JP2006094631A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】交流電源のゼロクロス点を低コスト・低損失にて高精度に検出し、直流出力電圧のばらつきの小さな電源装置を提供する。
【解決手段】倍電圧整流回路をベースとし、リアクトル5を介して交流電源1を短絡するスイッチング手段6を備えた電源装置において、交流電源1の電源半周期毎に、倍電圧整流を構成する第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4に接続されていない側の整流回路2の交流入力端の電位が、直流出力端間に接続された第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4の中点電位に概略等しくなる時刻を交流電源1のゼロクロス点として検出し、検出したゼロクロス点を基準として、少なくとも1回以上スイッチング手段6を開閉する。
【選択図】図1
【解決手段】倍電圧整流回路をベースとし、リアクトル5を介して交流電源1を短絡するスイッチング手段6を備えた電源装置において、交流電源1の電源半周期毎に、倍電圧整流を構成する第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4に接続されていない側の整流回路2の交流入力端の電位が、直流出力端間に接続された第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4の中点電位に概略等しくなる時刻を交流電源1のゼロクロス点として検出し、検出したゼロクロス点を基準として、少なくとも1回以上スイッチング手段6を開閉する。
【選択図】図1
Description
本発明は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換する電源装置に関するものである。
従来、この種の電源装置として、交流電源のゼロクロス点付近で交流電源を、リアクトルを介して一定時間短絡することで力率を改善することができるものが提案されている。(例えば、特許文献1参照)。
図12は、特許文献1に記載された従来の電源装置を示すものである。同図に示すように、電源装置は、交流電源1と、交流電源1からの交流電圧を整流する整流回路2を備え、互いに直列に直列に接続された第1のコンデンサ3と第2のコンデンサ4の中点が整流回路2の一方の交流入力端に接続されて倍電圧整流回路を構成している。整流回路2には、リアクトル5が直列に接続され、交流電源1をリアクトル5を介して短絡するスイッチング手段6と、スイッチング手段6を駆動するスイッチ駆動手段8と、交流電源1の両端に接続されたゼロクロス検出手段31から構成されている。
従来の電源装置は、交流電源1の半周期毎に、ゼロクロス検出手段31によって交流電源1のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点から所定の時間だけスイッチング手段6をオンし、その後オフすることで、交流電源1からの入力電流の通電幅を拡大し、力率を改善することができる。
特開平10−178780号公報
しかしながら、前記従来の構成では、ゼロクロス検出手段31の具体的手段としてフォトカプラを用いて回路を構成するため、フォトカプラの1次側フォトダイオードには、制御手段(図示せず)に接続されるフォトカプラの2次側へ信号を伝達するために必要な電流を流さなければならず、少なからず電力を消費していた。
従来のゼロクロス検出手段31の回路構成では、交流電源1の電圧がフォトカプラを駆動できる閾値電圧にてゼロクロス点を検出することになるため、制御手段は、交流電源1の真のゼロクロス点よりも少しタイミングのずれた時刻にてゼロクロス点を検出することになり、真のゼロクロス点を直接検出することは困難であった。
さらに、フォトカプラの1次−2次間の伝達率を表すCTRは、通常2倍から3倍以上のばらつきを有しているのが一般的であり、CTRのばらつきに加えて、交流電源の電源電圧のばらつきを考慮すると、制御手段にて検出できる交流電源1のゼロクロス点の誤差は、数百μsオーダーに達する場合があった。
従来の構成の電源装置では、前記ゼロクロス点を基準に、1回ないし数回以上スイッチング手段を開閉するが、電源周期の前半に数回程度スイッチングを行う電源装置の場合には、上記の誤差はさほど問題にならない場合が多い。
しかしながら、スイッチング回数が増えて電源周期の後半にもスイッチングを行う場合には、ゼロクロス点が真のゼロ点よりも後のタイミングで認識された場合に、電源半周期の後半のスイッチング動作が、次の電源半周期にかかってしまい、力率の低下や、電源高
調波規制を満足しなくなる可能性が生じるようになる。
調波規制を満足しなくなる可能性が生じるようになる。
また、電源半周期に1回のスイッチング動作の場合においても、スイッチング手段の開閉動作を行うタイミングのずれによって、少なからず直流出力電圧にばらつきが生じるため、直流出力電圧の精度が重要となる場合にはゼロクロス点の検出ばらつきが問題であった。
さらに、電源装置の負荷に直流モータを有する場合には、直流モータの最大回転数がモータの誘起電圧の関係上、電源装置が出力し得る最大直流出力電圧によって制限されてしまうことから、設計の際には、モータの最大回転数に余裕を持って対応できるように、最大直流出力電圧のばらつきを十分考慮しなければならなかった。
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、低コスト・低損失にて、交流電源のゼロクロス点の検出を高精度にて行い、直流出力電圧のばらつきを抑制する電源装置を提供することを目的とする。
前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、互いに直列に接続されて倍電圧整流回路を構成する第1のコンデンサおよび第2のコンデンサに接続されていない側の、整流回路の交流入力端における電位が、上記第1および第2のコンデンサの中点電位(接続点電位)に等しくなる点を、交流電源のゼロクロス点として検出するものである。
本電源装置においては、力率改善の観点から、入力電流が次の電源の半周期まで流れ続けることのないように、電源半周期の後半には、入力電流を流さない非導通区間を設けるようスイッチング手段の開閉タイミングが設計される。
したがって、真の交流電源のゼロクロス点およびその直前においては、リアクトルを流れる電流はゼロであり、リアクトルと交流電源の直列回路の両端電圧は、交流電源の両端電圧に等しく、真のゼロクロス点において直列回路両端の電圧はゼロとなる。
倍電圧整流回路においては、整流回路の一方の交流入力端と直流出力端の負極間電圧は、昇圧コンデンサである第2のコンデンサ電圧に等しく、他方の交流入力端と直流出力端の負極間の電圧は、およそゼロボルトから直流出力電圧の間の値をとるため、これを抵抗等で分圧し、比較することで、低コストかつ高精度にゼロクロス点を検出することが可能となる。
また、電源装置は、直流出力端間の電圧を検出し、第1のコンデンサおよび第2のコンデンサに接続されていない側の整流回路の交流入力端と直流出力端の負極間の電圧が、直流出力電圧の約1/2と等しくなる点をゼロクロス点とみなしてもよい。
さらに、本発明の電源装置は、常に同一方向に所定の補正時間だけ、ゼロクロス点の時間補正を行う。
さらに、本発明の電源装置は、常に同一方向に所定の補正時間だけ、ゼロクロス点の時間補正を行う。
また、本発明の電源装置は、第1のコンデンサおよび第2のコンデンサに接続されていない側の整流回路の交流入力端と直流出力端の負極間の電圧が、直流出力電圧の1/2に対して、交流電源の半周期毎に交互に正負の値をとる補正電圧によって補正された電圧に等しくなる点をゼロクロス点とする。
また、本発明の電源装置は、入力電流検出手段を備え、入力電流に応じて補正時間または補正電圧の調整を行う。
また、本発明の電源装置は、直流出力電流検出手段を備え、出力電流に応じて補正時間または補正電圧の調整を行う。
また、本発明の電源装置は、直流出力電圧における電圧リプル検出手段を備え、電圧リプルの大きさに応じて補正時間または補正電圧の調整を行う。
また、本発明の電源装置は、インバータ負荷を有し、インバータの出力周波数に応じて補正時間または補正電圧の調整を行う。
また、本発明の電源装置は、あらかじめ補正時間または補正電圧を記憶する記憶手段を備える。
また、本発明の電源装置は、絶縁されていない制御手段を備え、制御手段にて、第1のコンデンサおよび第2のコンデンサに接続されていない側の整流回路の交流入力端電位と、直流出力電圧の概略1/2の電圧との比較を行い、ゼロクロス検出を行う。
以上の構成をなすことにより、従来の電源装置で使用されていたフォトカプラに比べ、低コストでばらつきおよび駆動電力の小さな部品である抵抗やコンパレータ、マイコンに内蔵されたA/D変換等を用いて交流電源のゼロクロス点を検出するため、ゼロクロス点を低コスト・低損失にて高精度に検出することができる。
本発明の電源装置は、低コスト・低損失にてゼロクロス点を高精度に検出し、直流出力電圧のばらつきを抑制することができる。
第1の発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、前記整流回路の一方の交流入力端と直流出力端の正極側との間に接続された第1のコンデンサと、前記整流回路の交流入力端と直流出力端の負極間に接続された第2のコンデンサと、前記整流回路に直列に接続されたリアクトルと、前記交流電源を前記リアクトルを介して短絡するスイッチング手段とを備え、前記交流電源の半周期に少なくとも1回以上スイッチング手段を開閉する電源装置であって、 前記整流回路の他方の交流入力端と前記整流回路の直流出力端の負極間の電圧が、前記第2のコンデンサの電圧に一致する点を交流電源のゼロクロス点とし、ゼロクロス点を基準として前記スイッチング手段の開閉のタイミングを決定するものである。
これによって、フォトカプラに比べてばらつきの小さな回路素子である抵抗やコンパレータ等の部品を用いてゼロクロス点の検出を行うことができるため、ゼロクロス点の検出精度が向上することから、スイッチング手段の開閉タイミングの精度を向上することができ、その結果、スイッチング手段のオン時間に対する直流出力電圧のばらつきを抑制することができる。
第2の発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、前記整流回路の一方の交流入力端と直流出力端の正極側との間に接続された第1のコンデンサと、前記整流回路の交流入力端と直流出力端の負極間に接続された第2のコンデンサと、前記整流回路に直列に接続されたリアクトルと、前記交流電源を前記リアクトルを介して短絡するスイッチング手段とを備え、前記交流電源の半周期に少なくとも1回以上スイッチング手段を開閉する電源装置であって、直流出力端間電圧を検出する検出手段を備えて、前記他方の交流入力端と整流回路の直流出力端の負極間の電圧が、直流出力端間電圧の概略1/2となる点をゼロクロス点とすることで、第2のコンデンサの電圧を検出する必要がな
くなるため、ゼロクロス点の検出精度向上とあわせて、部品点数およびコスト、損失の低減が可能となる。
くなるため、ゼロクロス点の検出精度向上とあわせて、部品点数およびコスト、損失の低減が可能となる。
第3の発明は、特に、第2の発明のゼロクロス点検出において、得られたタイミングより、所定の補正時間だけ補正することにより、第1および第2のコンデンサの電圧リプルによるゼロクロス点検出精度への影響を低減させることができ、ゼロクロス点の検出精度をさらに高くすることができる。
第4の発明は、特に、第2の発明のゼロクロス点検出時の電圧比較において、交流電源の半周期毎に、正負交互の値となる補正電圧によって、直流出力端間の直流出力電圧の1/2に対して電圧の補正を行うことにより、第3の発明と同様に、第1および第2のコンデンサの電圧リプルによる検出誤差への影響を低減することができ、ゼロクロス点の検出精度をさらに高くすることができる。
第5の発明は、特に、第3の発明の補正時間または第4の発明の補正電圧において、交流電源からの入力電流検出手段を設け、入力電流の大きさに応じて補正時間または補正電圧を大きく設定することにより、負荷の大きさに応じた電圧リプルの影響を考慮した補正を行うことができるため、ゼロクロス点の検出精度をさらに高くすることが可能となる。
第6の発明は、特に、第3の発明の補正時間または第4の発明の補正電圧において、負荷へ供給される出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、出力電流が大きくなるほど補正時間または補正電圧を大きく設定することにより、負荷の大きさに応じた電圧リプルの影響を考慮した補正を行うことができるため、ゼロクロス点の検出精度をさらに高くすることが可能となる。
第7の発明は、特に、第3の発明の補正時間または第4の発明の補正電圧において、直流出力端間の電圧リプルを検出する電圧リプル検出手段を備え、電圧リプル検出手段によって検出される電圧リプルが大きくなるほど補正時間または補正電圧を大きく設定することにより、電圧リプルの影響をより正確に補正することができるため、ゼロクロス点の検出精度をさらに高くすることが可能となる。
第8の発明は、インバータ負荷を有するもので、特に第3の発明の補正時間または第4の発明の補正電圧において、インバータの出力周波数が高くなるほど補正時間または補正電圧を大きく設定することにより、負荷に応じた電圧リプルの影響をより正確に補正することができるため、ゼロクロス点の検出精度を高くすることができる。
第9の発明は、特に、第4〜8のいずれか1つの発明の補正時間または補正電圧を、あらかじめ記憶された記憶手段によって決定することにより、負荷状況に応じて補正時間または補正電圧をより正確な値に近づけることができるため、より簡単な構成においてゼロクロス点の検出精度を高くすることができる。
第10の発明は、交流電源から絶縁されていない制御手段を備え、制御手段にてゼロクロス点の検出を行うことにより、ゼロクロス点の検出からスイッチ駆動信号生成までの回路のグランドが共通となるため、比較手段から制御手段への信号伝達のために必要であったフォトカプラを不要とすることができ、ゼロクロス点の検出をさらに低コストにて行うことが可能となる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
(実施の形態1)
図1は、本発明の第1の実施の形態における電源装置の構成を示すものである。
図1は、本発明の第1の実施の形態における電源装置の構成を示すものである。
図1に示すように、交流電源1は、整流回路2に接続され、整流回路2の一方の交流入力端から各々の直流出力端間に、互いに直列接続された第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4が接続されて倍電圧整流回路を構成している。
さらに、交流電源1と整流回路2との間には、リアクトル5が接続され、交流電源1がリアクトル5を介して短絡されるように双方向性のスイッチング手段6が設けられる。
さらに、整流回路2の双方の交流入力端A点およびB点の電位を比較する比較手段7と、スイッチング手段6を制御するスイッチ駆動手段8を備え、整流回路2の直流出力端には負荷9が接続されている。
図2に、本実施の形態1の電源装置の各部の波形を示す。
図2に示すように、本発明の電源装置は、抵抗分圧とコンパレータなどで構成される比較手段7によって整流回路2の2個の交流入力端A点とB点の電位を比較しており、スイッチング手段6は、交流電源1の電源半周期ごとに、A点とB点間の電圧が概略ゼロとなるタイミングより所定の時間t1経過後に所定の時間t2だけオンした後再びオフとなるようにスイッチ駆動手段8によって制御される。
以上のように構成された電源装置について、以下その動作、作用を説明する。
本方式の電源装置は、交流電源1の半周期の前半の所定の期間にスイッチング手段6をオンすることにより、力率改善を行うものである。入力電流が電源の半周期間を越えて流れるとかえって力率が低下してしまうため、これを避けるために、電源半周期後半のゼロクロス点付近においては、リアクトル5には電流が流れないようスイッチング手段6のオン時間が設定される。
そこで、交流電源1の真のゼロクロス点およびゼロクロス点以前の100μs程度の期間において、リアクトル5を流れる電流は、ほぼゼロとなっており、この期間においては、整流回路2の交流入力端間(図のA点−B点間)には、交流電源1の電源電圧そのものが現れる。
したがって、比較手段7によって整流回路の2の双方の交流入力端間の電圧がゼロとなる時刻を検出することで、交流電源1のゼロクロス点を検出することができる。
本実施の形態では、交流電源1のゼロクロス点を検出するのに、一般にフォトカプラに比べてばらつき要因の小さなコンパレータ等の部品を用いて交流電源1のゼロクロス点を検出することができるため、従来の電源装置に比べて、交流電源1のゼロクロス点の検出ばらつきを小さくすることが可能となる。
次に、ゼロクロス点の検出精度が電源装置の直流出力精度に与える影響について述べる。
本方式のように、電源の半周期に一度スイッチング手段6を開閉する電源装置においては、交流電源1の電源半周期におけるスイッチング手段6のオン時間が一定であっても、そのスイッチング手段6のオン開始時刻のばらつきにより、直流出力電圧の値は少なからず影響を受ける。
本発明の電源装置の制御方式には、大きく2つの方式がある。すなわち、スイッチング手段6のオン幅を入力電流などの負荷条件に基いてあらかじめ定めておく場合と、直流出力電圧が所望の値となるようにスイッチング手段6のオン幅をフィードバック制御する場合がある。
前者の場合においては、本実施の形態の発明が直流出力電圧のばらつきを抑制することができることは明らかである。
また後者の場合においても、電源装置のシステム構成上、スイッチング手段6の最大オン時間は、スイッチング手段6に用いるスイッチング素子の定格電流や温度上昇などから制限があることから、最大負荷時に出力可能な直流出力電圧は、スイッチング手段6の開閉タイミングと最大オン時間によって決まり、ゼロクロス点の検出ばらつきの影響を受けるので、この場合においても本発明の電源装置は、出力可能な最大直流出力電圧のばらつきを抑制することができる。
以上のように、本実施の形態において、比較手段7によって、第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4に接続されていない側の整流回路2の交流入力端電位と、第1のコンデンサ3と第2のコンデンサ4の中点電位を比較し、両者間の電圧がゼロとなる時刻を交流電源1のゼロクロス点とし、得られたゼロクロス点をタイミングの基準として、スイッチング手段6の開閉タイミングを決定することにより、交流電源1のゼロクロス点のタイミングを正確に検出でき、電源装置の直流出力電圧のばらつきを抑えることが可能となる。
また図3は、本実施の形態1の別の構成を表したものである。図3のように、リアクトル5は、第1のコンデンサ3と第2のコンデンサ4との中点に接続されてもよく、また第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4の直列回路に並列に平滑コンデンサ10が接続されても同様の効果があることは言うまでもない。
また、本実施の形態においては、交流電源1の半周期間におけるスイッチング手段6のオン回数を1回としたが、2回以上とした場合にも同様の効果が得られる。
(実施の形態2)
図4は、本発明の第2の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図4は、本発明の第2の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図4に示すように、交流電源1に接続された整流回路2の交流入力端のうち、第1のコンデンサ3と第2のコンデンサ4との中点(接続点)に接続されない側の入力端A点と、整流回路2の直流出力端の正極側との電位を、各々整流回路2の直流出力端の負極を基準として電圧検出する、第1の電圧検出手段11および第2の電圧検出手段12を備えている。
さらに、演算手段13を備えて、第2の電圧検出手段12によって検出された直流出力電圧を概略1/2して、比較手段7へ伝達する。
比較手段7では、第1の電圧検出手段11によって検出された電圧が、演算手段13によって得られた、直流出力電圧の1/2に等しくなる時刻を検出し、交流電源1の半周期毎に検出した時刻に同期させてスイッチ駆動手段8にてスイッチング手段6を開閉させるものである。
図5に、本発明の第2の実施の形態における各部の電圧波形を示す。
本発明の電源装置は、倍電圧整流をベースとしているため、図5に示すように、負荷9に供給される直流出力電圧は、第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4に分担される。
第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4は、電源の一周期ごとにほぼ等しい電圧リプルをもって脈動しており、直流出力電圧の1/2は、第1のコンデンサ3の電圧と、第2のコンデンサ4の電圧との平均に等しくなる。
交流電源1の真のゼロクロス点は、実施の形態1における説明でも述べたように、第1の電圧検出手段11で検出された電圧が第1のコンデンサ3と第2のコンデンサ4の中点電圧である第2のコンデンサ4の電圧に等しくなる点であるが、図5に示すように、本実施の形態の電源装置では、A点の電圧が直流出力電圧の1/2に等しくなる点を検出するため、交流電源1の電源位相によらず、真のゼロクロス点よりも常に早い時刻にてゼロクロス点を検出することになる。
そこで、本実施の形態の電源装置は、あらかじめ定められた所定の補正時間Δtだけ検出された時刻に対して補正を加えるものである。(図5において補正手段は図示せず)
本実施の形態においては、第2のコンデンサ4の電圧の検出手段を用いず、一般に直流出力電圧を所望の電圧となるようにスイッチング手段6のオン時間をフィードバック制御される方式の電源装置には一般的に備えられている第2の電圧検出手段12を利用するため、電源装置のシステム構成全体として電圧検出手段の数が1つ少なくなり、該電圧検出手段における損失の抑制と、部品点数の削減が可能となる。
本実施の形態においては、第2のコンデンサ4の電圧の検出手段を用いず、一般に直流出力電圧を所望の電圧となるようにスイッチング手段6のオン時間をフィードバック制御される方式の電源装置には一般的に備えられている第2の電圧検出手段12を利用するため、電源装置のシステム構成全体として電圧検出手段の数が1つ少なくなり、該電圧検出手段における損失の抑制と、部品点数の削減が可能となる。
なお、本実施の形態においては、まず第1の電圧検出手段11によって検出される電圧が直流出力電圧の1/2となる時間を検出し、これに補正時間Δtを加えているが、直流出力電圧の1/2に対して、あらかじめ定められた所定の補正電圧を、交流電源1の電源半周期毎に正負交互に加算して補正することによって第2のコンデンサ4の電圧を推定し、第1の電圧検出手段11によって検出される電圧が第2のコンデンサ4の推定電圧値に等しくなる時刻を交流電源1のゼロクロス点として検出してもよい。
この場合、交流電源1の半周期毎に、それぞれ正負いずれの補正を行うかの判断が必要となるが、これについては、第1の電圧検出手段11によって検出される整流回路2の交流入力端A点の電位と、第2の電圧検出手段12によって検出される直流出力電圧の1/2との大小関係で判断することができる。
すなわち、A点の電位が直流出力電圧の1/2を越えて上昇する期間では、第2のコンデンサ4の電圧が直流出力電圧の1/2よりも高いため、正の電圧補正値を加え、その逆の場合には、負の電圧補正値を加えることで、第2のコンデンサ4の電圧を推定することができる。
また、負荷9が第1のコンデンサ3および第2のコンデンサ4の容量に比べて十分小さく、電圧リプルの値が無視しうる場合においては、電源半周期ごとの補正を行わずに、第1の電圧検出手段11における検出電圧が、第2の電圧検出手段12によって得られた直流出力電圧を演算手段13によって1/2とした電圧と等しくなる点を交流電源1のゼロクロス点とみなしてスイッチング手段6を制御してもよい。
(実施の形態3)
図6は、本発明の第3の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
(実施の形態3)
図6は、本発明の第3の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図6に示すように、電源装置は、交流電源1からの入力電流を検出する入力電流検出手
段14を備えている。
段14を備えている。
本発明の電源装置は、第2の実施の形態同様に、第1の電圧検出手段11と第2の電圧検出手段12を備えており、第2の電圧検出手段12によって検出された直流出力電圧を演算手段13によって1/2とした後、入力電流検出手段14で検出された入力電流の大きさにほぼ比例させた補正電圧に基づいて、補正した後、比較手段7によって第1の電圧検出手段11で検出した電圧と等しくなる点を検出し、これをゼロクロス点として、検出したゼロクロス点に同期させてスイッチング手段6を開閉させる。
直流出力電圧の1/2と第2のコンデンサ4の電圧との差は、重負荷となって電圧リプルが増加するほど大きくなるため、負荷の大きさとほぼ1対1対応する入力電流で補正を行うことで、負荷に応じた補正を行うことができ、ゼロクロス点の推定誤差を小さくすることが可能となる。
(実施の形態4)
図7は、本発明の第4の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図7は、本発明の第4の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図7に示すように、電源装置は、整流回路2の直流出力端からの出力電流を検出する出力電流検出手段15を備えている。
実施の形態3と同様に、第2の電圧検出手段12によって検出される整流回路2の直流出力電圧は、演算手段13によって1/2とされた後、比較手段7によって、第1の電圧検出手段11によって検出される電圧と比較されて、両者が等しくなる時刻を検出し、出力電流手段15で検出された電流値にほぼ比例させた補正時間だけ補正を行ってゼロクロス点を検出し、検出したゼロクロス点に同期させてスイッチング手段6を開閉させる。
以上により、直流出力端からの出力電流が大きくなるほど、直流出力端電圧のリプルは大きくなるため、本実施の形態によって、負荷に応じた補正を行うことができ、ゼロクロス検出の精度を向上させることが可能となる。
なお、補正については、オペアンプなどを用いてアナログ回路的に補正してもよいし、また、図8に示すように、直流出力電力毎にあらかじめ定められた補正時間を記憶する記憶手段20を備え、出力電流検出手段15で得られた出力電流に応じて、記憶手段20を用いて補正時間を決定してもよい。
(実施の形態5)
図9は、本発明の第5の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図9は、本発明の第5の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図9に示すように、電源装置は、負荷へ供給される直流出力電圧を検出する第2の電圧検出手段12と、第2の電圧検出手段12の検出結果に基づいてその電圧リプル量を検出するリプル検出手段16を備える。
本電源装置は、実施の形態3、4と同様に、第2の電圧検出手段12によって検出される整流回路2の直流出力電圧は、演算手段13によって1/2の電圧とされた後、リプル検出手段16で検出した直流出力電圧の電圧リプルの値に応じた補正電圧にて、交流電源1の電源半周期毎に正負交互に補正を行った後、比較手段7にて第1の電圧検出手段によって検出される電圧と等しい電圧となる時刻をゼロクロス点として検出し、得られたゼロクロス点に同期させてスイッチング手段6の開閉タイミングを決定する。
以上により、負荷の大きさにほぼ比例した電圧リプル量によって得られるゼロクロス点
を補正することで、交流電源1のゼロクロス検出の精度をより高くすることができる。
を補正することで、交流電源1のゼロクロス検出の精度をより高くすることができる。
(実施の形態6)
図10は、本発明の第6の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図10は、本発明の第6の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図10に示すように、空気調和機などの機器に用いられる電源装置は、インバータ17をおよびインバータ17によって駆動されるモータ18を負荷とし、さらに、インバータ17を駆動するインバータ制御手段19を備える。
実施の形態3〜5と同様に、第2の電圧検出手段12によって検出される整流回路2の直流出力電圧は、演算手段13によって1/2にされた後、電源電圧1の半周期毎に交互に正負の値をとる補正電圧によって補正される。その後、比較手段7によって第1の電圧検出手段11によって検出される電圧と等しくなる時刻をゼロクロス点として検出し、得られたゼロクロス点に同期させてスイッチング手段6の開閉を行う。
なお、補正電圧は、インバータ17の出力周波数にほぼ比例するような演算に基づいて決定される。
なお、モータ18は直流モータであり、インバータ17の出力周波数は、モータ18の回転数と1対1の関係を有しており、また負荷の大きさは、モータ18の回転数とほぼ1対1対応するため、インバータ17の出力周波数に応じて検出電圧を補正することによって、交流電源1のゼロクロス検出の精度をより高くすることができる。
なお、本実施の形態では、比較手段7の比較対象における直流出力電圧側において電圧にて補正を行ったが、直流出力電圧の1/2となる点としてゼロクロス点を検出し、その後にインバータ17の出力周波数に応じて定められる補正時間によって、ゼロクロス点を補正してもよい。
また、インバータ負荷であるモータ18は、インダクションモータであってもよく、すべりの影響を考慮して、別にモータ18の回転数検出手段を設け、モータ18の回転数に応じてゼロクロス点の補正を行ってもよい。
(実施の形態7)
図11は、本発明の第7の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図11は、本発明の第7の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
図11に示すように、電源装置は、交流電源1から絶縁されていない制御手段21を備えており、整流回路2の双方の交流入力端は、それぞれ抵抗からなる分圧手段22によって分圧された後、制御手段21のA/D変換部(図示せず)に接続されている。
制御手段21は、AD変換部によって、整流回路2の直流出力端の負極端子から見た、整流回路2の双方の交流入力端電位を検出することで、両者の電位が等しくなる時刻を検出する。
さらに、制御手段21は、得られた時刻を交流電源1のゼロクロス点として、このゼロクロス点に同期させて交流電源1の半周期毎にスイッチング手段6を開閉させる。
このように、第7の実施の形態では、交流電源1から絶縁されていない制御手段21を備えることで、コンパレータを用いることなく、交流電源1のゼロクロス点を検出することができる。
また、本実施の形態の電源装置では、電圧比較の際に、制御手段21に備えられたAD変換部を用いたが、コンパレータを用いてシステムを構成した場合においても、制御手段21とコンパレータのグランドが共通であることから、コンパレータの比較結果を直接制御手段21へ接続することができるため、電圧比較から制御手段21までの信号伝達に必要であったフォトカプラを不要とすることができ、より低コストにてゼロクロス点の検出を行うことが可能となる。
以上のように、本発明にかかる電源装置は、交流電源のゼロクロス点を高精度かつ低コスト・低損失にて検出し、出力電圧のばらつきを抑制することが可能となるので、冷蔵庫や洗濯機などの電化製品への用途にも適用できる。
1 交流電源
2 整流回路
3 第1のコンデンサ
4 第2のコンデンサ
5 リアクトル
6 スイッチング手段
7 比較手段
9 負荷
11 第1の電圧検出手段
12 第2の電圧検出手段
13 演算手段
14 入力電流検出手段
15 出力電流検出手段
16 電圧リプル検出手段
17 インバータ
18 モータ
20 記憶手段
21 制御手段
2 整流回路
3 第1のコンデンサ
4 第2のコンデンサ
5 リアクトル
6 スイッチング手段
7 比較手段
9 負荷
11 第1の電圧検出手段
12 第2の電圧検出手段
13 演算手段
14 入力電流検出手段
15 出力電流検出手段
16 電圧リプル検出手段
17 インバータ
18 モータ
20 記憶手段
21 制御手段
Claims (10)
- 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、前記整流回路の一方の交流入力端と直流出力端の正極間に接続された第1のコンデンサと、前記整流回路の交流入力端と直流出力端の負極間に接続された第2のコンデンサと、前記整流回路に直列に接続されたリアクトルと、前記交流電源を前記リアクトルを介して短絡するスイッチング手段とを備え、前記交流電源の半周期に少なくとも1回以上前記スイッチング手段を開閉する電源装置であって、前記第1のコンデンサと前記第2のコンデンサとの中点電位と、前記整流回路の他方の交流入力端の電位とを比較する比較手段を備え、前記交流電源の半周期毎に、前記比較手段によって、前記中点電位と、前記整流回路の他方の交流入力端の電位とが一致する時刻を前記交流電源のゼロクロス点として検出し、前記ゼロクロス点を基準として、前記スイッチング手段を開閉するタイミングを決定することを特徴とする電源装置。
- 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、前記整流回路の一方の交流入力端と直流出力端の正極間に接続された第1のコンデンサと、前記整流回路の交流入力端と直流出力端の負極間に接続された第2のコンデンサと、前記整流回路に直列に接続されたリアクトルと、前記交流電源を前記リアクトルを介して短絡するスイッチング手段とを備え、前記交流電源の半周期に少なくとも1回以上前記スイッチング手段を開閉する電源装置であって、前記整流回路の他方の交流入力端と直流出力端の負極間の電圧を検出する第1の電圧検出手段と、前記整流回路の直流出力端間の電圧を検出する第2の電圧検出手段とを備え、前記交流電源の半周期毎に、前記第1の電圧検出手段によって検出される電圧が、前記第2の電圧検出手段によって検出される電圧の概略1/2となる時刻を前記交流電源のゼロクロス点として検出し、前記ゼロクロス点を基準として、前記スイッチング手段を開閉するタイミングを決定することを特徴とする電源装置。
- ゼロクロス点は、第1の電圧検出手段によって検出される電圧が第2の電圧検出手段によって検出される電圧の1/2となる時刻に対して、所定の補正時間だけ常に同一方向に補正された時刻とすることを特徴とする、請求項2に記載の電源装置。
- ゼロクロス点は、第1の電圧検出手段によって検出される電圧が第2の電圧検出手段によって検出される電圧の1/2に対して所定の補正電圧だけ補正された電圧に等しくなる時刻とすることを第1の特徴とし、前記補正電圧は、前記交流電源の半周期毎に交互に正負の値をとることを第2の特徴とする、請求項2に記載の電源装置。
- 電源装置は、交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段を備え、補正時間または補正電圧は、前記交流電源からの入力電流が大きくなるほど大きく設定されることを特徴とする、請求項3〜4のいずれかに記載の電源装置。
- 電源装置は、負荷へ供給される出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、補正時間または補正電圧は、前記出力電流が大きくなるほど、大きく設定されることを特徴とする、請求項3〜4のいずれかに記載の電源装置。
- 電源装置は、整流回路の直流出力端間の電圧リプルを検出する電圧リプル検出手段を備え、補正時間または補正電圧は、前記電圧リプルが大きくなるほど大きく設定されることを特徴とする、請求項3〜4のいずれかに記載の電源装置。
- 電源装置は、負荷として、インバータおよび前記インバータにて駆動されるモータを有し、補正時間または補正電圧は、前記インバータの出力周波数が高くなるほど大きく設定されることを特徴とする、請求項3〜4のいずれかに記載の電源装置。
- 電源装置は、あらかじめ補正時間または補正電圧を記憶する記憶手段を備えたことを特徴とする、請求項3〜8のいずれかに記載の電源装置。
- 電源装置は、交流電源から絶縁されていない制御手段を備えたことを特徴とする、請求項1〜9のいずれかに記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004276849A JP2006094631A (ja) | 2004-09-24 | 2004-09-24 | 電源装置 |
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JP2006094631A true JP2006094631A (ja) | 2006-04-06 |
Family
ID=36235046
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JP2004276849A Pending JP2006094631A (ja) | 2004-09-24 | 2004-09-24 | 電源装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2006094631A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007300762A (ja) * | 2006-05-02 | 2007-11-15 | Toshiba Kyaria Kk | 直流電源装置 |
CN112886808A (zh) * | 2019-11-29 | 2021-06-01 | 广东美的制冷设备有限公司 | 控制方法、装置、家电设备和计算机可读存储介质 |
-
2004
- 2004-09-24 JP JP2004276849A patent/JP2006094631A/ja active Pending
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