase voltage and the S-phase voltage is reversed, but the R-phase to S-phase line voltage (S-phase reference) V RS gradually increases, so the first R-phase switching element S R1 and the second S-phase switching element S S2 are kept off.
  • section A4 section A1 continues, and the above-mentioned on/off control is executed again.
  • the on/off control for the first R-phase switching element S R1 , the second S-phase switching element S S2 , and the second T-phase switching element ST2 in the switch unit 11 has been described above with reference to FIG. 8 .
  • the above description includes on/off control for the first S-phase switching element S S1 , the second T-phase switching element S T2 , and the second R-phase switching element S R2 , and the first T-phase switching element S T1 , the second It is also applicable to on/off control for the R-phase switching element S R2 and the second S-phase switching element S S2 .
  • the control section 13 controls the first R-phase switching element S R1 , the second R-phase switching element S R2 , and the first S-phase switching element S in the switch section 11 .
  • S1 and the second S-phase switching element S S2 , the first T-phase switching element T S1 and the second T-phase switching element S T2 are each controlled to be turned on and off as appropriate.
  • the third embodiment of the present disclosure limits the phase of the switching element to be turned on to the phase having the second phase voltage among the three phase voltages. The advantage is that it is not necessary. Furthermore, the third embodiment of the present disclosure has the advantage of being able to shorten the time required to complete preliminary charging because the frequency of conduction is higher than in the first and second embodiments.
  • the voltage of the smoothing capacitor 3 gradually increases. Therefore, if the precharging circuit 1 continues precharging with the first predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th used when switching the switching element in the switch unit 11 from off to on at a constant value, the smoothing capacitor 3 and the line voltage of the three-phase AC power supply 5 gradually become smaller.
  • the difference between the voltage of the smoothing capacitor 3 and the line voltage of the three-phase AC power supply 5 gradually decreases, the power flowing from the three-phase AC power supply 5 to the smoothing capacitor 3 via the converter 2 gradually decreases, and the preliminary charging The charging function of the smoothing capacitor 3 by the circuit 1 gradually decreases.
  • the first control unit 13 which is used when switching the switching element in the switch unit 11 from off to on,
  • the predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th is gradually changed.
  • the first predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th is stored, for example, in a rewritable storage section (not shown) in the preliminary charging circuit 1 .
  • the storage unit may be composed of electrically erasable/recordable nonvolatile memory such as EEPROM (registered trademark), or random access memory that can be read and written at high speed such as DRAM, SRAM, etc. good.
  • a first predetermined value used when switching the switching element in the switch section 11 from off to on by the control section 13 is determined according to the voltage of the smoothing capacitor 3 detected by the capacitor voltage detection circuit 15. Change the time ⁇ 1 or the voltage threshold V th . That is, as the voltage of the smoothing capacitor 3 detected by the capacitor voltage detection circuit 15 becomes larger, the first predetermined time ⁇ 1 is made longer or the voltage threshold value V th is made larger. As a result, as the voltage of the smoothing capacitor 3 increases, the ON time of the switching element in the switch section 11 becomes longer, so that the power flowing from the three-phase AC power supply 5 to the smoothing capacitor 3 via the converter 2 gradually decreases. This makes it possible to maintain the charging function of the smoothing capacitor 3 by the preliminary charging circuit 1.
  • the first change method is used when the control section 13 switches the switching element in the switch section 11 from off to on according to the elapsed time from the start of pre-charging of the smoothing capacitor 3 by the pre-charging circuit 1.
  • the predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th is changed. That is, the longer the time elapsed from the start of preliminary charging of the smoothing capacitor 3, the longer the first predetermined time ⁇ 1 or the larger the voltage threshold V th .
  • the longer the elapsed time from the start of preliminary charging of the smoothing capacitor 3 the longer the on time of the switching element in the switch section 11 becomes. It is possible to suppress the gradual decrease in power and maintain the charging function of the smoothing capacitor 3 by the preliminary charging circuit 1.
  • the control unit 13 controls the voltage in the switch unit 11 according to the peak value of the current of each phase flowing from the three-phase AC power supply 5 to the converter.
  • the first predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th used when switching the switching element from off to on is changed. If preliminary charging by the preliminary charging circuit 1 is continued with the first predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th kept constant, the difference between the voltage of the smoothing capacitor 3 and the line voltage of the three-phase AC power supply 5 gradually decreases. Become. The peak value of the current of each phase flowing from the three-phase AC power supply 5 to the converter becomes smaller.
  • the current detection circuit 14 detects the peak value of the current of each phase flowing from the three-phase AC power supply 5 to the converter, and the peak value of the detected current is maintained for a first predetermined period of time. ⁇ 1 is gradually increased or the voltage threshold V th is gradually increased.
  • the first predetermined time ⁇ 1 or the voltage threshold V th used when the control unit 13 switches the switching element in the switch unit 11 from off to on is set at a predetermined constant increase rate. Let's change it. That is, the first predetermined time ⁇ 1 is increased at a constant rate of increase, or the voltage threshold V th is increased at a constant rate of increase.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

入力された交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータの直流出力側に接続された平滑コンデンサを予備充電する予備充電回路は、オン時に三相交流電源とコンバータの交流入力側との間を電気的に接続し、オフ時に三相交流電源とコンバータの交流入力側との間を電気的に遮断するスイッチング素子を有するスイッチ部と、三相交流電源の交流電圧を検出する電源電圧検出回路と、電源電圧検出回路により検出された交流電圧に関する情報に基づいて、スイッチ部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、を備える。

Description

予備充電回路及びモータ駆動装置
　本発明は、予備充電回路及びモータ駆動装置に関する。
　モータ駆動装置においては、交流電源から入力される交流電力をコンバータ（整流回路）にて直流電力に変換してＤＣリンクへ出力し、さらにインバータにてＤＣリンクにおける直流電力を交流電力に変換し、この交流電力をモータの駆動電力として供給している。ＤＣリンクとは、コンバータの直流出力側とインバータの直流入力側とを電気的に接続する回路部分のことを指し、「ＤＣリンク部」、「直流リンク」、「直流リンク部」、「直流母線」または「直流中間回路」などとも称されることもある。
　ＤＣリンクには、コンバータの直流出力の脈動分を抑える機能とともに直流電力を蓄積する機能を有する平滑コンデンサが設けられる。平滑コンデンサは、モータ駆動装置の電源投入後からモータの駆動開始前（すなわちインバータによる電力変換動作開始前）までの間に所定の大きさの電圧に充電しておく必要がある。この充電は、「予備充電」または「初期充電」とも称される。
　予備充電は平滑コンデンサにエネルギーが蓄積されていない状態から開始されるので、モータ駆動装置の電源投入直後は、交流電源からコンバータを介してＤＣリンクへ向けて大きな突入電流が流れる。このため、ＤＣリンクには、モータ駆動装置の電源投入直後に発生する突入電流を抑制しながら平滑コンデンサを予備充電する予備充電回路が設けられるのが一般的である。予備充電回路は、「初期充電回路」または「突入電流抑制回路」と称されることがある。
　一般に、予備充電回路は、突入電流を抑制する予備充電抵抗と、予備充電抵抗と並列に接続されたスイッチング素子とで構成される。予備充電中はスイッチング素子をオフ状態に保持して予備充電抵抗によって突入電流を抑制し、予備充電完了後はスイッチング素子をオンすることで予備充電抵抗をバイパスさせる。
　例えば、交流電源から半導体スイッチング素子を介して給電される整流回路及び当該整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサを備えた直流電源回路用の突入電流防止回路において、前記交流電源の出力電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記半導体スイッチング素子のオフ期間における前記平滑コンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、前記直流電源回路の起動時において、前記電源電圧検出手段による検出電圧の絶対値がピーク値に達した後に前記端子電圧検出手段による検出電圧より所定レベルだけ高い目標レベルまで低下したタイミング毎に前記半導体スイッチング素子をオンさせると共に、そのオン状態を少なくとも前記電源電圧検出手段による検出電圧の絶対値が前記目標レベルに上昇するまでの期間中に設定された所定時期まで保持するというスイッチング制御を実行する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング制御の実行に応じて前記端子電圧検出手段による検出電圧が予め決められた規定電圧以上に上昇したときに、そのスイッチング制御を終了して前記半導体スイッチング素子をオン状態に保持することを特徴とする突入電流防止回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
　例えば、スイッチング動作を行なって交流電源の交流出力を断続する半導体素子と、外部からの入力信号に基づいて上記半導体素子のスイッチング制御を行う制御手段と、上記半導体素子で断続されて負荷へ供給される出力電流を検出する出力電流検出手段とを備え、上記制御手段は、該出力電流検出手段の検出値が所定の基準値を越える場合には出力電流が上記基準値を下回るように上記半導体素子を能動領域で制御することを特徴とする電力制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照。）。
特開２００７－１２９８７５号公報 特開平０９－２１２２４５号公報
　モータ駆動装置において短絡等の異常が発生すると、交流入力側からコンバータに過電流が流れ込み、モータ駆動装置が破壊される危険性がある。本開示が解決しようとする課題は、コンバータの交流入力側において発生する過電流からモータ駆動装置を保護することにある。
　本開示の一態様によれば、入力された交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータの直流出力側に接続された平滑コンデンサを予備充電する予備充電回路は、オン時に三相交流電源とコンバータの交流入力側との間を電気的に接続し、オフ時に三相交流電源とコンバータの交流入力側との間を電気的に遮断するスイッチング素子を有するスイッチ部と、三相交流電源の交流電圧を検出する電源電圧検出回路と、電源電圧検出回路により検出された交流電圧に関する情報に基づいて、スイッチ部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、を備える。
　また、本開示の一態様によれば、モータ駆動装置は、コンバータと、平滑コンデンサと、上記予備充電回路と、直流電力をモータ駆動用交流電力に変換して出力するインバータと、を備える。
　本開示の一態様によれば、コンバータの交流入力側において発生する過電流からモータ駆動装置を保護することができる。
本開示の第１の実施形態による予備充電回路及びモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第１の実施形態による予備充電回路による予備充電処理の動作フローを示すフローチャートである。 本開示の第１～第３の実施形態による予備充電回路を有するモータ駆動装置による過電流保護処理の動作フローを示すフローチャートである。 本開示の第１の実施形態による予備充電回路による予備充電処理におけるスイッチ部の動作の一具体例を示す波形図である。 本開示の第２の実施形態による予備充電回路及びモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第２の実施形態による予備充電回路による予備充電処理におけるスイッチ部の動作の一具体例を示す波形図である。 本開示の第３の実施形態による予備充電回路及びモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第３の実施形態による予備充電回路による予備充電処理におけるスイッチ部の動作の一具体例を示す波形図である。
　以下、実施形態の予備充電回路及びモータ駆動装置を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、同一または類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それら構成の重複する説明は、省略する場合がある。
＜第１の実施形態＞
　図１は、本開示の第１の実施形態による予備充電回路及びモータ駆動装置を示す図である。
　第１の実施形態並びに後述する第２及び第３の実施形態では、一例として、三相交流電源５に接続されたモータ駆動装置１００により、モータ６を制御する場合について示す。三相交流電源５の一例を挙げると、三相交流４００Ｖ電源、三相交流２００Ｖ電源、三相交流６００Ｖ電源などがある。また、各実施形態においては、モータ６の種類は特に限定されず、例えば誘導モータであっても同期モータであってもよい。また、モータ６の相数は各実施形態を特に限定するものではなく、例えば三相であっても単相であってもよい。ここでは、一例として、モータ６を三相としている。また、モータ６の個数は各実施形態を特に限定するものではなく、複数個であってもよい。ここでは、一例として、モータ６を１個としている。モータ６が設けられる機械には、例えば工作機械、ロボット、鍛圧機械、射出成形機、産業機械などが含まれる。
　図１に示すように、本開示の第１の実施形態によるモータ駆動装置１００は、予備充電回路１と、コンバータ２と、平滑コンデンサ３と、インバータ４とを備える。予備充電回路１は、「初期充電回路」または「突入電流抑制回路」とも称されることがある。
　コンバータ２は、入力された交流電力を直流電力に変換し、この直流電力をコンバータ２の直流出力側であるＤＣリンクへ出力する整流器である。コンバータ２は三相ブリッジ回路で構成される。コンバータ２の例としては、ＰＷＭスイッチング制御方式整流器、ダイオード整流器、及び１２０度通電方式整流器などがある。図１に示す例では、コンバータ２は、ＰＷＭスイッチング制御方式整流器で構成されている。例えば、コンバータ２がＰＷＭスイッチング制御方式整流器または１２０度通電方式整流器で構成される場合は、スイッチング素子及びこれに逆並列に接続されたダイオードのブリッジ回路からなり、上位制御回路（図示せず）から受信した駆動指令に応じて各スイッチング素子がオンオフ制御されて交直双方向に電力変換を行う。この場合、スイッチング素子の例としては、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、その他のスイッチング素子であってもよい。
　平滑コンデンサ３は、コンバータ２の直流出力側とインバータ４の直流入力側との間のＤＣリンクに設けられる。平滑コンデンサ３は、ＤＣリンクコンデンサと称されることがある。平滑コンデンサ３は、コンバータ２の直流出力の脈動分を抑える機能及びインバータ４が交流電力を生成するために用いられる直流電力を蓄積する機能を有する。平滑コンデンサ３の例としては、例えば電解コンデンサやフィルムコンデンサなどがある。
　インバータ４は、コンバータ２の直流出力側に平滑コンデンサ３を介して接続され、ＤＣリンクにおける直流電力をモータ駆動用交流電力に変換してインバータ４の交流出力側へ出力する。インバータ４は、スイッチング素子及びこれに逆並列に接続されたダイオードのブリッジ回路からなる。インバータ４は、モータ６が三相交流モータである場合は三相ブリッジ回路で構成され、モータ６が単相交流モータである場合は単相ブリッジ回路で構成される。図１に示す例では、モータ６を三相交流モータとしたので、インバータ４は三相ブリッジ回路で構成される。スイッチング素子の例としては、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、トランジスタなどがあるが、その他のスイッチング素子であってもよい。インバータ４は、例えばＰＷＭスイッチング制御方式によりその電力変換動作が制御される。すなわち、インバータ４は、上位制御回路（図示せず）からの駆動指令（ＰＷＭスイッチング指令）を受けてＤＣリンクにおける直流電力をモータ駆動用交流電力に変換してモータ６へ出力する。また、インバータ４は、モータ回生時には上位制御回路（図示せず）からの駆動指令（ＰＷＭスイッチング指令）を受けてモータ６で回生された交流電力を直流電力に変換してＤＣリンクへ出力する。
　インバータ４の電力変換動作は、一般的なモータ駆動装置と同様、上位制御回路によって作成された駆動指令に基づいて制御される。上位制御回路は、モータ６の速度（速度フィードバック）、モータ６の巻線に流れる電流（電流フィードバック）、所定のトルク指令、及びモータ６の動作プログラムなどに基づいて、モータ６の速度、トルク、もしくは回転子の位置を制御するための駆動指令を生成する。なお、ここで定義した上位制御回路の構成はあくまでも一例であって、例えば、位置指令作成部、トルク指令作成部、及びスイッチング指令作成部などの用語を含めて上位制御回路の構成を規定してもよい。また、例えばコンバータ２がＰＷＭスイッチング制御方式整流器または１２０度通電方式整流器で構成される場合は、上位制御回路によって作成された駆動指令に基づいて、コンバータ２の電力変換動作が制御される。
　予備充電回路１は、三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間に設けられる。予備充電回路１は、スイッチ部１１と、電源電圧検出回路１２と、制御部１３と、電流検出回路１４と、コンデンサ電圧検出回路１５とを備える。
　スイッチ部１１は、オン時に三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間を電気的に接続し、オフ時に三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間を電気的に遮断するスイッチング素子を備える。第１の実施形態では、スイッチ部１１は、Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTを備える。三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間の三相の電力線のうち、Ｒ相電力線にＲ相スイッチング素子ＳRが設けられ、Ｓ相電力線にＳ相スイッチング素子ＳSが設けられ、Ｔ相電力線にＴ相スイッチング素子ＳTが設けられる。
　Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTのそれぞれは、オン時に三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ流れる電流を導通させ、オフ時に三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間を電気的に遮断する。Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTの例としては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどがある。Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTのそれぞれには、ダイオードが逆並列に接続される。
　電源電圧検出回路１２は、三相交流電源５の交流電圧（相電圧または線間電圧）を検出する。電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータは、制御部１３に送られる。三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータには、三相交流電源５の交流電圧の振幅及び位相に関する情報などが含まれる。なお、電源電圧検出回路１２により検出された交流電圧に関するデータは、上位制御回路によるコンバータ２の電力変換動作の制御に用いられてもよい。
　電流検出回路１４は、三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ流れる各相の電流を検出する。電流検出回路１４により検出された各相の電流の値に関するデータは、制御部１３に送られる。各相の電流の値に関するデータは、電流の振幅及び位相に関する情報などが含まれる。なお、電流検出回路１４により検出された各相の電流に関するデータは、上位制御回路によるコンバータ２の電力変換動作の制御に用いられてもよい。
　コンデンサ電圧検出回路１５は、平滑コンデンサ３の正負両極端子間に印加される電圧であるコンデンサ電圧を検出する。なお、コンデンサ電圧検出回路１５は、コンバータ２の直流出力側であるＤＣリンクの端子間電圧（コンバータ２の直流出力側の正電位とコンバータ２の直流出力側負電位との間の電位差）を、コンデンサ電圧として検出してもよい。コンデンサ電圧検出回路１５により検出されたコンデンサ電圧の値に関するデータは、制御部１３に送られる。なお、コンデンサ電圧検出回路１５により検出されたコンデンサ電圧の値に関するデータは、上位制御回路によるインバータ４の電力変換動作やコンバータ２の電力変換動作の制御に用いられてもよい。
　制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された交流電圧に関する情報に基づいて、スイッチ部１１内のスイッチング素子をオンオフする制御を行うことで、平滑コンデンサ３の予備充電を制御する。制御部１３が平滑コンデンサ３の予備充電のためにスイッチ部１１をオンオフする制御を行うに際しては、電流検出回路１４により検出された各相の電流の値に関するデータ及びコンデンサ電圧検出回路１５により検出されたコンデンサ電圧の値に関するデータが用いられてもよい。
　また、電流検出回路１４が検出した電流が過電流であるとき、制御部１３がスイッチ部１１の全てのスイッチング素子をオフする制御を行うことで、三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。これにより、コンバータの交流入力側において発生する過電流からモータ駆動装置を保護することができる。なお、スイッチ部１１が過電流を遮断する際にはサージ電圧が発生する可能性があるので、Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTのそれぞれについて並列に、バリスタなどのようなサージ吸収回路を接続してもよい。
　制御部１３による予備充電のためのスイッチ部１１内のスイッチング素子のオンオフ制御は、次のように行われる。なお、コンバータ２がＰＷＭスイッチング制御方式整流器または１２０度通電方式整流器で構成される場合は、予備充電期間中は、コンバータ２内のスイッチング素子は全てオフにされ、コンバータ２は単にダイオード整流器としてのみ機能する。
　まず、制御部１３は、予備充電期間中において、電源電圧検出回路１２により検出された交流電圧の相電圧の大きさに応じて、Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTの中からオンすべき相のスイッチング素子が決定される。オンすべきスイッチング素子の相を「導通相」と称する。制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された三相の相電圧のうち２番目に大きい相電圧を有する相を、導通相として決定する。
　そして、制御部１３は、スイッチオン条件を満たすタイミングで、導通相のスイッチング素子をオフからオンに切り替える制御を行う。スイッチオン条件を満たすタイミングは、電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータを参照することで取得することができる。スイッチオン条件を満たすタイミングとしては、例えば次のいずれかが設定される。スイッチオン条件を満たすタイミングの第１の例としては、導通相の相電圧と大きさ最小の相の相電圧との大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングである。また、スイッチオン条件を満たすタイミングの第２の例としては、導通相と大きさ最小の相との間の線間電圧が所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングである。スイッチオン条件を満たしたタイミングでオンした導通相のスイッチング素子を通じて、三相交流電源５から交流電力がコンバータ２の交流入力側に流れ込む。すると、コンバータ２のダイオードを通じてコンバータ２の交流出力側から流れ出た直流電力が、平滑コンデンサ３に流れ込み、平滑コンデンサ３が充電される。
　また、制御部１３は、導通相のスイッチング素子がオンした後は、スイッチオフ条件を満たすタイミングで、導通相のスイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う。スイッチオフ条件を満たすタイミングは、電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータを参照することで取得することができる。あるいは、スイッチオフ条件を満たすタイミングは、電流検出回路１４により検出された各相の電流の値に関するデータを参照することで取得することができる。スイッチオフ条件を満たすタイミングとしては、例えば次のいずれかが設定される。スイッチオフ条件を満たすタイミングの第１の例としては、導通相のスイッチング素子を流れる電流が略ゼロになったタイミングである。導通相のスイッチング素子を流れる電流は、電流検出回路１４により検出される。スイッチオフ条件を満たすタイミングの第２の例としては、導通相の相電圧の大きさが三相の相電圧のうち最小になってから第２の所定時間τ2が経過したタイミングである。
　モータ駆動装置１００内または予備充電回路１内には演算処理装置（プロセッサ）が設けられる。演算処理装置には、例えばＩＣ、ＬＳＩ、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰなどがある。なお、制御部１３及び上位制御回路（図示せず）は、アナログ回路と演算処理装置との組み合わせで構成されてもよく、あるいは演算処理装置のみで構成されてもよく、あるいはアナログ回路のみで構成されてもよい。例えば、制御部１３及び上位制御回路をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのソフトウェアプログラムに従って動作させることで、制御部１３及び上位制御回路の各機能を実現することができる。またあるいは、制御部１３及び上位制御回路を、各部の機能を実現するソフトウェアプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。またあるいは、制御部１３及び上位制御回路を、各部の機能を実現するソフトウェアプログラムを書き込んだ記録媒体として実現してもよい。また、上位制御回路内に制御部１３を設けてもよい。
　図２は、本開示の第１の実施形態による予備充電回路による予備充電処理の動作フローを示すフローチャートである。図２のステップＳ１０１～Ｓ１０７は、Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTの全てに対して実行される。
　モータ駆動装置１００の電源投入前は、スイッチ部１１内のＲ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTは全てオフしている。よって、三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側は三相の電力線全てにおいて電気的に遮断されている。また、平滑コンデンサ３は充電されていない。また、特にコンバータ２がＰＷＭスイッチング制御方式整流器または１２０度通電方式整流器で構成される場合は、予備充電期間中は、コンバータ２内のスイッチング素子は全てオフにされ、コンバータ２は単にダイオード整流器としてのみ機能する。
　モータ駆動装置１００の電源が投入されると、予備充電回路１による平滑コンデンサ３の予備充電が開始され、ステップＳ１０１に入る。
　ステップＳ１０１では、制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された三相の相電圧のうち２番目に大きい相電圧を有する相を、導通相として決定する。
　ステップＳ１０２において、制御部１３は、スイッチオン条件を満たすか否かを判定する。ステップＳ１０２の処理は、三相交流電源５の電源周波数よりも短い周期で、繰り返し実行される。
　ステップＳ１０２においてスイッチオン条件を満たすと判定されると、ステップＳ１０３において、制御部１３は、導通相のスイッチング素子をオフからオンに切り替える制御を行う。
　ステップＳ１０４において、制御部１３は、スイッチオフ条件を満たすか否かを判定する。ステップＳ１０４の処理は、三相交流電源５の電源周波数よりも短い周期で、繰り返し実行される。
　ステップＳ１０４においてスイッチオフ条件を満たすと判定されると、ステップＳ１０５において、制御部１３は、導通相のスイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う。
　ステップＳ１０６において、制御部１３は、平滑コンデンサ３の予備充電が完了したか否かを判定する。コンデンサ電圧検出回路１５により検出されたコンデンサ電圧が、予め規定された充電電圧に達した場合は、制御部１３は平滑コンデンサ３の予備充電が完了したと判定し、ステップＳ１０７へ進む。コンデンサ電圧検出回路１５により検出されたコンデンサ電圧が、予め規定された充電電圧に達していない場合は、制御部１３は平滑コンデンサ３の予備充電が完了ししていないと判定し、ステップＳ１０１へ戻る。ステップＳ１０６の処理は、三相交流電源５の電源周波数よりも短い周期で、繰り返し実行される。
　ステップＳ１０６において平滑コンデンサ３の予備充電が完了したと判定されると、ステップＳ１０７において、制御部１３は、スイッチ部１１内のＲ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTの全てをオンにする制御を行う。平滑コンデンサ３の予備充電完了後は、Ｒ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTは導通するので、三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側に交流電力が流れ込み、モータ６を駆動できる状態に移る。インバータ４は、ＤＣリンクにおける直流電力をモータ駆動用交流電力に変換してインバータ４の交流出力側へ出力する。インバータ４の交流出力側から出力されたモータ駆動用交流電力により、モータ６が駆動される。
　図３は、本開示の第１～第３の実施形態による予備充電回路を有するモータ駆動装置による過電流保護処理の動作フローを示すフローチャートである。図３に示すフローチャートは、後述する第２及び第３の実施形態にも適用可能である。
　図１及び図２を参照して説明したように平滑コンデンサ３の予備充電が完了した後、モータ駆動装置１００は、インバータ４の交流出力側から出力されたモータ駆動用交流電力により、モータ６を駆動する。モータ６の駆動中、ステップＳ２０１において、電流検出回路１４は、三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ流れる各相の電流を検出する。
　ステップＳ２０２において、制御部１３は、電流検出回路１４が検出した電流に基づき、過電流が発生したか否かを判定する。例えば、制御部１３は、電流検出回路１４が検出した電流の波高値が所定の期間にわたって予め規定された閾値を超えたとき、過電流が発生したと判定する。ステップＳ２０２において、過電流が発生したことが検知された場合はステップＳ２０３へ進み、過電流が発生したことが検知されなかった場合はステップＳ２０１へ戻る。ステップＳ２０２の処理は、所定の周期で繰り返し実行される。
　ステップＳ２０２において過電流が発生したと判定されると、ステップＳ２０３において、制御部１３は、スイッチ部１１内のＲ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTの全てをオフにする制御を行う。これにより、三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に完全に遮断され、モータ駆動装置１００を過電流から保護することができる。
　なお、予備充電回路１による過電流保護処理は、予備充電回路１による予備充電処理中に実行されてもよい。この場合、例えば図２のステップＳ１０１～Ｓ１０７のそれぞれの前段に、図３に示した予備充電回路１による過電流保護処理を実行すればよい。
　図４は、本開示の第１の実施形態による予備充電回路による予備充電処理におけるスイッチ部の動作の一具体例を示す波形図である。図４において、三相交流電源５のＲ相電圧を太字の実線で示し、Ｓ相電圧を太字の破線で示し、Ｔ相電圧を太字の一点鎖線で示す。
　ここでは一例として、スイッチ部１１内のＲ相スイッチング素子ＳRに対するオンオフ制御について説明する。
　区間Ａ１では、三相交流電源５の三相電圧のうちＲ相電圧が最も大きいので、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRS及びＲ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは大きい。仮に、区間Ａ１でＲ相スイッチング素子ＳRをオンすると、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＳ相下側アームのダイオードＤSL、及びＳ相スイッチング素子ＳSに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路に、大電流が流れてしまう危険性がある。したがって、区間Ａ１では、Ｒ相スイッチング素子ＳRをオフした状態を維持する。
　区間Ａ２では、Ｒ相電圧とＳ相電圧との大小関係が逆転し、Ｒ相電圧は２番目に大きい相電圧になる。区間Ａ２では、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSは負となる。よって、区間Ａ２でＲ相スイッチング素子ＳRをオンしたとしても、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＳ相下側アームのダイオードＤSL、及びＳ相スイッチング素子ＳSに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路には、電流は流れない。一方で、区間Ａ２では、Ｒ相スイッチング素子ＳRをオンすると、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの大きさに応じた電流が、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相スイッチング素子ＳTに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路に流れる。区間Ａ２ではＲ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは徐々に小さくなっていくので、区間Ａ２の終了間際でＲ相スイッチング素子ＳRをオンすれば、大きな電流は流れない。そこで、第１の実施形態では、三相電圧のうち２番目に大きい相電圧を有するＲ相を導通相として決定する。そして、導通相のＲ相電圧と大きさ最小の相であるＴ相電圧との大小関係が逆転するタイミング（区間Ａ２から区間Ａ３に切り替わるタイミング）よりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングで、導通相であるＲ相スイッチング素子ＳRをオフからオンに切り替える。あるいは、導通相であるＲ相と大きさ最小のＴ相との間の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTが所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングで、導通相であるＲ相スイッチング素子ＳRをオフからオンに切り替える。第１の所定時間τ1が短いほど、あるいは電圧閾値Ｖthが小さいほど、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは小さくなる。したがって、Ｒ相スイッチング素子ＳRをオンしたとしても、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相スイッチング素子ＳTに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路には、大きな電流が流れることはない。
　区間Ａ３では、三相交流電源５の三相電圧のうちＲ相電圧が最も小さい。よって、区間Ａ３では、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSは負となる。したがって、Ｒ相スイッチング素子ＳRがオンした状態であっても、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＳ相下側アームのダイオードＤSL、及びＳ相スイッチング素子ＳSに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路には、電流は流れない。同様に、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは負となる。したがって、Ｒ相スイッチング素子ＳRがオンした状態であっても、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相スイッチング素子ＳTに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路に、電流は流れない。つまり、区間Ａ３内であれば、Ｒ相スイッチング素子ＳRには電流が流れていないのでＲ相スイッチング素子ＳRをオンからオフに切り替えても、サージ電圧は発生せず、スイッチング損失も発生しない。そこで、第１の実施形態では、導通相のＲ相スイッチング素子ＳRを流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは導通相のＲ相電圧の大きさが三相の相電圧のうち最小になってから第２の所定時間τ2が経過したタイミングで、Ｒ相スイッチング素子ＳRをオンからオフに切り替える。
　区間Ａ４では、Ｒ相電圧とＳ相電圧との大小関係が逆転し、Ｒ相電圧は２番目に大きい相電圧になる。仮に、区間Ａ３から継続して区間Ａ４でもＲ相スイッチング素子ＳRをオンした状態を維持すると、三相交流電源５からＲ相スイッチング素子ＳR、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＳ相下側アームのダイオードＤSL、及びＳ相スイッチング素子ＳSに逆並列に接続されたダイオードを経て三相交流電源５へ至る経路に、大電流が流れてしまう危険性がある。仮に、区間Ａ４でＲ相スイッチング素子ＳRをオンからオフに切り替えると、サージ電圧は発生し、スイッチング損失も増えてしまう。そこで、上述したように、区間Ａ４に入る前の区間Ａ３の段階で、Ｒ相スイッチング素子ＳRをオンからオフに切り替える。そして、区間Ａ４ではＲ相スイッチング素子ＳRをオフした状態を維持する。
　以上、図４を参照してスイッチ部１１内のＲ相スイッチング素子ＳRに対するオンオフ制御について説明した。上記説明は、Ｓ相スイッチング素子ＳSに対するオンオフ制御、及びＴ相スイッチング素子ＳTに対するオンオフ制御にも適用可能である。上記説明をＳ相スイッチング素子ＳSに対するオンオフ制御に適用する場合、上記説明のＲ相スイッチング素子ＳRをＳ相スイッチング素子ＳSに読み替え、上記説明のＳ相スイッチング素子ＳSをＴ相スイッチング素子ＳTに読み替え、上記説明のＴ相スイッチング素子ＳTをＲ相スイッチング素子ＳRに読み替えればよい。また、上記説明をＴ相スイッチング素子ＳTに対するオンオフ制御に適用する場合、上記説明のＲ相スイッチング素子ＳRをＴ相スイッチング素子ＳTに読み替え、上記説明のＳ相スイッチング素子ＳSをＲ相スイッチング素子ＳRに読み替え、上記説明のＴ相スイッチング素子ＳTをＳ相スイッチング素子ＳSに読み替えればよい。すなわち、予備充電回路１による予備充電処理の際は、制御部１３により、スイッチ部１１内のＲ相スイッチング素子ＳR、Ｓ相スイッチング素子ＳS、及びＴ相スイッチング素子ＳTのそれぞれが適宜オンオフ制御されることになる。
　以上説明したように、本開示の第１の実施形態による予備充電回路１を有するモータ駆動装置１００は、予備充電機能と過電流発生時の電源遮断機能との両方を有するものである。本開示の第１の実施形態によれば、コンバータ２の交流入力側の過電流発生時に電源遮断可能な予備充電回路を実現することができる。
　従来、モータ駆動装置を過電流から保護するために、コンバータの交流入力側にはブレーカやヒューズが設けられていた。しかしながら、モータの通常の運転においてブレーカやヒューズが誤動作することが無いよう、余裕を持って定格の大きいブレーカやヒューズが選定する必要があった。また、ブレーカやヒューズは、機械的な開閉スイッチであるため開閉動作が遅く、過電流発生時に電源遮断が遅れモータ駆動装置を保護することができないことがあった。これに対し、本開示の第１の実施形態による予備充電回路では、オン時に三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間を電気的に接続しオフ時に三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間を電気的に遮断するスイッチ部１１として半導体スイッチング素子が設けられるので、過電流発生時に迅速に電源遮断を行うことができ、モータ駆動装置をより確実に保護することができる。また、従来のようなブレーカやヒューズを設ける必要がないので、モータ駆動装置の小型化及び低コスト化に寄与する。
　また、従来の予備充電回路は、抵抗と抵抗に並列接続されたスイッチが設けられていた。これに対し、本開示の第１の実施形態による予備充電回路では、充電抵抗は設けらないので、モータ駆動装置を小型化及び低コスト化することができる。
＜第２の実施形態＞
　図５は、本開示の第２の実施形態による予備充電回路及びモータ駆動装置を示す図である。
　図５に示すように、本開示の第２の実施形態による予備充電回路１は、スイッチ部１１として、三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の三相の電力線のうちの二相に、三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側、及びコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５の双方向についてオンオフ可能なスイッチング素子を備える。各スイッチング素子は、オン時の三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向に流れる電流の導通と、オン時のコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向に流れる電流の導通と、オフ時の三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間の電気的遮断と、を選択的に切り替え可能である。
　コンバータ２、平滑コンデンサ３、インバータ４、三相交流電源５、モータ６、電源電圧検出回路１２、電流検出回路１４、及びコンデンサ電圧検出回路１５については、図１～図４を参照して説明した通りである。
　図５に示す例では、一例として、予備充電回路１内のスイッチ部１１は、Ｒ相電力線に設けられる第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2と、Ｓ相電力線に設けられる第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2とを備える。
　三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間の三相の電力線のうち、Ｒ相電力線には、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2が設けられる。第１のＲ相スイッチング素子ＳR1と第２のＲ相スイッチング素子ＳR2とは、オン時の導通方向が逆方向になるように、逆並列に接続される。第１のＲ相スイッチング素子ＳR1は、オン時には三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向を流れる電流を導通させる。第２のＲ相スイッチング素子ＳR2は、オン時にはコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向を流れる電流を導通させる。第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2の両方がオフすると、Ｒ相電力線において三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。
　三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間の三相の電力線のうち、Ｓ相電力線には、第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2が設けられる。第１のＳ相スイッチング素子ＳS1と第２のＳ相スイッチング素子ＳS2とは、オン時の導通方向が逆方向になるように、逆並列に接続される。第１のＳ相スイッチング素子ＳS1は、オン時には三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向を流れる電流を導通させる。第２のＳ相スイッチング素子ＳS2は、オン時にはコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向を流れる電流を導通させる。第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2の両方がオフすると、Ｓ相電力線において三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。
　制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された交流電圧に関する情報に基づいて、スイッチ部１１内のスイッチング素子をオンオフする制御を行うことで、平滑コンデンサ３の予備充電を制御する。
　また、電流検出回路１４が検出した電流が過電流であるとき、制御部１３がスイッチ部１１内の全てのスイッチング素子をオフする制御を行うことで、三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。第２の実施形態の過電流保護処理においても、図３に示したフローチャートが適用される。
　制御部１３による予備充電のためのスイッチ部１１のオンオフ制御は、次のように行われる。なお、コンバータ２がＰＷＭスイッチング制御方式整流器または１２０度通電方式整流器で構成される場合は、予備充電期間中は、コンバータ２内のスイッチング素子は全てオフにされ、コンバータ２は単にダイオード整流器としてのみ機能する。
　制御部１３は、スイッチオン条件を満たすタイミングで、スイッチング素子をオフからオンに切り替える制御を行う。スイッチオン条件を満たすタイミングは、電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータを参照することで取得することができる。スイッチオン条件を満たすタイミングとしては、例えば次のいずれかが設定される。スイッチオン条件を満たすタイミングの第１の例としては、電源電圧検出回路１２により検出された三相の相電圧のうち、スイッチング素子を備える相と、スイッチング素子を備えない相との大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングである。図５に示す例では、電源電圧検出回路１２により検出された、Ｔ相電圧と、Ｒ相またはＳ相電圧との大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングである。スイッチオン条件を満たすタイミングの第２の例としては、電源電圧検出回路１２により検出された三相間の線間電圧が所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングである。図５に示す例では、電源電圧検出回路１２により検出された、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧の絶対値またはＳ相－Ｔ相の線間電圧の絶対値が所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングである。スイッチオン条件を満たすタイミングになったとき、制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された、Ｔ相基準の線間電圧が正から負への切替えのある相のスイッチング素子について、第１の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。または、当該タイミングになったとき、電源電圧検出回路１２により検出された、Ｔ相基準の線間電圧が負から正への切替えのある相のスイッチング素子について、第２の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。
　また、制御部１３は、スイッチング素子（すなわち上述のオフからオンに切り替える制御の対象となったスイッチング素子）がオンした後は、スイッチオフ条件を満たすタイミングで、スイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う。スイッチオフ条件を満たすタイミングは、電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータを参照することで取得することができる。あるいは、スイッチオフ条件を満たすタイミングは、電流検出回路１４により検出された各相の電流の値に関するデータを参照することで取得することができる。スイッチオフ条件を満たすタイミングとしては、例えば次のいずれかが設定される。スイッチオフ条件を満たすタイミングの第１の例としては、オンしたスイッチング素子を流れる電流が略ゼロになったタイミングである。スイッチオフ条件を満たすタイミングの第２の例としては、線間電圧の正から負への切替え及び負から正への切替えがあったタイミングから第２の所定時間τ2が経過したタイミングである。
　図６は、本開示の第２の実施形態による予備充電回路による予備充電処理におけるスイッチ部の動作の一具体例を示す波形図である。図６において、三相交流電源５のＲ相電圧を太字の実線で示し、Ｓ相電圧を太字の破線で示し、Ｔ相電圧を太字の一点鎖線で示す。
　ここでは一例として、Ｒ相電力線に第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2が設けられ、Ｓ相電力線に第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2が設けられる場合において、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2に対するオンオフ制御について説明する。
　区間Ａ１では、三相交流電源５の三相電圧のうちＲ相電圧が最も大きいので、電源直結のＴ相を基準としたＲ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは大きい。仮に、区間Ａ１で第１のＲ相スイッチング素子ＳR1をオンすると、三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相電力線を経て三相交流電源５へ至る経路に、大電流が流れてしまう危険性がある。したがって、区間Ａ１では、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1をオフした状態を維持する。また、区間Ａ１では、後述するように区間Ａ４から引き続き第２のＲ相スイッチング素子ＳR2がオンしている。
　区間Ａ２では、Ｒ相電圧とＳ相電圧との大小関係が逆転し、Ｒ相電圧は２番目に大きい相電圧になる。
　仮に、区間Ａ２で第２のＲ相スイッチング素子ＳR2をオンしたままにしておくと、三相交流電源５から第１のＳ相スイッチング素子ＳS1、コンバータ２のＳ相上側アームのダイオードＤSU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＲ相下側アームのダイオードＤRL、及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2を経て三相交流電源５へ至る経路に、電流が流れてしまう。そこで、第２の実施形態では、オンしていた第２のＲ相スイッチング素子ＳR2を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの負から正への切替えの切替えがあったタイミング（Ｒ相について区間Ａ４から区間Ａ１へ切り替わるタイミング）から第２の所定時間τ2が経過したタイミングで、第２のＲ相スイッチング素子ＳR2についてオンからオフに切り替える制御を行う。
　一方、区間Ａ２ではＲ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは徐々に小さくなっていく。仮に、区間Ａ２で第１のＲ相スイッチング素子ＳR1をオンにすると、三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相電力線を経て三相交流電源５へ至る経路に、電流が流れる。区間Ａ２の終了間際で第１のＲ相スイッチング素子ＳR1をオンにすれば、大きな電流は流れない。そこで、第２の実施形態では、電源電圧検出回路１２により検出された、Ｔ相電圧と、Ｒ相またはＳ相電圧との大小関係が逆転するタイミング（Ｒ相について区間Ａ２から区間Ａ３へ切り替わるタイミング）よりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングで、あるいは、Ｒ相と大きさ最小のＴ相との間の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTが所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングで、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの正から負への切替えのある第１のＲ相スイッチング素子ＳR1について第１の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。
　区間Ａ３では、三相交流電源５の三相電圧のうちＲ相電圧が最も小さい。区間Ａ３に入る前の区間Ａ２において三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相電力線を経て三相交流電源５へ至る経路に流れていた電流は、区間Ａ３では、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは負となり、なおかつ、第２のＲ相スイッチング素子ＳR2はオフなので、流れなくなる。そこで、第２の実施形態では、オンしていた第１のＲ相スイッチング素子ＳR1を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは、線間電圧の正から負への切替え及び負から正への切替えがあったタイミング（Ｒ相について区間Ａ２から区間Ａ３へ切り替わるタイミング）から第２の所定時間τ2が経過したタイミングで、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの正から負への切替えのある第１のＲ相スイッチング素子ＳR1についてオンからオフに切り替える制御を行う。
　区間Ａ４では、Ｒ相電圧とＳ相電圧との大小関係が逆転し、Ｒ相電圧は２番目に大きい相電圧になる。
　仮に、区間Ａ４で第１のＲ相スイッチング素子ＳR1と第２のＳ相スイッチング素子ＳS2をオンにすると、三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＳ相下側アームのダイオードＤSL、及びＳ相電力線を経て三相交流電源５へ至る経路に、大電流が流れてしまう危険性がある。したがって、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1と第２のＳ相スイッチング素子ＳS2についてはオフを維持する。
　一方、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの絶対値は徐々に小さくなっていく。区間Ａ４で第２のＲ相スイッチング素子ＳR2をオンにすると、三相交流電源５からＴ相電力線、コンバータ２のＴ相上側アームのダイオードＤTU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＲ相下側アームのダイオードＤRL、第２のＲ相スイッチング素子ＳR2を経て三相交流電源５へ至る経路に、電流が流れる。区間Ａ４の終了間際で第２のＲ相スイッチング素子ＳR2をオンにすれば、大きな電流は流れない。そこで、第２の実施形態では、電源電圧検出回路１２により検出された、Ｔ相電圧と、Ｒ相またはＳ相電圧との大小関係が逆転するタイミング（Ｒ相について区間Ａ３から区間Ａ４へ切り替わるタイミング）よりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングで、あるいは、Ｒ相と大きさ最小のＴ相との間の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの絶対値が所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングで、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの負から正への切替えのある第２のＲ相スイッチング素子ＳR2について第２の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。
　区間Ａ４の後は区間Ａ１が続き、上述のオンオフ制御が再び実行される。
　以上、図６を参照してスイッチ部１１内の第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2に対するオンオフ制御について説明した。上記説明は、第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2に対するオンオフ制御にも適用可能である。予備充電回路１による予備充電処理の際は、制御部１３により、スイッチ部１１内の第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、第２のＲ相スイッチング素子ＳR2、第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2のそれぞれが適宜オンオフ制御されることになる。
　また、図６ではＲ相電力線に第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2が設けられ、Ｓ相電力線に第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2が設けられる例について説明した。上記説明は、Ｓ相電力線に第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2が設けられ、Ｔ相電力線に第１のＴ相スイッチング素子ＳT1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2が設けられる例にも適用可能である。同様に、上記説明は、Ｒ相電力線に第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2が設けられ、Ｔ相電力線に第１のＴ相スイッチング素子ＳT1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2が設けられる例にも適用可能である。
　本開示の第２の実施形態は、第１の実施形態による効果を奏するのに加え、第１の実施形態において予備充電回路に設けられていたダイオードを削減することができる利点がある。また、本開示の第２の実施形態は、第１の実施形態より導通頻度が増えるため、予備充電完了までに要する時間を短縮できる利点がある。
＜第３の実施形態＞
　図７は、本開示の第３の実施形態による予備充電回路及びモータ駆動装置を示す図である。
　図７に示すように、本開示の第３の実施形態による予備充電回路１は、スイッチ部１１として、三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の三相の電力線に、三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側、及びコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５の双方向についてオンオフ可能なスイッチング素子を備える。各スイッチング素子は、オン時の三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向に流れる電流の導通と、オン時のコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向に流れる電流の導通と、オフ時の三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間の電気的遮断と、を選択的に切り替え可能である。
　コンバータ２、平滑コンデンサ３、インバータ４、三相交流電源５、モータ６、電源電圧検出回路１２、電流検出回路１４、及びコンデンサ電圧検出回路１５については、図１～図４を参照して説明した通りである。
　三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間のＲ相電力線には、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2が設けられる。第１のＲ相スイッチング素子ＳR1と第２のＲ相スイッチング素子ＳR2とは、オン時の導通方向が逆方向になるように、逆並列に接続される。第１のＲ相スイッチング素子ＳR1は、オン時には三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向を流れる電流を導通させる。第２のＲ相スイッチング素子ＳR2は、オン時にはコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向を流れる電流を導通させる。第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2の両方がオフすると、Ｒ相電力線において三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。
　三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間のＳ相電力線には、第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2が設けられる。第１のＳ相スイッチング素子ＳS1と第２のＳ相スイッチング素子ＳS2とは、オン時の導通方向が逆方向になるように、逆並列に接続される。第１のＳ相スイッチング素子ＳS1は、オン時には三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向を流れる電流を導通させる。第２のＳ相スイッチング素子ＳS2は、オン時にはコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向を流れる電流を導通させる。第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2の両方がオフすると、Ｓ相電力線において三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。
　三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間のＴ相電力線には、第１のＴ相スイッチング素子ＳT1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2が設けられる。第１のＴ相スイッチング素子ＳT1と第２のＴ相スイッチング素子ＳT2とは、オン時の導通方向が逆方向になるように、逆並列に接続される。第１のＴ相スイッチング素子ＳT1は、オン時には三相交流電源５からコンバータ２の交流入力側へ向かう第１の導通方向を流れる電流を導通させる。第２のＴ相スイッチング素子ＳT2は、オン時にはコンバータ２の交流入力側から三相交流電源５へ向かう第２の導通方向を流れる電流を導通させる。第１のＴ相スイッチング素子ＳT1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2の両方がオフすると、Ｔ相電力線において三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。
　制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された交流電圧に関する情報に基づいて、スイッチ部１１をオンオフする制御を行うことで、平滑コンデンサ３の予備充電を制御する。
　また、電流検出回路１４が検出した電流が過電流であるとき、制御部１３がスイッチ部１１内の全てのスイッチング素子をオフする制御を行うことで、三相交流電源５とコンバータ２の交流入力側との間が電気的に遮断される。第３の実施形態の過電流保護処理においても、図３に示したフローチャートが適用される。
　制御部１３による予備充電のためのスイッチ部１１のオンオフ制御は、次のように行われる。なお、コンバータ２がＰＷＭスイッチング制御方式整流器または１２０度通電方式整流器で構成される場合は、予備充電期間中は、コンバータ２内のスイッチング素子は全てオフにされ、コンバータ２は単にダイオード整流器としてのみ機能する。
　制御部１３は、スイッチオン条件を満たすタイミングで、スイッチング素子をオフからオンに切り替える制御を行う。スイッチオン条件を満たすタイミングは、電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータを参照することで取得することができる。スイッチオン条件を満たすタイミングとしては、例えば次のいずれかが設定される。スイッチオン条件を満たすタイミングの第１の例としては、電源電圧検出回路１２により検出された三相の相電圧の大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングである。スイッチオン条件を満たすタイミングの第２の例としては、電源電圧検出回路１２により検出された三相間の線間電圧が所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングである。スイッチオン条件を満たすタイミングになったとき、制御部１３は、電源電圧検出回路１２により検出された三相間の線間電圧の正から負への切替えのある相のスイッチング素子について第１の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。当該タイミングになったとき、電源電圧検出回路１２により検出された三相間の線間電圧の負から正への切替えのある相のスイッチング素子について第２の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。
　また、制御部１３は、スイッチング素子（すなわち上述のオフからオンに切り替える制御の対象となったスイッチング素子）がオンした後は、スイッチオフ条件を満たすタイミングで、スイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う。スイッチオフ条件を満たすタイミングは、電源電圧検出回路１２により検出された三相交流電源５の交流電圧の値に関するデータを参照することで取得することができる。あるいは、スイッチオフ条件を満たすタイミングは、電流検出回路１４により検出された各相の電流の値に関するデータを参照することで取得することができる。スイッチオフ条件を満たすタイミングとしては、例えば次のいずれかが設定される。スイッチオフ条件を満たすタイミングの第１の例としては、オンしたスイッチング素子を流れる電流が略ゼロになったタイミングである。スイッチオフ条件を満たすタイミングの第２の例としては、線間電圧の正から負への切替え及び負から正への切替えがあったタイミングから第２の所定時間τ2が経過したタイミングである。
　図８は、本開示の第３の実施形態による予備充電回路による予備充電処理におけるスイッチ部の動作の一具体例を示す波形図である。図８において、三相交流電源５のＲ相電圧を太字の実線で示し、Ｓ相電圧を太字の破線で示し、Ｔ相電圧を太字の一点鎖線で示す。
　ここでは一例として、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、第２のＳ相スイッチング素子ＳS2及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2に対するオンオフ制御について説明する。
　区間Ａ１では、三相交流電源５の三相電圧のうちＲ相電圧が最も大きい。Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSは徐々に小さくなるが、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは徐々に大きくなる。区間Ａ１の終了間際で第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2をオンにすれば、大きな電流は流れない。そこで、第３の実施形態では、電源電圧検出回路１２により検出された三相の相電圧の大小関係が逆転するタイミング（Ｒ相及びＳ相について区間Ａ１から区間Ａ２へ切り替わるタイミング）よりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングで、あるいは、Ｒ相とＳ相との間の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSが所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングで、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSの正から負への切替えのある第１のＲ相スイッチング素子ＳR1について第１の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行い、Ｓ相－Ｒ相の線間電圧（Ｒ相基準）ＶSRの負から正への切替えのある第２のＳ相スイッチング素子ＳS2について第２の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。これにより、三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＳ相下側アームのダイオードＤSL、及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS1を経て三相交流電源５へ至る経路に、電流が流れる。
　区間Ａ２では、Ｒ相電圧とＳ相電圧との大小関係が逆転し、Ｒ相電圧は２番目に大きい相電圧になり、Ｒ相とＳ相との間の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSは負になる。そこで、第３の実施形態では、オンしていた第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS1を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSが正から負への切替えがあったタイミング（区間Ａ１から区間Ａ２へ切り替わるタイミング）から第２の所定時間τ2が経過したタイミングで、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSの正から負への切替えのある第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及びＳ相－Ｒ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶSRの負から正への切替えのある第２のＳ相スイッチング素子ＳS1についてオンからオフに切り替える制御を行う。
　また、区間Ａ２では、三相交流電源５の三相電圧のうちＳ相電圧が最も大きい。Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSは徐々に大きくなるが、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは徐々に小さくなる。区間Ａ２の終了間際で第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2をオンにすれば、大きな電流は流れない。そこで、第３の実施形態では、電源電圧検出回路１２により検出された三相の相電圧の大小関係が逆転するタイミング（Ｒ相及びＴ相について区間Ａ２から区間Ａ３へ切り替わるタイミング）よりも第１の所定時間τ1だけ早いタイミングで、あるいは、Ｒ相とＴ相との間の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTが所定の電圧閾値Ｖth以下になったタイミングで、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの正から負への切替えのある第１のＲ相スイッチング素子ＳR1について第１の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行い、Ｔ相－Ｒ相の線間電圧（Ｒ相基準）ＶTRの負から正への切替えのある第２のＴ相スイッチング素子ＳT2について第２の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行う。これにより、三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT1を経て三相交流電源５へ至る経路に、電流が流れる。
　区間Ａ３では、三相交流電源５の三相電圧のうちＲ相電圧が最も小さい。区間Ａ３に入る前の区間Ａ２において三相交流電源５から第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、コンバータ２のＲ相上側アームのダイオードＤRU、平滑コンデンサ３、コンバータ２のＴ相下側アームのダイオードＤTL、及びＴ相電力線を経て三相交流電源５へ至る経路に流れていた電流は、区間Ａ３では、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTは負となるので、流れなくなる。そこで、第３の実施形態では、オンしていた第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの正から負への切替え及びＴ相－Ｒ相の線間電圧（Ｒ相基準）ＶTRの負から正への切替えがあったタイミング（Ｒ相及びＴ相について区間Ａ２から区間Ａ３へ切り替わるタイミング）から第２の所定時間τ2が経過したタイミングで、Ｒ相－Ｔ相の線間電圧（Ｔ相基準）ＶRTの正から負への切替えのある第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及びＴ相－Ｒ相の線間電圧（Ｒ相基準）ＶTRの負から正への切替えのある第２のＴ相スイッチング素子ＳT2についてオンからオフに切り替える制御を行う。
　区間Ａ４では、Ｒ相電圧とＳ相電圧との大小関係が逆転するが、Ｒ相－Ｓ相の線間電圧（Ｓ相基準）ＶRSは徐々に大きくなるので、第１のＲ相スイッチング素子ＳR1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2についてオフを維持する。
　区間Ａ４の後は区間Ａ１が続き、上述のオンオフ制御が再び実行される。
　以上、図８を参照してスイッチ部１１内の第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、第２のＳ相スイッチング素子ＳS2及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2に対するオンオフ制御について説明した。上記説明は、第１のＳ相スイッチング素子ＳS1、第２のＴ相スイッチング素子ＳT2及び第２のＲ相スイッチング素子ＳR2に対するオンオフ制御、並びに第１のＴ相スイッチング素子ＳT1、第２のＲ相スイッチング素子ＳR2及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2に対するオンオフ制御にも適用可能である。予備充電回路１による予備充電処理の際は、制御部１３により、スイッチ部１１内の第１のＲ相スイッチング素子ＳR1、第２のＲ相スイッチング素子ＳR2、第１のＳ相スイッチング素子ＳS1及び第２のＳ相スイッチング素子ＳS2、第１のＴ相スイッチング素子ＴS1及び第２のＴ相スイッチング素子ＳT2のそれぞれが適宜オンオフ制御されることになる。
　本開示の第３の実施形態は、第１及び第２の実施形態による効果を奏するのに加え、オンすべきスイッチング素子の相を三相電圧のうち２番目に相電圧を有する相に限定する必要がない利点がある。また、本開示の第３の実施形態は、第１及び第２の実施形態よりも導通頻度が増えるため、予備充電完了までに要する時間を短縮できる利点がある。
＜第１～第３の実施形態に共通して適用される事項＞
　本開示の第１～第３の実施形態による予備充電回路１により平滑コンデンサ３が充電されていくと、平滑コンデンサ３の電圧は徐々に大きくなる。このため、スイッチ部１１内のスイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthが一定値のまま予備充電回路１による予備充電を続けると、平滑コンデンサ３の電圧と三相交流電源５の線間電圧との差が徐々に小さくなる。平滑コンデンサ３の電圧と三相交流電源５の線間電圧との差が徐々に小さくなると、三相交流電源５からコンバータ２を介して平滑コンデンサ３に流入する電力が徐々に減少し、予備充電回路１による平滑コンデンサ３に対する充電機能が徐々に低下する。
　そこで、本開示の第１～第３の実施形態では、予備充電回路１による予備充電期間中は、制御部１３によりスイッチ部１１内のスイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthを徐々に変更をしていく。第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthについては、例えば予備充電回路１内の書き換え可能な記憶部（図示せず）に記憶される。記憶部は、例えばＥＥＰＲＯＭ（登録商標）などのような電気的に消去・記録可能な不揮発性メモリ、または、例えばＤＲＡＭ、ＳＲＡＭなどのような高速で読み書きのできるランダムアクセスメモリなどで構成されてもよい。
　以下、第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthの変更手法について、いくつか列記する。
　第１の変更手法では、コンデンサ電圧検出回路１５により検出された平滑コンデンサ３の電圧に応じて、制御部１３によりスイッチ部１１内のスイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthを変更する。すなわち、コンデンサ電圧検出回路１５により検出された平滑コンデンサ３の電圧が大きくなるほど、第１の所定時間τ1をより長くし、または電圧閾値Ｖthをより大きくする。これにより、平滑コンデンサ３の電圧が大きくなるほど、スイッチ部１１内のスイッチング素子のオン時間が長くなるので、三相交流電源５からコンバータ２を介して平滑コンデンサ３に流入する電力が徐々に減少するのを抑制し、予備充電回路１による平滑コンデンサ３に対する充電機能を維持することができる。
　第２の変更手法では、予備充電回路１による平滑コンデンサ３の予備充電開始からの経過時間に応じて、制御部１３によりスイッチ部１１内のスイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthを変更する。すなわち、平滑コンデンサ３の予備充電開始からの経過時間が長くなるほど、第１の所定時間τ1をより長くし、または電圧閾値Ｖthをより大きくする。これにより、平滑コンデンサ３の予備充電開始からの経過時間が長くなるほど、スイッチ部１１内のスイッチング素子のオン時間が長くなるので、三相交流電源５からコンバータ２を介して平滑コンデンサ３に流入する電力が徐々に減少を抑制し、予備充電回路１による平滑コンデンサ３に対する充電機能を維持することができる。
　第３の変更手法では、予備充電回路１による平滑コンデンサ３の予備充電期間中に三相交流電源５からコンバータへ流れる各相の電流の波高値に応じて、制御部１３によりスイッチ部１１内のスイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthを変更する。第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthが一定値のまま予備充電回路１による予備充電を続けると、平滑コンデンサ３の電圧と三相交流電源５の線間電圧との差が徐々に小さくなる。三相交流電源５からコンバータへ流れる各相の電流の波高値が小さくなる。そこで、第３の変更方法では、電流検出回路１４によって三相交流電源５からコンバータへ流れる各相の電流の波高値を検出し、検出した電流の波高値が維持されるよう第１の所定時間τ1を徐々に長くしまたは電圧閾値Ｖthを徐々に大きくしていく。
　第４の変更手法では、制御部１３によりスイッチ部１１内のスイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる第１の所定時間τ1または電圧閾値Ｖthを、予め決められた一定の増加率で変更させていく。すなわち、第１の所定時間τ1を一定の増加率で長くし、または電圧閾値Ｖthを一定の増加率で大きくする。
　本開示の実施形態について詳述したが、本開示は上述した個々の実施形態に限定されるものではない。これらの実施形態は、発明の要旨を逸脱しない範囲で、または、特許請求の範囲に記載された内容とその均等物から導き出される本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の追加、置き換え、変更、部分的削除等が可能である。例えば、上述した実施形態において、各動作の順序や各処理の順序は、一例として示したものであり、これらに限定されるものではない。また、上述した実施形態の説明に数値又は数式が用いられている場合も同様である。
　１　　予備充電回路
　２　　コンバータ
　３　　平滑コンデンサ
　４　　インバータ
　５　　三相交流電源
　６　　モータ
　１１　　スイッチ部
　１２　　電源電圧検出回路
　１３　　制御部
　１４　　電流検出回路
　１５　　コンデンサ電圧検出回路
　１００　　モータ駆動装置
　ＤRL　　Ｒ相下側アームのダイオード
　ＤSL　　Ｓ相下側アームのダイオード
　ＤTL　　Ｔ相下側アームのダイオード
　ＤRU　　Ｒ相上側アームのダイオード
　ＤSU　　Ｓ相上側アームのダイオード
　ＤTU　　Ｔ相上側アームのダイオード
　ＳR　　Ｒ相スイッチング素子
　ＳS　　Ｓ相スイッチング素子
　ＳT　　Ｔ相スイッチング素子
　ＳR1　　第１のＲ相スイッチング素子
　ＳR2　　第２のＲ相スイッチング素子
　ＳS1　　第１のＳ相スイッチング素子
　ＳS2　　第２のＳ相スイッチング素子
　ＳT1　　第１のＴ相スイッチング素子
　ＳT2　　第２のＴ相スイッチング素子

Claims (15)

  1. 　入力された交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータの直流出力側に接続された平滑コンデンサを予備充電する予備充電回路であって、
    　オン時に三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間を電気的に接続し、オフ時に前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間を電気的に遮断するスイッチング素子を有するスイッチ部と、
    　前記三相交流電源の交流電圧を検出する電源電圧検出回路と、
    　前記電源電圧検出回路により検出された交流電圧に関する情報に基づいて、前記スイッチ部の前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
    を備える、予備充電回路。
  2. 　前記三相交流電源から前記コンバータの交流入力側へ流れる各相の電流を検出する電流検出回路を備え、
    　前記電流検出回路が検出した電流が過電流であるとき、前記制御部が前記スイッチ部の前記スイッチング素子をオフする制御を行うことで、前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間を電気的に遮断する、請求項１に記載の予備充電回路。
  3. 　前記スイッチ部は、オン時に前記三相交流電源から前記コンバータの交流入力側へ流れる電流を導通させ、オフ時に前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間を電気的に遮断するスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとからなる組を、前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の三相の電力線の各相に備える、請求項１または２に記載の予備充電回路。
  4. 　前記制御部は、
    　前記電源電圧検出回路により検出された三相の相電圧のうち２番目に大きい相電圧を有する相を導通相として決定し、前記導通相の相電圧と大きさ最小の相の相電圧との大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間だけ早いタイミングで、あるいは前記導通相と大きさ最小の相との間の線間電圧が所定の電圧閾値以下になったタイミングで、前記導通相のスイッチング素子をオフからオンに切り替える制御を行い、
    　前記導通相のスイッチング素子がオンした後は、前記導通相のスイッチング素子を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは前記導通相の相電圧の大きさが三相の相電圧のうち最小になってから第２の所定時間が経過したタイミングで、前記導通相のスイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う、請求項３に記載の予備充電回路。
  5. 　前記スイッチ部は、オン時の前記三相交流電源から前記コンバータの交流入力側へ向かう第１の導通方向へ流れる電流の導通と、オン時の前記コンバータの交流入力側から前記三相交流電源へ向かう第２の導通方向へ流れる電流の導通と、オフ時の前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の電気的遮断と、を選択的に切り替え可能なスイッチング素子を、前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の三相の電力線のうちの二相に備える、請求項１または２に記載の予備充電回路。
  6. 　前記制御部は、
    　前記電源電圧検出回路により検出された三相の相電圧のうち、前記スイッチング素子を備える相と、前記スイッチング素子を備えない相との大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間だけ早いタイミングで、あるいは前記電源電圧検出回路により検出された三相間の線間電圧が所定の電圧閾値以下になったタイミングで、前記電源電圧検出回路により検出された前記スイッチング素子を備える相と前記スイッチング素子を備えない相との線間電圧が正から負への切替えのある相のスイッチング素子については前記第１の導通方向を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行い、前記線間電圧が負から正への切替えのある相のスイッチング素子については前記第２の導通方向を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行い、
    　前記スイッチング素子がオンした後は、オンした前記スイッチング素子を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは前記線間電圧の正から負への切替え及び負から正への切替えがあってから第２の所定時間が経過したタイミングで、前記スイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う、請求項５に記載の予備充電回路。
  7. 　前記スイッチ部は、オン時の前記三相交流電源から前記コンバータの交流入力側へ向かう第１の導通方向へ流れる電流の導通と、オン時の前記コンバータの交流入力側から前記三相交流電源へ向かう第２の導通方向へ流れる電流の導通と、オフ時の前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の電気的遮断と、を選択的に切り替え可能なスイッチング素子を、前記三相交流電源と前記コンバータの交流入力側との間の三相の電力線に備える、請求項１または２に記載の予備充電回路。
  8. 　前記制御部は、
    　前記電源電圧検出回路により検出された三相の相電圧の大小関係が逆転するタイミングよりも第１の所定時間だけ早いタイミングで、あるいは前記電源電圧検出回路により検出された三相間の線間電圧が所定の電圧閾値以下になったタイミングで、前記電源電圧検出回路により検出された三相間の線間電圧の正から負への切替えのある相のスイッチング素子について前記第１の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行い、前記電源電圧検出回路により検出された三相間の線間電圧の負から正への切替えのある相のスイッチング素子について前記第２の導通方向を流れる電流を導通させるようオフからオンに切り替える制御を行い、
    　前記スイッチング素子がオンした後は、オンした前記スイッチング素子を流れる電流が略ゼロになったタイミングで、あるいは前記線間電圧の正から負への切替え及び負から正への切替えがあってから第２の所定時間が経過したタイミングで、前記スイッチング素子をオンからオフに切り替える制御を行う、請求項７に記載の予備充電回路。
  9. 　前記平滑コンデンサの電圧に応じて、前記制御部により前記スイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる前記第１の所定時間または前記電圧閾値が変更される、請求項４または８に記載の予備充電回路。
  10. 　前記平滑コンデンサの電圧が大きくなるほど、前記制御部により前記スイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる前記第１の所定時間をより長くし、または前記電圧閾値をより大きくする、請求項９に記載の予備充電回路。
  11. 　前記平滑コンデンサの予備充電開始からの経過時間に応じて、前記制御部により前記スイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる前記第１の所定時間または前記電圧閾値が変更される、請求項４または８に記載の予備充電回路。
  12. 　前記平滑コンデンサの予備充電開始からの経過時間が長くなるほど、前記制御部により前記スイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる前記第１の所定時間をより長くし、または前記電圧閾値をより大きくする、請求項１１に記載の予備充電回路。
  13. 　前記平滑コンデンサの予備充電期間中に前記三相交流電源から前記コンバータの交流入力側へ流れる各相の電流の波高値に応じて、前記制御部により前記スイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる前記第１の所定時間または前記電圧閾値が変更される、請求項４または８に記載の予備充電回路。
  14. 　前記制御部により前記スイッチング素子をオフからオンに切り替える際に用いられる前記第１の所定時間が一定の増加率で徐々に長くされ、または前記電圧閾値が一定の増加率で徐々に大きくされる、請求項４または８に記載の予備充電回路。
  15. 　前記コンバータと、
    　前記平滑コンデンサと、
    　請求項１～１４のいずれか一項に記載の予備充電回路と、
    　前記直流電力をモータ駆動用交流電力に変換して出力するインバータと、
    を備えるモータ駆動装置。
PCT/JP2022/027584 2022-07-13 2022-07-13 予備充電回路及びモータ駆動装置 WO2024013889A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2022/027584 WO2024013889A1 (ja) 2022-07-13 2022-07-13 予備充電回路及びモータ駆動装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2022/027584 WO2024013889A1 (ja) 2022-07-13 2022-07-13 予備充電回路及びモータ駆動装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2024013889A1 true WO2024013889A1 (ja) 2024-01-18

Family

ID=89536172

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2022/027584 WO2024013889A1 (ja) 2022-07-13 2022-07-13 予備充電回路及びモータ駆動装置

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2024013889A1 (ja)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09275685A (ja) * 1996-02-06 1997-10-21 Mitsubishi Electric Corp 電源高調波抑制装置
JP2017005973A (ja) * 2015-06-12 2017-01-05 ファナック株式会社 初期充電部を有するモータ駆動装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09275685A (ja) * 1996-02-06 1997-10-21 Mitsubishi Electric Corp 電源高調波抑制装置
JP2017005973A (ja) * 2015-06-12 2017-01-05 ファナック株式会社 初期充電部を有するモータ駆動装置

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6169203B1 (ja) 電動機制御装置および電動機制御方法
JP3864327B2 (ja) Ｐｗｍサイクロコンバータ
AU749081B2 (en) Method for symmetrizing asymmetric faults
WO2012117893A1 (ja) 電力変換装置
JP2000197371A (ja) インバ―タ装置
KR101198566B1 (ko) 다상 인버터 및 그 제어 방법, 및 송풍기 및 다상 전류출력 시스템
JP6646086B2 (ja) Ｄｃリンク部のコンデンサの短絡判定部を有するモータ駆動装置
WO2012086674A1 (ja) 電力変換装置
JP6740657B2 (ja) インバータ装置
JP6944546B2 (ja) 電力変換装置
CN105340163A (zh) 逆变器装置
JP2007116790A (ja) インバータ装置
JP2010119253A (ja) モータ制御装置
WO2024013889A1 (ja) 予備充電回路及びモータ駆動装置
WO2022208885A1 (ja) 突入電流抑制回路、コンバータシステム及びモータ駆動装置
JP2020025165A (ja) 駆動回路
JP7389701B2 (ja) 電源回路、電源供給方法
JP7002619B1 (ja) 電力変換装置
JP5115064B2 (ja) ロボットコントローラ
WO2022044927A1 (ja) Ｐｗｍコンバータに接続されるフィルタ及びコンバータシステム
CN112350550A (zh) 开关驱动电路和开关驱动装置
JP6678073B2 (ja) 部品実装機のサーボアンプ入力電流制御装置
JP2021129401A (ja) 電力変換器の制御回路
JP4780305B2 (ja) インバータ装置
JP7359020B2 (ja) 電力変換器の制御回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22951103

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1