JP7128717B2 - Ｄｃ・ａｃ変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ・ＡＣ変換装置に適用される制御装置に関する。

特許文献１には、ＡＣ・ＤＣ変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。この制御装置は、交流電圧の位相に応じて変化する電流補正値を指令値に加算することで、交流電流の歪みを低減している。具体的には、電流補正値は、リアクトル電流の平均値と指令値との間の乖離幅に基づいて算出される。

特開２０１５－１９８４６０号公報

ところで、ＤＣ・ＡＣ変換装置においても、出力電圧の歪みを改善することにより、交流電源に供給する交流電力の力率を改善することが望まれる。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、ＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置において、出力電流の歪みを低減することができる制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明では、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、入力端子を通じて供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を出力端子に接続された交流電源に供給するＤＣ・ＡＣ変換装置に適用されるＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置に関するものである。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電源の電圧値である交流電圧を取得する交流電圧取得部と、取得された前記リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号を設定するスロープ補償部と、前記スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、取得された前記交流電圧に基づいて生成された正弦波状の電流指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部と、を備えている。前記スロープ補償部は、取得された前記交流電圧に基づいて、前記スロープ補償信号の傾きを設定する。

ピーク電流モード制御を用いるＤＣ・ＡＣ変換装置では、交流電源に供給する交流電力の力率を改善するために、交流電圧に基づいてリアクトルに流れるリアクトル電流の電流指令値を設定する。そのため、交流電圧が０となるゼロクロスタイミング付近において、リアクトル電流を０付近の値とするために、電流指令値が最も小さな値となる。このため、ピーク電流モード制御において、交流電圧のゼロクロスタイミング付近で検出されたリアクトル電流にスイッチングノイズ等のノイズが重畳することにより、リアクトル電流が電流指令値を上回り、駆動スイッチを意図しないタイミングでオフ操作させる誤ターンオフが生じる場合がある。即ち、交流電圧のゼロクロスタイミング付近での駆動スイッチの誤ターンオフが出力電流の歪みを生じさせる要因となる。一方で、リアクトル電流にノイズ等が重畳する場合でも、スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流に対するノイズの割合を低下させることにより、ノイズに対する耐性を高め、ひいては、誤ターンオフを抑制することが可能である。本発明者は、この点に鑑み、交流電圧に基づいてリアクトル電流に加算されるスロープ補償信号の傾きを変更することにより、スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流に対するノイズの割合を低減し、誤ターンオフの発生を抑制することができるとの知見を得た。

本発明の制御装置は、スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する。このとき、制御装置は、リアクトル電流を補償するスロープ補償信号の傾きを、交流電源の電圧を示す交流電圧に基づいて設定する。これにより、ＤＣ・ＡＣ変換装置において、誤ターンオフの発生に起因する出力電流の歪みを低減することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。 本発明の原理を説明する図。 スロープ補償信号を説明する図。 電流補正部を説明する図。 電力変換装置のタイミングチャート。 乖離幅を説明する図。 第１実施形態の変形例に係るスロープ補償信号の傾きを示す図。 第１実施形態の変形例に係るスロープ補償信号の傾きを示す図。 第１実施形態の変形例に係るスロープ補償信号の傾きを示す図。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 第３実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。 第３実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 第４実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換装置（以下、電力変換装置という）について説明する。電力変換装置は、入力端子である直流端子を介して交流電源に接続されており、直流端子を通じて供給される直流電力を交流電力へ変換して交流電源に供給する。

図１に示す電力変換装置１００の第１，第２直流端子ＴＤ１、ＴＤ２には、不図示の直流電源が接続されており、第１，第２交流端子ＴＡ１，ＴＡ２には、交流電源２００が接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源であり、直流電源は、バッテリである。

電力変換装置１００は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路１２と、第１～第６配線ＬＰ１～ＬＰ６とを備えている。

第１直流端子ＴＤ１には、第１配線ＬＰ１の第１端が接続されており、第２直流端子ＴＤ２には第２配線ＬＰ２の第１端が接続されている。第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間には、コンデンサ１６が接続されている。

第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の第２端には、ハーフブリッジ回路１５が接続されている。ハーフブリッジ回路１５は、第５スイッチＳＷ５と、第６スイッチＳＷ６とを備えている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ５のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第６スイッチＳＷ６のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第５スイッチＳＷ５が駆動スイッチに相当する。

ハーフブリッジ回路１５とフルブリッジ回路１２とは、第３配線ＬＰ３及び第４配線ＬＰ４により接続されている。第３配線ＬＰ３の第１端は、第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとの間の第１接続点Ｋ１に接続されている。第３配線ＬＰ３には、リアクトル１３が設けられている。また、第４配線ＬＰ４の第１端は、第６スイッチＳＷ６のソースに接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。

フルブリッジ回路１２は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４を備えている。第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ３のソースと、第４スイッチＳＷ４のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ１のソースと、第２スイッチＳＷ２のドレインとが接続されている。第１，第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３の各ドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第２，第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４の各ソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。

第３スイッチＳＷ３のソースと第４スイッチＳＷ４のドレインとの間の第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との第３接続点Ｋ３は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。

電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。第１電圧センサ３１は、第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の間に接続されており、第１，第２直流端子ＴＤ１，Ｔ２を通じて入力される直流電圧を入力電圧Ｖｄｃとして検出する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。第２電圧センサ３３は、第５，第６配線ＬＰ５，ＬＰ６の間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。

電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０は、第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６を操作する。なお、制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

図２は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６をオン状態又はオフ状態に操作する。制御装置３０は、波形生成部３４、乗算器３５、絶対値算出部３６、加算器３７、電流補正部４０、電流制御部５０、及び極性切替部５５を備えている。本実施形態では、制御装置３０が、電流取得部と、交流電圧取得部とに相当する。

波形生成部３４は、交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎωｔを生成する。基準波形sinωｔは、交流電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値であり、振幅が１であり、交流電圧Ｖａｃと同じ周期で変動する。例えば、本実施形態においては、基準波形ｓｉｎωｔは、Ｖａｃと同位相となる。波形生成部３４は、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが０となる点を、ゼロクロスタイミングとして検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロスタイミングから次のゼロクロスタイミングまで変化する期間を、交流電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）として設定する。

乗算器３５は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と基準波形ｓｉｎωｔとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値である。絶対値算出部３６は、乗算器３５からの出力値の絶対値を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、補正前指令電流ＩＬ＊が電流指令値に相当する。波形生成部３４と、乗算器３５と、絶対値算出部３６とが指令値設定部に相当する。

電流補正部４０は、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制すべく、補正前指令電流ＩＬ＊に対する補正に用いる電流補正値Ｉｃを設定する。電流補正部４０の具体的な構成は後述する。加算器３７は、補正前指令電流ＩＬ＊に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を補正後指令電流ＩＬａ＊として設定する。

電流制御部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、補正後指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第５スイッチＳＷ５を操作する第５ゲート信号ＧＳ５と、第６スイッチＳＷ６を操作する第６ゲート信号ＧＳ６とを生成する。本実施形態では、電流制御部５０は、周知のピーク電流モード制御により、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６を生成する。

電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部６０と、を備えている。補正後指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された補正後指令電流ＩＬａ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された補正後指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒとスロープ補償部６０により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償したリアクトル電流ＩＬｒを出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、補正後指令電流ＩＬａ＊とリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、リアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、リアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号の１周期が第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６の１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、第５スイッチＳＷ５のゲートに接続されている。Ｑ端子から第５スイッチＳＷ５のゲートに出力される信号が、第５ゲート信号ＧＳ５となる。また、ＲＳフリップフロップ３５７の出力端子は、反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに接続されている。Ｑ端子から反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６ゲート信号ＧＳ６となる。第６ゲート信号ＧＳ６は、第５ゲート信号ＧＳ５を反転させた値となる。

極性切替部５５は、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、出力信号を反転させる。極性切替部５５は、交流電圧Ｖａｃの極性を正の極性と判定した場合に、出力端子からの出力信号をハイ状態とする。一方、極性切替部５５は、交流電圧Ｖａｃの極性を負の極性と判定した場合に、出力端子からの出力信号をロー状態とする。

極性切替部５５の出力端子は、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の各ゲートに接続されている。極性切替部５５の出力端子から第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の各ゲートに出力される信号が、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４となる。また、極性切替部５５の出力端子は、反転器３５９を介して、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の各ゲートに接続されている。極性切替部５５の出力端子から反転器３５９を介して第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の各ゲートに出力される信号が、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３となる。第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を反転させた値となる。

次に、電力変換装置１００の動作を説明する。図３は、電力変換装置１００のタイミングチャートである。図３（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び入力電圧Ｖｄｃの推移を示している。図３（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４、及び第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を反転させた値の推移を示し、図３（ｃ）は、第５ゲート信号ＧＳ５及び第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた値の推移を示す。図３（ｄ）は、補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示し、図３（ｅ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図３（ｆ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。

交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態となることで、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態となる。第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がロー状態となることで、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態となる。この第１期間Ｐ１において、第５ゲート信号ＧＳ５がオフ状態となり、第６ゲート信号ＧＳ６がオン状態となることで、リアクトル１３、第１スイッチＳＷ１、第４スイッチＳＷ４及び第６スイッチＳＷ６を含む閉回路が形成される。この閉回路内において、第１交流端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流端子ＴＡ２の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。このとき、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒは、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン期間Ｔｏｎの比を示すデューティ比Ｄ（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）に応じた値となる。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がロー状態となることで、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態となる。第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態となることで、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態となる。この第２期間Ｐ２においても、リアクトル１３には、第５スイッチＳＷ５のデューティ比Ｄに応じたリアクトル電流ＩＬｒが流れる。

制御装置３０は、交流電源２００に供給する交流電力の力率を改善するために、交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎωｔに振幅指令値Ｉａ＊を乗算した値を補正前指令電流ＩＬ＊として設定している。そのため、補正前指令電流ＩＬ＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される波形となっている。図３では、補正前指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃから交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄに推移するに従い電流が増加する。また、補正前指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄからゼロクロスタイミングｔｃ，ｔｅに推移するに従い電流が減少する。ピークタイミングは、交流電圧Ｖａｃの１周期において、交流電圧Ｖａｃが正の最大値又は負の最大値を取るタイミングである。

リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、補正前指令電流ＩＬ＊と同様、ゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃ，ｔｅにおいて０付近の値を取るように正の半波状に推移する。このため、ピーク電流モード制御において、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃ，ｔｅ付近で検出されたリアクトル電流ＩＬｒにスイッチングノイズ等のノイズが重畳することにより、補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊を上回り、意図したタイミングと異なるタイミングで第５スイッチＳＷ５をオフ操作させる誤ターンオフが生じる場合がある。図４では、誤ターンオフにより、１スイッチング周期Ｔｓｗでの実際のオン期間Ｔｏｎ１が、補正後指令電流ＩＬａ＊により意図するオン期間Ｔｏｎ２よりも短くなっている。オン期間Ｔｏｎの意図しない短縮は、出力電流Ｉａｃの過度の変化を生じさせるため、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング付近での第５スイッチＳＷ５の誤ターンオフが出力電流Ｉａｃの歪みを生じさせる要因となる。

一方で、リアクトル電流ＩＬｒにノイズ等が重畳する場合でも、補償後のリアクトル電流ＩＬｒに対するノイズの割合であるＳ・Ｎ比を低下させることができれば、ノイズに対する耐性を高め、ひいては誤ターンオフの発生を抑制することが可能である。本実施形態では、この点に鑑み、交流電圧Ｖａｃに基づいてリアクトル電流ＩＬｒに加算されるスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの単位時間当たりの上昇速度を示す傾きｍｓを変更することにより、リアクトル電流ＩＬｒに対するノイズの割合を低下させ、誤ターンオフの発生を抑制する。

具体的には、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒに対するノイズの割合が高くなり易いゼロクロスタイミング付近において、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを最大値とする。これにより、補償後のリアクトル電流ＩＬｒに対するノイズの割合を低下させることにより、ノイズに対する耐性を高めることが可能となり、誤ターンオフの発生を抑制することができる。

次に、スロープ補償部６０について説明する。スロープ補償部６０は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを設定する。図５は、交流電圧Ｖａｃと、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとの関係を説明する図である。図５に示す交流電圧Ｖａｃは、ｔ０，ｔ８が，交流電圧Ｖａｃが負の値から正の値に切り替わるゼロアップクロス点であり、ｔ４が、交流電圧Ｖａｃが正の値から負の値に切り替わるゼロダウンクロス点である。ｔ２，ｔ６が、交流電圧Ｖａｃにおける正負それぞれのピークタイミングである。

スロープ補償部６０は、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２のそれぞれにおいて、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔ０，ｔ４，ｔ８で最大値となるように設定する。リアクトル電流ＩＬｒにノイズが重畳してから、このノイズが収束するまでにある程度の期間を伴う。そこで、本実施形態では、スロープ補償部６０は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ０－ｔ１，ｔ３－ｔ５，ｔ７－ｔ８）において、傾きｍｓが最大値となるように設定している。

交流電圧Ｖａｃのピーク値では、リアクトル電流ＩＬｒが最も大きな値となるため、ピークタイミングにおいてリアクトル電流ＩＬｒにノイズが重畳してもＳ・Ｎ比は低い値となる。スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅが過剰となると、かえって補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊を上回り易くなるため、誤ターンオフを生じさせ易くなる。そこで、本実施形態では、スロープ補償部６０は、傾きｍｓを交流電圧Ｖａｃの正負それぞれのピークタイミングｔ２，ｔ６を含む期間で最小値となるように設定している。スロープ補償部６０は、傾きｍｓが最大値となる期間から最小値となる期間までの間では、交流電圧Ｖａｃの増加に応じて傾きｍｓを直線状に低下させる。また、傾きｍｓが最小値となる期間から最大値となる期間までの間では、交流電圧Ｖａｃの低下に応じて傾きｍｓを直線状に増加させている。

交流電圧Ｖａｃの絶対値を定める振幅指令値Ｉａ＊に応じて、補正前指令電流ＩＬ＊を変更する構成では、振幅指令値Ｉａ＊が小さいほど、補正前指令電流ＩＬ＊が小さくなる。このため、振幅指令値Ｉａ＊が小さいほど、リアクトル電流ＩＬｒが小さくなるため、リアクトル電流ＩＬｒに対するノイズの割合が大きくなることが想定される。そこで、スロープ補償部６０は、振幅指令値Ｉａ＊が小さいほど、傾きｍｓを大きくしている。本実施形態では、スロープ補償部６０は、振幅指令値Ｉａ＊が小さいほど、傾きｍｓの最大値及び最小値が大きな値となるよう傾きｍｓを設定する。

例えば、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、振幅指令値Ｉａ＊と、傾きｍｓとの関係を示すスロープ量マップを記憶部に記憶している。スロープ補償部６０は、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗに同期させて、各値Ｖａｃ，Ｉａ＊に応じた傾きｍｓを、スロープ量マップから読み出す。

次に、本実施形態に係る電流補正部４０の構成について図６を用いて説明する。直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正前指令電流ＩＬ＊と、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。ここで、乖離幅Δｉは、出力電流Ｉａｃの歪みの要因となる。乖離幅Δｉは、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた下記式（１）を用いて演算することができる。

なお、上記式（１）の導出方法については後述する。

上記式（１）により、入力電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃが０となるゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、交流電圧Ｖａｃが最大となるピークタイミングにおいて最大値を取る。そのため、上記式（１）により算出される乖離幅Δｉに応じて、電流補正値Ｉｃを算出することが考えられる。しかし、ピーク電流モード制御では、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが大きくなるほど、補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊に達するまでの時間が短くなり、第５スイッチＳＷ５のデューティ比Ｄが小さな値となる。そのため、傾きｍｓの変更と、電流補正値Ｉｃとを併用することにより、かえって誤ターンオフが生じ易くなることが懸念される。そこで、本実施形態では、電流補正部４０は、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが大きくなるほど、電流補正値Ｉｃが大きくなるように設定している。

図６に示す電流補正部４０は、実効値算出部４１と、係数設定部４２と、基準補正値算出部４３と、乗算器４４と、を備えている。例えば、実効値算出部４１は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出する。

基準補正値算出部４３は、実効値算出部４１により算出された実効値Ｖｒｍｓに基づいて、電流補正値Ｉｃの基準補正値Ｉｈを設定する。基準補正値Ｉｈは、１スイッチング周期Ｔｓｗ内の電流補正値Ｉｃの基準となる値であり、上記式（１）で示される乖離幅Δｉに応じた値である。基準補正値Ｉｈは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、ピークタイミングにおいて極大値を取る正の半波状に設定される。本実施形態では、基準補正値Ｉｈは、ゼロクロスタイミングにおいて０に定められているが、これに限定されず、ゼロクロスタイミングにおいて０より大きい値に定められていても良い。基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓと、交流電圧Ｖａｃと、入力電圧Ｖｄｃとの組合せに応じた基準補正値Ｉｈを記録した基準補正値マップを備えている。各基準補正値マップは、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、基準補正値Ｉｈの最大値が小さな値となるようにその値が定められている。

係数設定部４２は、交流電圧Ｖａｃ、振幅指令値Ｉａ＊及び傾きｍｓに基づいて、基準補正値Ｉｈに乗算する補正係数βを設定する。補正係数βは、０より大きく、１以下の値としている。例えば、係数設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が閾値ＴＨ１より小さい場合、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど補正係数βを大きな値に設定し、閾値ＴＨ１以上の場合、補正係数βを所定値とする。また、本実施形態では、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが大きくなるほど、電流補正値Ｉｃを大きな値に設定するため、係数設定部４２は、傾きｍｓが大きくなるほど、補正係数βを大きな値に設定する。

乗算器４４は、基準補正値算出部４３により設定された基準補正値Ｉｈに、係数設定部４２により設定された補正係数βを乗算した値を電流補正値Ｉｃに設定する。これにより、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが大きくなるほど、補正係数βが大きな値となるため、電流補正値Ｉｃが大きな値に設定される。

次に、電力変換装置１００の動作を、図７を用いて説明する。図７（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び入力電圧Ｖｄｃの推移を示し、図７（ｂ）は、第５ゲート信号ＧＳ及び第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた値の推移を示す。図７（ｃ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示し、図７（ｄ）は、補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図７（ｅ）は、傾きｍｓの推移を示し、図７（ｆ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図７（ｇ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。

交流電圧Ｖａｃが正の値となる第１期間Ｐ１（ｔ１１－ｔ１５）において、リアクトル電流ＩＬｒの平均値ａｖｅと、交流電圧Ｖａｃとの位相差を小さくすべく、ゼロクロスタイミング（ｔ１１，ｔ１５）付近での第５ゲート信号ＧＳ５のデューティ比Ｄ（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）が小さな値に設定される。第１期間Ｐ１では、ゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ１１－ｔ１２，ｔ１４－ｔ１５）においてスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが最大値となる。これにより、補償後の補正前指令電流ＩＬ＊に対する、ノイズの比率（Ｓ・Ｎ比）が、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを固定値とする場合よりも高くなる。

また、補正前指令電流ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの乖離幅に応じて、電流補正値Ｉｃがゼロクロスタイミングで最小値となる正の半波状に設定される。このとき、ゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ１１－ｔ１２，ｔ１４－ｔ１５）では、傾きｍｓが最大値となるため、電流補正値Ｉｃの変化度合が他の期間（ｔ１２－ｔ１３、ｔ１３－ｔ１４）よりも大きくなる。これにより、第５ゲート信号ＧＳ５のデューティ比は、補正前指令電流ＩＬ＊に応じた値に調整される。

交流電圧Ｖａｃが負の値となる第２期間Ｐ２（ｔ１５－ｔ１９）においても、ゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ１５－ｔ１６，ｔ１８－ｔ１９）において傾きｍｓが最大値に設定される。これにより、補償後の補正前指令電流ＩＬ＊に対する、ノイズの比率（Ｓ・Ｎ比）が、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを固定値とする場合よりも高くなる。また、ゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ１５－ｔ１６，ｔ１８－ｔ１９）では、傾きｍｓが最大値となるため、電流補正値Ｉｃの増加度合が他の期間（ｔ１６－ｔ１７、ｔ１７－ｔ１８）よりも大きくなっている。これにより、第５ゲート信号ＧＳ５のデューティ比Ｄは、補正後指令電流ＩＬａ＊に応じた値となる。

上述した第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２における、傾きｍｓの変化により、ゼロクロスタイミング付近での第５スイッチＳＷ５の誤ターンオフが抑制される。これにより、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅ及び出力電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

次に、基準補正値マップの作成方法について図８を用いて説明する。

本実施形態では、乖離幅Δｉを、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた値としている。なお、図８において、Ｄは、第５スイッチＳＷ５におけるオン期間のデューティ比を示す。

図８より、乖離幅Δｉは、オン期間（＝Ｄ×Ｔｓｗ）でのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅに、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬの半分の値（ΔＩＬ／２）を加えたものとみなすことができる。そのため、乖離幅Δｉは、下記数式（１）により算出される。

Δｉ＝ＩＬ＊－Ｉａｖｅ＝Δｓｌｏｐｅ＋ΔＩＬ／２ … （２）
また、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬは、リアクトル１３の両端に生じる電圧と、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いて、下記式（３）により算出することができる。

また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅは、下記式（４）により算出することができる。
Δｓｌｏｐｅ ＝ ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （４）
例えば、乖離幅Δｉを算出する際のスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、傾きｍｓの平均値を用いればよい。

第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比Ｄは、交流電圧ａｃの実効値Ｖｒｍｓを用いて、下記式（５）により算出することができる。

上記式（２）～（５）により乖離幅Δｉは上記式（１）として算出される。本実施形態では、上記式（１）で示される乖離幅Δｉを用いて、基準補正値Ｉｈを算出する。例えば、乖離幅Δｉに算出係数αを乗算した値を、基準補正値Ｉｈとして用いることができる。なお、算出係数αは、０より大きく、１以下の値とすることができる。そして、算出した各基準補正値Ｉｈを、実効値Ｖｒｍｓ毎に記録することで、基準補正値マップを作成することができる。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。

・制御装置３０は、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅが加算されたリアクトル電流ＩＬｒを交流電圧Ｖａｃに基づいて生成された正弦波状の補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第５スイッチＳＷ５を操作する。このとき、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを設定する。これにより、ゼロクロスタイミング付近での第５スイッチＳＷ５の誤ターンオフが抑制され、出力電流Ｉａｃの歪みを低減することができる。更には、電力変換装置１００から交流電源２００に供給される交流電力の力率の低下を抑制することができる。

・制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングにおいて、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが最小値を取るように傾きｍｓを設定する。これにより、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを可変させることに伴う悪影響を低減し、出力電流Ｉａｃの歪みを好適に抑制することができる。

・制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が小さいほど、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを大きくする。これにより、電力変換装置１００が出力電圧を可変する場合でも、出力電流Ｉａｃの歪みを好適に抑制することができる。

・制御装置３０は、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗに同期させて、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを変更する。これにより、制御装置３０の演算負荷を低減することができる。

・制御装置３０は、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓに基づいて、補正前指令電流ＩＬ＊の補正に用いる電流補正値Ｉｃを変更する。これにより、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓの変更と、補正前指令電流ＩＬ＊に対する補正とを好適に併用することができるため、出力電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。

＜第１実施形態の変形例＞
スロープ補償部６０が設定するスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、傾きｍｓが交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングにおいて最大値を取るものであればよい。

図９～図１１は、本実施形態に係るスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを説明する図である。いずれのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅも、傾きｍｓは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングで最大値を取り、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングで最小値を取っている。

図９では、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで、下に凸状となる折れ線状に変化している。そのため、傾きｍｓは、最大値と最小値との間が直線状に変化している。図１０では、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで、下に凸状となる円弧状に変化している。そのため、傾きｍｓは、最大値と最小値との間が曲線状に変化している。図１１では、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで、下に凸状となる階段状に変化している。

以上説明した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制するために、電流補正値Ｉｃにより補正前指令電流ＩＬ＊を補正することに換えて、電流補正値Ｉｃによりリアクトル電流ＩＬｒを補正する。

図１２は、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。本実施形態では、リアクトル電流ＩＬｒを検出する電流センサ３２を、第５スイッチＳＷ５のソースと第６スイッチＳＷ６のドレインとを結ぶ第１接続点Ｋ１よりも第５スイッチＳＷ５のソース側に設けている。この場合、制御装置３０は、第５スイッチＳＷ５に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして取得する。

図１３は、本実施形態に係る制御装置３０のブロック構成図である。電流補正部４０は、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓに基づいて、リアクトル電流ＩＬｒの補正に用いる電流補正値Ｉｃを変更する。本実施形態において、電流補正部４０が設定する電流補正値Ｉｃは、第１実施形態と同様のものを用いることができる。本実施形態では、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算する減算器５３を備えている。そのため、リアクトル電流ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算した値が、加算器３５３に入力される。加算器３５３は、電流補正値Ｉｃが減算されたリアクトル電流ＩＬｒに、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを加算し、補償後のリアクトル電流ＩＬｒを出力する。

制御装置３０に入力された補正前指令電流ＩＬ＊は、そのままＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１によりアナログ値に変換された補正前指令電流ＩＬ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。コンパレータ３５２は、補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正前指令電流ＩＬａより小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正前指令電流ＩＬ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。

以上説明した本実施形態においても第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第３実施形態＞
本実施形態では、第１実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。

図１４は、本実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７０とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７０とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。

フルブリッジ回路７０は、第１～第４スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４を備えている。第１～第４スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４は、第１実施形態のフルブリッジ回路１２が備える第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４と回路構成が同じであるため、説明を省略する。

第３スイッチＳＷ１３のソースと、第４スイッチＳＷ１４のドレインとの間には、第１電流センサ６１が設けられている。第１電流センサ６１は、第１，第４スイッチＳＷ１１，ＳＷ１４に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第１スイッチＳＷ１１のソースと、第２スイッチＳＷ１２のドレインとの間には、第２電流センサ６２が設けられている。第２電流センサ６２は、第２，第３スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。

図１５は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、電力変換装置１００を制御する。

制御装置３０は、電流補正部４０により出力される電流補正値Ｉｃを、第１，第２リアクトル電流ＩＬ１ｒ，ＩＬ２ｒから減算する減算器５３と、第１電流制御部５１と、第２電流制御部５２とを備えている。第１電流制御部５１は、電流補正値Ｉｃが減算された第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部５２は、電流補正値Ｉｃが減算された第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第１，第２電流制御部５１，５２の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。

第１電流制御部５１の出力は、第１ＡＮＤ回路３８２の一方の入力端子に接続されており、第２電流制御部５２の出力は、第２ＡＮＤ回路３８３の一方の入力端子に接続されている。極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の他方の入力端子と、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子は、第１ＡＮＤ回路３８２の他方の入力端子に接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部５１のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第４スイッチＳＷ１４のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から第４スイッチＳＷ１４のゲートに出力される信号が、第４ゲート信号ＧＳ４となる。また、第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、反転器３６１を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から反転器３６１を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに出力される信号が、第３ゲート信号ＧＳ３となる。第３ゲート信号ＧＳ３は、第４ゲート信号ＧＳ４を反転させたものとなる。

第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部５２のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第２スイッチＳＷ１２のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から第２スイッチＳＷ１２のゲートに出力される信号が、第２ゲート信号ＧＳ２となる。また、第２ＡＮＤ回路３８３の出力端子は、反転器３６２を介して第１スイッチＳＷ１１のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から反転器３６２を介して第１スイッチＳＷ１１のゲートに出力される信号が、第１ゲート信号ＧＳ１となる。第１ゲート信号ＧＳ１は、第２ゲート信号ＧＳ２を反転させたものとなる。

第１ＡＮＤ回路３８２に、ハイ状態の極性切替部５５の出力信号とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第１ＡＮＤ回路３８２は、ハイ状態の第４ゲート信号ＧＳ４を出力し、ロー状態の第３ゲート信号ＧＳ３を出力する。また、第２ＡＮＤ回路３８３に、ハイ状態の極性切替部５５の出力信号とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第２ＡＮＤ回路３８３は、ハイ状態の第２ゲート信号ＧＳ２と、ロー状態の第１ゲート信号ＧＳ１を出力する。

図１６は、本実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１６（ａ）は、入力電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図１６（ｂ）は第１ゲート信号ＧＳ１の推移を示し、図１６（ｃ）は第２ゲート信号ＧＳ２の推移を示す。図１６（ｄ）は第３ゲート信号ＧＳ３の推移を示し、図１６（ｅ）は第４ゲート信号ＧＳ４の推移を示す。図１６（ｆ）は補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示し、図１６（ｇ）はスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓを示す。図１６（ｈ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１６（ｉ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。

交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１ゲート信号ＧＳ１がハイ状態となることで第１スイッチＳＷ１１がオン状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２がロー状態となることで第２スイッチＳＷ１２がオフ状態となる。第１期間Ｐ１では、第１，第２電流制御部５１，５２が実施するピーク電流モード制御により、第３，４ゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４がハイ状態又はロー状態に変更される。これにより、第３，第４スイッチＳＷ１３，ＳＷ１４が操作され、第１交流端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流端子ＴＡ２の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、フルブリッジ回路７０では、第３ゲート信号ＧＳ３がハイ状態となることで第３スイッチＳＷ１３がオン状態となり、第４ゲート信号ＧＳ４がロー状態となることで第４スイッチＳＷ１４がオフ状態となる。第２期間Ｐ２では、第１，第２電流制御部５２が実施するピーク電流モード制御により、第１，２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２がハイ状態又はロー状態に変更される。これにより、第２交流端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流端子ＴＡ１の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。

本実施形態においても、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ２１－ｔ２２，ｔ２４－ｔ２５，ｔ２５－ｔ２６，ｔ２８－ｔ２９）において傾きｍｓが最大値となる。これにより、補償後の指令電流ＩＬ＊に対する、ノイズの比率（Ｓ・Ｎ比）が、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを固定値とする場合よりも高くなる。

以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。

＜第３実施形態の変形例１＞
第１電流センサ６１が、第１スイッチＳＷ１１のドレイン側に設けられていてもよい。第２電流センサ６２が、第２スイッチＳＷ１２のドレイン側に設けられていてもよい。

＜第３実施形態の変形例２＞
図１７は、第３実施形態の変形例に係る電力変換装置１００の構成図である。本実施形態では、第１電流センサ６１が、第１スイッチＳＷ１１のドレイン側に設けられている。第２電流センサ６２が、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２間のソースとドレインとを接続する配線において、第５接続点Ｋ５よりも第２スイッチＳＷ１２側に設けられている。

図１８は、第３実施形態の変形例に係る制御装置３０の機能ブロック図である。本変形例においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、電力変換装置１００を制御する。

第１電流制御部５１には、減算器５３により電流補正値Ｉｃが減算された第２リアクトル電流ＩＬ２ｒが入力される。また、第２電流制御部５２には、減算器５３により電流補正値Ｉｃが減算された第１リアクトル電流ＩＬ１ｒが入力される。

極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の入力端子と、第４スイッチＳＷ１４のゲートと、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子側は、第１ＡＮＤ回路３８２の入力端子と第３スイッチＳＷ１３のゲートとに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部５１のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第２スイッチＳＷ１２のゲートに接続されている。

第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部５２のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第１スイッチＳＷ１１のゲートに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２から第２スイッチＳＷ１２のゲートに出力される信号が第２ゲート信号ＧＳ２となる。第２ＡＮＤ回路３８３から第１スイッチＳＷ１１のゲートに出力される信号が第１ゲート信号ＧＳ１となる。極性切替部５５から反転器３６０を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに出力される信号が第３ゲート信号ＧＳ３となる。極性切替部５５から第４スイッチＳＷ１４のゲートに出力される信号が第４ゲート信号ＧＳ４となる。

交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、極性切替部５５からの出力信号がハイ状態となることで、第４ゲート信号ＧＳ４がハイ状態となり、第３ゲート信号ＧＳ３がロー状態となる。また、第１期間Ｐ１では、第１，第２電流制御部５１，５２は、ピーク電流モード制御により第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２をハイ状態又はロー状態に変化させて、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を操作する。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、極性切替部５５からの出力信号がロー状態となることで、第４ゲート信号ＧＳ４がロー状態となり、第３ゲート信号ＧＳ３がハイ状態となる。また、第２期間Ｐ２では、第１，第２電流制御部５１，５２は、ピーク電流モード制御により第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２をハイ状態又はロー状態に変化させて、第１，第２スイッチＳＷ１１，１２を操作する。

本実施形態においても、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを含む所定期間においてスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓが最大値に設定される。これにより、補償後の指令電流ＩＬ＊に対する、ノイズの比率（Ｓ・Ｎ比）が、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを固定値とする場合よりも高くなる。

以上説明した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第３実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

図１９は、実施形態に係る電力変換装置１００の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置１００では、第１，第２交流端子ＴＡ１，ＴＡ２と、フルブリッジ回路７０との間に、第５スイッチＳＷ１５と、第６スイッチＳＷ１６とが接続されている。具体的には、第５スイッチＳＷ１５のソースに、第６スイッチＳＷ１６のドレインが接続されている。また、第５スイッチＳＷ１５のドレインが、第５配線ＬＰ５のうち、リアクトル１３よりもフルブリッジ回路７０側に接続され、第６スイッチＳＷ１６のドレインが第６配線ＬＰ６に接続されている。

第５，第６スイッチＳＷ１５，ＳＷ１６それぞれは、電圧駆動型の半導体スイッチであり、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

図２０は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、電力変換装置１００を制御する。

極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の入力端子と、第５スイッチＳＷ１５のゲートと、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子側は、第１ＡＮＤ回路３８２の入力端子と第６スイッチＳＷ１６のゲートとに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第１，第４スイッチＳＷ１１，ＳＷ１４のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第２，第３スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３のゲートに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２から第１スイッチＳＷ１１のゲートに出力される信号が第１ゲート信号ＧＳ１となり、第４スイッチＳＷ１４のゲートに出力される信号が第４ゲート信号ＧＳ４となる。第２ＡＮＤ回路３８３から第２スイッチＳＷ１２のゲートに出力される信号が第２ゲート信号ＧＳ２となり、第３スイッチＳＷ１３のゲートに出力される信号が第３ゲート信号ＧＳ３となる。極性切替部５５から第５スイッチＳＷ１５のゲートに出力される信号が第５ゲート信号ＧＳ５となる。極性切替部５５から反転器３６０を介して第６スイッチＳＷ１６のゲートに出力される信号が第６ゲート信号ＧＳ６となる。

図２１は、本実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図２１（ａ）は入力電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図２１（ｂ）は第１，第４ゲート信号ＧＳ１１，ＧＳ１４の推移を示し、図２１（ｃ）は第２，第３ゲート信号ＧＳ１２，ＧＳ１３の推移を示す。図２１（ｄ）は第５ゲート信号ＧＳ５の推移を示し、図２１（ｅ）は第６ゲート信号ＧＳ６の推移を示す。図１８（ｆ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図２１（ｇ）はスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓの推移を示す。図２１（ｈ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図２１（ｉ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。

交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第６ゲート信号ＧＳ６がハイ状態となることで第６スイッチＳＷ１６がオン状態となり、第５ゲート信号ＧＳ５がロー状態となることで第５スイッチＳＷ１５がオフ状態となる。第１期間Ｐ１では、第１電流制御部５１が実施するピーク電流モード制御により、第１，４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態又はロー状態に変化する。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第５ゲート信号ＧＳ５がハイ状態となることで第５スイッチＳＷ１５がオン状態となり、第６ゲート信号ＧＳ６がロー状態となることで第６スイッチＳＷ１６がオフ状態となる。第２期間Ｐ２では、第２電流制御部５２が実施するピーク電流モード制御により、第２，３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態又はロー状態に変化する。

本実施形態においても、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを含む所定期間（ｔ３１－ｔ３２，ｔ３４－ｔ３６，ｔ３８－ｔ３９）において傾きｍｓが最大値となる。これにより、補償後の指令電流ＩＬ＊に対する、ノイズの比率（Ｓ・Ｎ比）が、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを固定値とする場合よりも高くなる。

以上説明した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜その他の実施形態＞
・制御装置３０は、指令電流ＩＬ＊及びリアクトル電流ＩＬｒを電流補正値Ｉｃにより補正しない構成としてもよい。

・フルブリッジ回路を、４つのＩＧＢＴを用いた回路により構成してもよい。

１３…リアクトル、３０…制御装置、５０…電流制御部、６０…スロープ補償部、２００…交流電源。

Claims (7)

1. リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ１～ＳＷ６）とを有し、入力端子（ＴＤ１，ＴＤ２）を通じて供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を出力端子（ＴＡ１，ＴＡ２）に接続された交流電源に供給するＤＣ・ＡＣ変換装置（１００）に適用されるＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置（３０）であって、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
   前記交流電源の電圧値である交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
   取得された前記リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号を設定するスロープ補償部（６０）と、
   前記スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、取得された前記交流電圧に基づいて生成された正弦波状の電流指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部（５０～５２）と、を備え、
   前記スロープ補償部は、取得された前記交流電圧に基づいて、前記スロープ補償信号の傾きを設定するＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
2. 前記スロープ補償部は、取得された前記交流電圧の１周期のうち該交流電圧のゼロクロスタイミングにおいて前記スロープ補償信号の傾きが最大値を取るように前記スロープ補償信号の傾きを設定する請求項１に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
3. 前記スロープ補償部は、取得された前記交流電圧の１周期のうち該交流電圧のピークタイミングにおいて前記スロープ補償信号の傾きが最小値を取るように前記スロープ補償信号の傾きを設定する請求項２に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
4. 取得された前記交流電圧の絶対値が小さいほど、前記電流指令値のピーク値を小さく設定する指令値設定部（３４，３５，３６）を備え、
   前記スロープ補償部は、取得された前記交流電圧の絶対値が小さいほど、前記スロープ補償信号の傾きを大きくする請求項１～３のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
5. 前記スロープ補償部は、前記駆動スイッチの１スイッチング周期に同期させて、前記スロープ補償信号の傾きを変更する請求項１～４のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
6. 前記ピーク電流モード制御に用いられる前記リアクトル電流又は前記電流指令値を補正する補正部（４０）を備え、
   前記補正部は、前記スロープ補償信号の傾きに基づいて、前記リアクトル電流又は前記電流指令値の補正に用いられる補正値を変更する請求項１～５のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
7. 前記電流制御部は、前記ピーク電流モードにおいて、前記スロープ補償信号が加算された前記リアクトル電流が前記電流指令値以下の期間では、前記駆動スイッチをオン操作し、前記スロープ補償信号が加算された前記リアクトル電流が前記電流指令値を上回る期間では、前記駆動スイッチをオフ操作する請求項１～６のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。

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