JP6497297B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

入力側に接続された直流電源から供給される電力をトランスを介して出力するものとして、特許文献１記載の電源制御装置が有る。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。

特開２００７−２９５６９９号公報

特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備えるものである場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。

ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。一方で、チョークコイルの電流を減少させるべくスイッチング素子のＯＦＦ操作を行えば、アバランシェ電流により逆起電力が生じ、スイッチング素子の劣化や破損が生ずるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、回路を構成するスイッチング素子の劣化や破損の抑制しつつ、電力の供給効率を向上させることが可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明は、直流電源が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル及び第２コイルからなるトランス、及びスイッチング素子を備える電力変換回路を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイルと、前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側へ励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイルと、前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子と、を備える。

上記構成により、直流電源からの電力の供給を遮断する期間を含むように制御を行う場合において、回路中に生ずるアバランシェ電流は、補助コイルを介して出力側へと供給されることとなる。そのため、アバランシェ電流による入力側回路の劣化や損傷を抑制することができる。さらに、入力側回路に残存する電力を出力側へ供給することができる。したがって、入力側回路の劣化や損傷を抑制しつつ、出力側への電力の供給効率をより向上させることができる。

電力変換装置の回路図である。 第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第１モードにおける電流経路を示す図である。 第１モードにおける制御の推移を説明する図である。 第２モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第２モードにおける電流経路を示す図である。 第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第３モードにおける電流経路を示す図である。 制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 第２実施形態での第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第２実施形態における制御部が実行する処理を示す制御ブロック図である。 第３実施形態における電力変換装置の回路図である。 第３実施形態での第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第３実施形態での第２モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第３実施形態での第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第４実施形態における電力変換装置の回路図である。 第４実施形態での第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第４実施形態での第２モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第４実施形態での第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第５実施形態での第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第５実施形態における制御部が実行する処理を示す制御ブロック図である。 第６実施形態における制御部が実行する処理を示す制御ブロック図である。 第７実施形態での第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 電力変換装置の別の例を示す図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。 第１モードの制御の別の例を示す図である。 第２モードの制御の別の例を示す図である。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が１２Ｖである鉛バッテリ等の二次電池と、公称電圧が数百Ｖであるリチウムイオンバッテリ等の高電圧蓄電池とを備えるハイブリッドカーに搭載されるものである。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、電力変換回路１０を介して入力側に接続される直流電源である二次電池１００の電力を、出力側へと供給するものである。

電力変換回路１０は、トランスＴｒ１１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第６スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を備えている。トランスＴｒ１１は、互いに磁気的に結合した第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２とにより構成され、第１コイルＬ１１は、センタータップを有している。第２コイルＬ１２の巻数は、第１コイルＬ１１の巻数のＮ／２倍である。すなわち、第２コイルＬ１２の巻数が、第１コイルＬ１１のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数のＮ倍となっている。

第１コイルＬ１１の両端は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｑ１１のドレイン、第２スイッチング素子Ｑ１２のドレインに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとが接続されている。

二次電池１００は、チョークコイルＬ１３を介して電力変換回路１０と接続されている。具体的には、チョークコイルＬ１３の一端が二次電池１００の正極に接続され、チョークコイルＬ１３の他端が、第１コイルＬ１１のセンタータップに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。また、二次電池１００には、コンデンサ１０１が並列接続されている。

第２コイルＬ１２の端部の一方は、第３スイッチング素子Ｑ１３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ１４のドレインに接続されている。第２コイルＬ１２の端部の他方は、第５スイッチング素子Ｑ１５のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のドレインに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ１３のドレイン及び第５スイッチング素子Ｑ１５のドレインは、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ１４のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のソースは、負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。

電力変換装置は、さらに、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を備えている。これらチョークコイルＬ１３と補助コイルＬ１４により、フライバックトランスとして機能する第２トランスＴｒ１２を構成している。補助コイルＬ１４は、電力変換回路１０に対して並列接続され、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂに接続されている。

この補助コイルＬ１４は、チョークコイルＬ１３に二次電池１００の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、出力側の回路の負極側から正極側へ励磁電流が流れる方向に巻かれている。この補助コイルＬ１４とチョークコイルＬ１３との巻数比は、Ｎ：１である。加えて、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側には、ダイオードＤ１が直列接続されている。チョークコイルＬ１３に対して二次電池１００の正極から電圧が印加される場合には、ダイオードＤ１により、補助コイルＬ１４を介した出力側への電力の供給は遮断される。また、補助コイルＬ１４に対して正極側出力端子２００ａ側から電圧が印加される場合には、ダイオードＤ１により、チョークコイルＬ１３への電力の供給は遮断される。

電力変換装置は、二次電池１００の電圧である入力側電圧ＶＢを検出する入力側電圧検出部１０２、チョークコイルＬ１３を流れる電流（入力側の回路を流れる電流）であるリアクトル電流ＩＬを検出する電流検出部１０３、及び、出力側の電圧（コンデンサ２０１の電圧）である出力側電圧ＶＨを検出する出力側電圧検出部２０２を備えている。検出された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬは、制御部３００へ入力される。

制御部３００は、入力された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬに基づいて演算を行い、第１スイッチング素子Ｑ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号を送信する。このとき、出力側において、コンデンサ２０１への充電の進行具合に応じて、第１〜第３モードのいずれかを選択して制御を行う。

第１モードの制御について、図２のタイムチャートを用いて説明する。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとしておき、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮとＯＦＦとを交互に行う。

制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量は、チョークコイルＬ１３に印加される電圧であるリアクトル電圧ＶＬに基づいて定まる。このリアクトル電圧ＶＬは、入力側電圧ＶＢから、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値を減算したものとなる。また、第２コイルＬ１２側に流れる電流である出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ１２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。なお、励磁電流ＩＭについて、正極側出力端子２００ａから負極側出力端子２００ｂへと流れる向きを正としている。

この制御Ａが行われる際の電流経路について、図３（ａ）を用いて説明する。図３（ａ）では、電流経路を矢印で示している。また、励磁電流ＩＭについては破線で示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第１スイッチング素子Ｑ１１の順に通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第６スイッチング素子Ｑ１６、第２コイルＬ１２、第３スイッチング素子Ｑ１３の順に通過する経路をとることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。

制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第１指令値Ｉｒｅｆ１となることを条件に、リアクトル電流ＩＬを減少させるべく制御Ｂが行われる。

制御Ｂでは、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。一方で、チョークコイルＬ１３には逆起電力が生じ、リアクトル電圧ＶＬは、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値の負値となる。そのため、フライバック電流ＩＤはリアクトル電圧ＶＬの値に基づいて直線的に単調減少し、それに伴いリアクトル電流ＩＬも直線的に単調減少する。また励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨの負値となり、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。

この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図３（ｂ）を用いて説明する。この電流経路は、制御Ｂの前半である期間Ｂ１１の経路を示している。制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。一方で、チョークコイルＬ１３にはリアクトル電流ＩＬが残存しており逆起電力が生ずるため、そのリアクトル電流ＩＬにより補助コイルＬ１４を介した電力の供給がなされることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ１２については、いずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。

ところで、この第１モードにおけるフライバック電流ＩＤは、上述した通り、制御Ｂが行われる期間においてリアクトル電圧ＶＬの値に応じて直線的に単調減少する。このリアクトル電圧ＶＬは、制御Ｂでは出力側電圧ＶＨに基づくものであるため、フライバック電流ＩＤの時間当たりの減少量は、出力側における充電の進行具合に基づいて変化する。この場合のフライバック電流ＩＤについて、図４を用いて説明する。図４（ａ）はコンデンサ２０１への充電の開始時等の出力側電圧ＶＨが０Ｖに近い状態のタイムチャートである。このとき、フライバック電流ＩＤは制御Ｂの期間において十分に減少せず、出力側電流ＩＣは、制御Ａの期間ではトランスＴｒ１１を介して連続的に供給され、制御Ｂの期間では第２トランスＴｒ１２を介して連続的に供給されることとなる。

図４（ｂ）は、出力側電圧ＶＨの値が、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値の半分程度である場合でのタイムチャートである。この場合では、制御Ａにおける出力側電流ＩＣの時間当たりの増加量と、制御Ｂにおける出力側電流ＩＣの時間当たりの減少量が等しくなる。そのため、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間とが等しくなるように第１指令値Ｉｒｅｆ１を設定すれば、制御Ｂの終了時点でフライバック電流ＩＤをゼロとすることができ、充電を効率よく行いつつ、リアクトル電流ＩＬ及びフライバック電流ＩＤの過剰な増加を抑制することができる。

図４（ｃ）は、コンデンサ２０１への充電が進行し、出力側電圧ＶＨの値が、ＶＢ×Ｎに接近した場合のタイムチャートである。この場合では、制御Ｂの後半である期間Ｂ１２では、出力側電流ＩＣがゼロである期間が設けられることとなる。

続いて、第２モードの制御について、図５のタイムチャートを用いて説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。

制御Ｃでは、チョークコイルＬ１３に印加されるリアクトル電圧ＶＬは、二次電池１００から印加される入力側電圧ＶＢに等しい。すなわち、リアクトル電流ＩＬは、直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。

この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図６（ａ）を用いて説明する。第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＮであるため、第１コイルＬ１１から第２コイルＬ１２へと電力が供給されることはない。加えて、チョークコイルＬ１３から補助コイルＬ１４への電力の供給についても、ダイオードＤ１により遮断されることとなる。そのため、チョークコイルＬ１３に流れるリアクトル電流ＩＬが増加することとなる。

このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。

続く制御Ａでは、図６（ｂ）に示すように、第１モードにおける制御Ａと同じ電流経路をとることとなるため、その説明を省略する。制御Ａから制御Ｂへの切り替えは、制御Ｃの開始から所定時間が経過することを条件としてもよいし、制御Ａの開始から所定時間が経過することを条件としてもよい。なお、図４のタイムチャートにおいて、制御Ａでリアクトル電流ＩＬが単調増加するものとしているが、リアクトル電流ＩＬの変化量は入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨの関係によっては、増減しない場合もあるし、単調減少する場合もある。

制御Ｂでは、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電流の供給は行われず、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。一方で、チョークコイルＬ１３には逆起電力が生じ、リアクトル電圧ＶＬは、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値の負値となる。そのため、フライバック電流ＩＤは直線的に単調減少し、それに伴いリアクトル電流ＩＬも直線的に単調減少する。また励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨの負値となり、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。

この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図６（ｃ）及び図６（ｄ）を用いて説明する。図６（ｃ）の電流経路は、制御Ｂの前半である期間Ｂ１１の経路を示している。制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。一方で、チョークコイルＬ１３にはリアクトル電流ＩＬが残存しており逆起電力が生ずるため、そのリアクトル電流ＩＬにより補助コイルＬ１４を介した電力の供給がなされることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ１１については、いずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。このフライバック電流ＩＤがゼロとなった後の期間である期間Ｂ２２では、電流経路は図５（ｄ）に示すものとなる。すなわち補助コイルＬ１４を介した電力の供給が終了し、出力側では、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとる励磁電流ＩＭが流れることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ２３については、第１モードと同様にいずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。

続いて、第３モードの制御について、図７のタイムチャートを用いて説明する。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａとを交互に行う。このとき、制御Ａについては、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである場合と、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである場合とが、交互に行われる。

制御Ｃでは、リアクトル電圧ＶＬは二次電池１００から印加される入力側電圧ＶＢと等しく、リアクトル電流ＩＬは、第２モードと同様に直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。

この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図８（ａ）を用いて説明する。第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＮであるため、第１コイルＬ１１から第２コイルＬ１２へと電力が供給されることはない。加えて、チョークコイルＬ１３から補助コイルＬ１４への電力の供給についても、ダイオードＤ１により遮断されることとなる。そのため、チョークコイルＬ１３に流れるリアクトル電流ＩＬが増加することとなる。このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第３指令値Ｉｒｅｆ３となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。

続く制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調減少する。すなわち、出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ１２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しいものの、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のいずれをＯＮとするかに応じて、その極性が反転する。そのため、励磁電流ＩＭについては、その励磁電圧ＶＴの極性に基づいて、増加するか減少するかが定まる。

この制御Ａが行われる際の電流経路について、図８（ｂ）及び図８（ｃ）を用いて説明する。図８（ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである例を示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第１スイッチング素子Ｑ１１を通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第６スイッチング素子Ｑ１６、第２コイルＬ１２、第３スイッチング素子Ｑ１３を通過する経路をとることとなる。図８（ｃ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦであり、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである例を示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２を通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第４スイッチング素子Ｑ１４、第２コイルＬ１２、第５スイッチング素子Ｑ１５を通過する経路をとることとなる。

これら第１モード、第２モード、第３モードは、出力側電圧ＶＨの値によって切り替えられる。コンデンサ２０１の充電開始時には第１モードで制御が行われ、充電が進行して出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１よりも大きくなれば、第２モードで制御が行われる。そして、さらに充電が進行して出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２よりも大きくなれば、第３モードで制御が行われる。

第１モードの制御で入力側から出力側へと電力の供給が可能であるのは、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも大きい場合である。そのため、入力側電圧ＶＢが一定であるとしたうえで、第１所定値Ｖ１は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値よりも小さく設定されることとなる。また、第３モードにおける制御Ａでリアクトル電流ＩＬが減少する条件は、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも小さい場合である。そのため、入力側電圧ＶＢが一定であるとしたうえで、第２所定値Ｖ２は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きく設定されることとなる。

なお、制御Ａ、制御Ｂ、及び制御Ｃについては、それぞれ、第１制御、第２制御、第３制御ということもできる。

続いて、制御部３００が実行する一連の処理について、図９のフローチャートを用いて説明する。図９のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。

まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。

起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得し（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、続いて、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であるか否かを判定する（Ｓ１０５）。出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であれば（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０６）。一方、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下でなければ（Ｓ１０５：ＮＯ）、第３モードで制御を行う（Ｓ１０７）。

第１モード、第２モード、第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０８）。Ｓ１０８の処理では、例えば、再度出力側電圧ＶＨを取得し、その出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０５で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０９）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。

なお、図９のフローチャートでは、コンデンサ２０１への充電制御に関する制御のみを示しているが、電力変換装置はコンデンサ２０１への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂを介して供給される電力を降圧し、二次電池１００への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は以下の効果を奏する。

・コンデンサ２０１への充電（プリチャージ）の開始時等、出力側電圧ＶＨが小さい場合では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行うものとしている。これにより、制御Ａにおいて増加したチョークコイルＬ１３の電流を、制御Ｂで減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができる。ところが、この制御Ｂでは、チョークコイルＬ１３に残存するリアクトル電流ＩＬを回路中で消費する必要がある。この点、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給することができるため、入力側の回路の劣化や損傷を防ぐことができる。

・出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１より大きくなった場合において、第２モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行うものとしている。そのため、制御ＣでチョークコイルＬ１３に流れる電流を大きくすることができ、出力側への電力の供給速度を向上させることができる。また、制御ＢでチョークコイルＬ１３の電流を減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができる。ところが、第１モードと同様に、制御ＢではチョークコイルＬ１３に残存するリアクトル電流ＩＬを回路中で消費する必要がある。この点、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給することができるため、入力側の回路の劣化や損傷を防ぐことができる。

・補助コイルＬ１４を設けているため、第１モード及び第２モードの制御Ｂにおいて、その補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給可能としている。この電力は、補助コイルＬ１４を設けていない場合には入力側の回路中で消費されるものである。よって、補助コイルＬ１４を設けることにより、電力の供給効率を向上させることができる。

・コンデンサ２０１へのプリチャージがさらに進行した場合等、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２より大きくなった場合には、第３モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第３スイッチング素子Ｑ１３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２及び第４スイッチング素子Ｑ１４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１１、第３スイッチング素子Ｑ１３及び第４スイッチング素子Ｑ１４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＮとする制御Ａとを交互に行うものとしている。したがって、制御ＣによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を増加させることができ、続く制御ＡによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を減少させることができ、充電が進行したコンデンサ２０１へのさらなる充電を迅速に行うことができる。

＜第２実施形態＞
本実施形態では、第３モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。図１０は、本実施形態での第３モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。

第３モードにおいて、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。そこで、制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間の比を、１未満の値であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）とし、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨを用いてＤを定める。

加えて、第３モードでは、低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替えるタイミングを制御する。このスロープ電流Ｉｓについて、図１０を用いて説明する。スロープ電流Ｉｓは、直線的に増加する仮想的な値であり、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量をΔＩＬとし、スロープ電流Ｉｓの増加量をΔＩｓとすれば、第３指令値Ｉｒｅｆ３にΔＩＬとΔＩｓとを加算した値である補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を算出する。そして、この補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を行う。

続いて、制御部３００が実行する処理を、図１１の制御ブロック図により説明する。定電流制御部５０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び、第３モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第３指令値Ｉｒｅｆ３とを、メモリから読み出して制御に用いる。

第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２は、そのまま、定電流制御部５０から出力される。なお、第１指令値Ｉｒｅｆ１と第２指令値Ｉｒｅｆ２とは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。

第３指令値Ｉｒｅｆ３は、フィードバック制御部５１に入力される。フィードバック制御部５１は、加えて、リアクトル電流ＩＬの実電流である平均値ＩＬ＿ａｖｅを取得する。この平均値ＩＬ＿ａｖｅは、電流検出部１０３により検出されたリアクトル電流ＩＬを所定期間蓄積し、その値を平均化したものである。第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅは加算部５２に入力され、加算部５２は、第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅの差分をとる。この差分はＰＩ制御器５３に入力され、リミッタ５４へ入力される。このリミッタ５４では、ＰＩ制御器５３の出力値が上限値よりも大きければ、その出力値を上限値に制限する。リミッタ５４からの出力値は、加算器５５において第３指令値Ｉｒｅｆ３に加算され、フィードバック制御部５１から出力される。

一方、電流補正部５７には、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨが入力され、第３指令値Ｉｒｅｆ３の補正量を出力する。そして、加算器５６で第３指令値Ｉｒｅｆ３とフィードバック制御部５１の出力値との和に加算されることにより、補正指令値Ｉｒｅｆ３＊が得られる。

定電流制御部５０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊は、モード選択部６０に入力される。モード選択部６０には、さらに、出力側電圧ＶＨも入力され、その出力側電圧ＶＨと、第１所定値Ｖ１及び第２所定値Ｖ２とを比較する。そして、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれを出力するかを決定して出力する。

モード選択部６０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかは、ピーク電流制御部７０に入力され、ＤＡ変換器７１においてアナログ値に変換され、コンパレータ７２のマイナス端子に入力される。

一方、ピーク電流制御部７０のスロープ補償部７３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器７４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器７４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部７５において加算して、コンパレータ７２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部７３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器７４を介さずコンパレータ７２に入力するものとしてもよい。

このスロープ補償部７３は、第１モード及び第２モードでは、スロープ電流Ｉｓの値をゼロとし、第３モードでは、上述した鋸歯状波のスロープ電流Ｉｓを出力するものとしている。これは、第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２とを共にＯＦＦとする期間を有しており、その期間ではリアクトル電流ＩＬがゼロとなり、その結果として低調波発振現象が発生しないためである。

コンパレータ７２は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかと、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ７７のＲ端子には、クロック７６からクロック信号が入力される。

第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。

第２モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。続いて、制御Ｃの開始から１制御周期未満の所定時間（例えば半周期）が経過すれば、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ｃへと切り替える。

第３モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｃへと切り替える。

ＲＳフリップフロップ７７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７８へ入力される。このＤｕｔｙ制限部７８では、各制御の期間の長さが上限値を超えていればその上限値に設定され、下限値を下回っていれば、下限値に設定される。そして、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号が送信される。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。

・ピーク電流制御部７０において、定電流制御部５０から入力された各指令値を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力側電圧ＶＢに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。

・第３モードでリアクトル電流ＩＬについてのピーク電流制御を行ううえで、スロープ電流を加算するものとしている。これにより、リアクトル電流ＩＬの低調波発振を抑制することができる。

＜第３実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。

図１２は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換装置が備える電力変換回路２０は、第１コイルＬ２１及び第２コイルＬ２２からなるトランスＴｒ２１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第８スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２８を備えている。第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２の巻数比は、１：Ｎである。

第１スイッチング素子Ｑ２１のソースと、第２スイッチング素子Ｑ２２のドレインとが接続され、その接続点には第１コイルＬ２１の一端が接続されている。一方、第３スイッチング素子Ｑ２３のソースと第４スイッチング素子Ｑ２４のドレインとが接続され、その接続点には第１コイルＬ２１の他端が接続されている。第１スイッチング素子Ｑ２１のドレイン及び第３スイッチング素子Ｑ２３のドレインは、チョークコイルＬ２３の一端に接続され、チョークコイルＬ２３の他端は二次電池１００の正極に接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２２のソース及び第４スイッチング素子Ｑ２４のソースは、二次電池１００の負極に接続されている。

第２コイルＬ２２側に設けられる第５〜第８スイッチング素子Ｑ２５〜Ｑ２８については、第１実施形態の第３〜第６スイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１６と同様に接続されるため、その説明を省略する。

チョークコイルＬ２３には、補助コイルＬ２４が磁気的に結合するように設けられ、これらチョークコイルＬ２３及び補助コイルＬ２４により、第２トランスＴｒ２２を構成している。なお、チョークコイルＬ２３、補助コイルＬ２４については、第１実施形態と同様に巻かれており、ダイオードＤ２についても第１実施形態と同様に設けられるため、詳しい説明を省略する。

図１３は、第１モードにおける処理を示すタイムチャートである。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａと、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。

制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬが単調増加し、それに伴い出力側電流ＩＣも単調増加する。制御Ｂについても、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。

図１４は、第２モードにおける処理を示すタイムチャートである。第２モードでは、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａ、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。

制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨとの関係によって、リアクトル電流ＩＬの変化量が定まる。このとき、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。続く制御Ｂでは、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。

図１５は、第３モードにおける処理を示すタイムチャートである。第３モードでは、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＮとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａ、又は第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＦＦし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＮとする制御Ａとを、交互に行う。

制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。このとき、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。

＜第４実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。

図１６は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換装置が備える電力変換回路３０は、トランスＴｒ３１、第１〜第４スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４、第１〜第４ダイオードＤ３１〜Ｄ３４、及びコンデンサＣ３０を含んで構成されている。トランスＴｒ３１の入力側として設けられる第１コイルＬ３１には、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチング素子Ｑ３２が直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体にＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子Ｑ３１が並列接続されている。より具体的には、第１コイルＬ３１の一端に第１スイッチング素子Ｑ３１のドレインが接続されており、第１コイルＬ３１の他端に第２スイッチング素子Ｑ３２のドレインが接続されている。そして、第１スイッチング素子Ｑ３１のソースと第２スイッチング素子Ｑ３２のソースが接続されている。

第１スイッチング素子Ｑ３１のドレインと第１コイルＬ３１との接続点は、チョークコイルＬ３３を介して二次電池１００の正極に接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ３１のソースと第２スイッチング素子Ｑ３２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。

トランスＴｒ３１の出力側には第１コイルＬ３１と磁気的に結合する第２コイルＬ３２が設けられている。第１コイルＬ３１と第２コイルＬ３２との巻数比は、１：Ｎである。出力側では、ＭＯＳＦＥＴである第３スイッチング素子Ｑ３３とコンデンサＣ３０とが直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体と第２コイルＬ３２とが並列接続されて並列接続体をなしている。その並列接続体には、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチング素子Ｑ３４が直列接続されている。より具体的には、第２コイルＬ３２の一端とコンデンサＣ３０の一端とが接続され、コンデンサＣ３０の他端と第３スイッチング素子Ｑ３３のドレインが接続され、第２コイルＬ３２の他端と第３スイッチング素子Ｑ３３のソースが接続されている。第２コイルＬ３２と第３スイッチング素子Ｑ３３のソースとの接続点には、第４スイッチング素子Ｑ３４のドレインが接続されている。

第２コイルＬ３２とコンデンサＣ３０との接続点は、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４のソースは負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。

チョークコイルＬ３３には、補助コイルＬ３４が磁気的に結合するように設けられ、これらチョークコイルＬ３３及び補助コイルＬ３４により、第２トランスＴｒ３２を構成している。なお、チョークコイルＬ３３、補助コイルＬ３４については、第１実施形態と同様に巻かれており、ダイオードＤ３についても第１実施形態と同様に設けられるため、詳しい説明を省略する。

図１７は、第１モードにおける処理を示すタイムチャートである。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ３１、第２スイッチング素子Ｑ３２、及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第４スイッチング素子Ｑ３４については常にＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２と第３スイッチング素子Ｑ３３とを交互にＯＮとする制御を行う。

制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬが単調増加し、それに伴い出力側電流ＩＣも単調増加する。制御Ｂについても、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。

図１８は、第２モードにおける処理を示すタイムチャートである。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ３２及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ３１、第２スイッチング素子Ｑ３２、及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとする制御Ｂを順に行う。

制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨとの関係によって、リアクトル電流ＩＬの変化量が定まる。このとき、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。続く制御Ｂでは、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。

図１９は、第３モードにおける処理を示すタイムチャートである。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ３２及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａとを交互に行う。

制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。このとき、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。

＜第５実施形態＞
本実施形態では、第１〜第３モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。具体的には、電流検出部１０３を設けずリアクトル電流ＩＬの検出を行わない、若しくは、電流検出部１０３が検出したリアクトル電流ＩＬの値を第１〜第３モードの制御で用いないものとしている。

第１実施形態の図４（ａ）で示したように、各制御周期の終了時点でリアクトル電流ＩＬを第１指令値Ｉｒｅｆ１とする制御を行う場合、リアクトル電流ＩＬの検出を行わないため、リアクトル電流ＩＬが過剰な値となるおそれがある。一方、各制御周期における制御の終了時点でフライバック電流ＩＤがゼロとなるように制御すれば、制御Ａから制御Ｂへの切り替えの際にリアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１に達せず、電力の供給速度が低下する。そこで、本実施形態における第１モードの制御では、所定制御周期の制御の終了時点でのフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値が第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように、制御Ａが行われる期間の長さを設定する。加えて、その所定制御周期の終了後に、フライバック電流ＩＤをゼロにすべく、所定制御周期に亘って第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のＯＦＦ状態を継続する休止期間を設ける。

図２０は、第１モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬ、フライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値、及び、出力側電圧ＶＨを示している。図２０において、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までは制御Ａと制御Ｂとを交互に繰り返してリアクトル電流ＩＬの値を漸増させ、時刻Ｔ２から時刻Ｔ３までを休止期間としている。同様に、時刻Ｔ３から時刻Ｔ４までの期間、及び時刻Ｔ５から時刻Ｔ６までの期間でリアクトル電流ＩＬの値を漸増させ、時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの期間、及び時刻Ｔ６からＴ７までの期間を休止期間としている。

制御Ａと制御Ｂとを交互に繰り返す期間では、制御Ａと制御Ｂとを固定周期（４制御周期）の間交互に繰り返し、４制御周期の制御が終了したときのフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値が第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように、各制御周期における制御Ａが行われる期間の長さの比であるＤｕｔｙ値Ｄを設定する。すなわち、制御ＡにおいてチョークコイルＬ１３に蓄積される磁束の増加量が、制御Ｂにおける磁束の減少量よりも大きくなるように、Ｄｕｔｙ値Ｄを設定する。このとき１制御周期あたりのリアクトル電流ＩＬの増加量であり、１制御周期あたりのフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値の増加量でもあるΔＩ’は、次式（１）で表される。

制御Ａと制御Ｂとを交互に繰り返す制御を固定制御周期繰り返すとすれば、固定制御周期繰り返した後のフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値であるΔＩが第１指令値Ｉｒｅｆ１となればよいため、Ｄｕｔｙ値Ｄは次式（２）により求めることができる。すなわち、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨを取得することにより、リアクトル電流ＩＬの値を検出することなく。Ｆ制御周期後のフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値を第１指令値Ｉｒｅｆ１とすることができる。なお、次式（２）におけるＦの値は、自然数に１制御周期の長さを乗算した値である。

一方、休止期間におけるフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値の時間変化量は、出力側電圧ＶＨを自己インダクタンス及び巻数比Ｎで除算した値として表され、この休止期間においてフライバック電流ＩＤがゼロとなればよい。したがって、休止期間の長さであるＴは、次式（３）で求めることができる。

このとき、休止期間の長さを制御周期であるＴｓの整数倍の値とする。すなわち、上式（３）で求めた休止期間の長さを制御周期であるＴｓで除算し、小数点以下の値を繰り上げて整数とする。こうすることで、１制御周期の長さを変更することとなく、休止期間の終了時にはフライバック電流ＩＤをゼロとすることができる。

このように制御を行うため、第１モードでは、出力側電圧ＶＨは漸増し、制御Ａでのリアクトル電流ＩＬの時間変化量は小さくなり、制御Ｂでのフライバック電流ＩＤの時間変化量の絶対値は大きくなる。そのため、図２０における時刻Ｔ７から時刻Ｔ８の期間のごとく、Ｄｕｔｙ値Ｄの値を上限値に設定しても、１制御周期の終了時点でフライバック電流ＩＤがゼロとなることが起こり得る。すなわち、リアクトル電流ＩＬ及びフライバック電流ＩＤの変化は、第１実施形態の図４（ｂ）、及び図４（ｃ）で示したものと同等のものとなる。この場合には、１制御周期におけるリアクトル電流ＩＬの増加量が第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように、次式（４）でＤｕｔｙ値Ｄの値を求める。

なお、Ｄｕｔｙ値Ｄには上限値（例えば４５％）を設けている。そのため、出力側電圧ＶＨの上昇に伴い、Ｄｕｔｙ値Ｄを上限値に設定したとしても、リアクトル電流ＩＬの値は第１指令値Ｉｒｅｆ１に達しなくなる。すなわち、図２０の時刻Ｔ１０以降の状態となる。この場合には、休止期間を設けなくともフライバック電流ＩＤがゼロとなるため、休止期間を設けないものとしてもよい。

続いて、第２モードでの制御について説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃにおいて、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２となるように制御する。第２モードでは、制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間の合計の期間を１制御周期の半分として固定する。そして、１制御周期に対する制御Ｃが行われる期間の長さの比をＤｕｔｙ値Ｄとすれば、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの時間変化量は入力側電圧ＶＢを自己インダクタンスであるＬで除算した値であるため、Ｄｕｔｙ値Ｄは次式（５）で表される。なお、このＤｕｔｙ値Ｄを求めるうえで、Ｄｕｔｙ値Ｄが１制御周期の半分よりも小さい値となるように、上限値（例えば４５％）を定める。

第３モードでは、制御Ｃが行われる期間でのリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ａが行われる期間でのリアクトル電流ＩＬの減少量とが等しくなるように制御する。このとき、Ｄｕｔｙ値Ｄは次式（６）で求められる。なお、第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする期間を設けるため、Ｄｕｔｙ値Ｄに上限値（例えば５５％）を設ける。

続いて、制御部３００が実行する制御について、図２１の制御ブロック図により説明する。第１モード制御部４００では、出力側電圧ＶＨ及び入力側電圧ＶＢを第１演算部４０１、第２演算部４０２へ入力する。第１演算部４０１では、上式（２）の演算が行われ、Ｄｕｔｙ値Ｄが求められる。一方、第２演算部４０２では、上式（４）の演算が行われ、Ｄｕｔｙ値Ｄが求められる。この算出したＤｕｔｙ値Ｄは選択部４０４に入力され、小さいほうのＤｕｔｙ値Ｄが選択される。このとき、選択部４０４へは、固定周期取得部４０３が取得した固定周期の長さであるＦの値も入力される。この固定周期の長さであるＦの値は予め定められた値であり、例えば４制御周期である。選択されたＤｕｔｙ値ＤはＤｕｔｙ制限部４０５へ入力される。

このようにＤｕｔｙ値Ｄを算出する一方、休止期間演算部４０６へ出力側電圧ＶＨを入力し、休止期間の長さを演算する。このとき、上述した通り、休止期間の長さは制御周期の整数倍とする。

このようにして、Ｄｕｔｙ値Ｄ、及び休止期間の長さが求まれば、それらの値は演算部４０７へ入力される。演算部４０７では、固定周期が経過するまでは、Ｄｕｔｙ値Ｄとして算出された値を、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮ期間の長さの比率を示すＤｕｔｙ値ＤであるＤ１として出力する。また、第２スイッチング素子Ｑ１２のＯＮ期間の長さを示すＤｕｔｙ値ＤであるＤ２については、０％、すなわち常にＯＦＦとなる制御信号を送信する。一方、固定周期が経過していれば、休止期間の制御を行うべく、Ｄ１及びＤ２として、共に０％の値を出力する。この制御は、休止期間が経過するまで行われる。

第２モード制御部４１０では、入力側電圧ＶＢを演算部４１１へ入力する。演算部４１１では、上式（５）によりＤｕｔｙ値Ｄが算出され、算出されたＤｕｔｙ値ＤはＤｕｔｙ制限部４１２へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４１２では、入力されたＤｕｔｙ値Ｄが上限値以下であればそのまま出力し、上限値よりも大きければ、Ｄｕｔｙ値Ｄを上限値に設定して出力する。このとき、Ｄｕｔｙ値Ｄは、第２スイッチング素子Ｑ１２のＯＮ期間の長さの比率を示すＤｕｔｙ値ＤであるＤ２として出力する。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１の長さの比率を示すＤｕｔｙ値ＤであるＤ１は、５０％に固定されて出力される。

第３モード制御部４２０では、出力側電圧ＶＨ及び入力側電圧ＶＢを演算部４２１へ入力する。演算部４２１では上式（６）によりＤｕｔｙ値Ｄが算出され、そのＤｕｔｙ値ＤはＤｕｔｙ制限部４２２で下限値以上の値とされる。一方、出力側電圧ＶＨの指令値ＶＨ＊を用いる定電圧制御も行う。この指令値ＶＨ＊は徐変部４２３へ入力され、充電の進行とともに指令値ＶＨ＊が漸増するように設定される。徐変部４２３を介した指令値ＶＨ＊は加算器４２４へ入力され、検出された出力側電圧ＶＨとの差分が求められる。この差分はＰＩ制御器４２５へ入力されてＤｕｔｙ値Ｄが算出され、そのＤｕｔｙ値ＤはＤｕｔｙ制限部４２６で下限値以上の値とされる。このように求められたＤｕｔｙ値Ｄは選択部４２７へ入力され、小さい方の値が出力される。

間欠制御部４２８では、出力側電圧ＶＨが所定値よりも大きい場合、及び、入力されたＤｕｔｙ値Ｄが所定値よりも小さい場合の少なくとも一方を満たす場合、Ｄ１及びＤ２の値をゼロに設定し、スイッチングを停止する。出力側電圧ＶＨと比較する所定値は、コンデンサ２０１への充電が完了したことを示す値に設定する。Ｄｕｔｙ値Ｄと比較する所定値については、Ｄｕｔｙ制限部４２２における下限値及びＤｕｔｙ制限部４２６における下限値の、少なくとも一方よりも大きく設定されている。

選択部４２７において定電圧制御の結果として得られるＤｕｔｙ値Ｄが選択され、Ｄｕｔｙ値Ｄが所定値よりも小さくなる場合とは、指令値ＶＨ＊と出力側電圧ＶＨとの偏差が小さくなった場合を意味する。また、選択部４２７において演算部４２１により算出されたＤｕｔｙ値Ｄが選択され、Ｄｕｔｙ値Ｄが所定値よりも小さくなる場合とは、出力側電圧ＶＨの値が入力側電圧ＶＢの値に巻数比Ｎを乗算した値に近づいた場合を意味する、したがって、入力されたＤｕｔｙ値Ｄが所定値よりも小さい場合とは、コンデンサ２０１への充電が進行し、出力側電圧ＶＨがコンデンサ２０１の充電の完了を示す値となったことを意味する。

すなわち、コンデンサ２０１への充電が終了すれば、間欠制御部４２８による判断によりさらなる充電が停止され、その後、コンデンサ２０１の放電が進めば間欠制御部４２８による判断によりコンデンサ２０１への充電が再開されることとなる。したがって、コンデンサ２０１への充電が終了した後は、出力側電圧ＶＨが指令値ＶＨ＊近辺で漸減と漸増とを交互に繰り返すように、制御が行われることとなる。

このようにして間欠制御部４２８を経たＤｕｔｙ値Ｄは、第１スイッチング素子Ｑ１１についてのＤｕｔｙ値ＤであるＤ１及び第２スイッチング素子Ｑ１２についてのＤｕｔｙ値ＤであるＤ２として出力される。

以上のように求められたＤ１及びＤ２は、モード選択部４３０へ入力される。モード選択部４３０では、第１実施形態と同様に出力側電圧ＶＨを用いていずれのモードの制御を行うかを選択し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号を送信する。このとき、入力側電圧ＶＢも用いて判定を行ってもよい。

なお、本実施形態において、検出された出力側電圧ＶＨを用いているが、出力側電圧ＶＨが小さい場合等には、ダイオードＤ１による電圧降下量ＶＦを加味すれば、より精度の良い制御が可能となる。この場合には、各式において、出力側電圧ＶＨに電圧降下量ＶＦを加算するものとすればよい。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は以下の効果を奏する。

・第１モードにおいて、制御Ａと制御Ｂとを交互に繰り返す制御を所定周期行った際に、フライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値が第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように制御している。これにより、出力側電圧ＶＨが小さく１制御周期におけるリアクトル電流ＩＬの増加量が小さい場合であっても、電力の供給速度を向上させることができる。

・制御Ａと制御Ｂとを交互に繰り返す制御を所定周期行った後、制御Ｂを継続する休止期間を設けている。これにより、増加したリアクトル電流ＩＬをゼロとすることができ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。

＜第６実施形態＞
本実施形態では、制御部３００が実行する処理の一部が第５実施形態と異なっている。具体的には、電流検出部１０３で検出したリアクトル電流ＩＬの値を第３モードの制御に用いるものとしている。図２２は、本実施形態における制御部３００が実行する処理を示す制御ブロック図である。第１モード制御部４００及び第２モード制御部４１０における処理については、第５実施形態と同等であるため、その説明を省略する。

第３モード制御部４４０では、加算器４４１において、出力側電圧ＶＨとその指令値ＶＨ＊の差分が求められ、その差分はＰＩ制御器４４２において定電圧指令値Ｉｒｅｆ＿ｃｖとされる。この定電圧指令値Ｉｒｅｆ＿ｃｖは、選択部４４３へ入力される。一方、選択部４４３へは、定電流制御についての指令値である第３指令値Ｉｒｅｆ３も入力され、小さい方の値が出力される。選択部４４３から出力された定電圧指令値Ｉｒｅｆ＿ｃｖ又は第３指令値Ｉｒｅｆ３は、加算器４４４でリアクトル電流ＩＬとの差分が取られ、ＰＩ制御器４４５へ入力される。ＰＩ制御器４４５の出力は加算器４４６において入力側電圧ＶＢとの差分が取られ、乗算器４４７で巻数比Ｎを出力側電圧ＶＨで除算した値が乗算され、その算出結果が、加算器４４８において、１から減算されてＤｕｔｙ値Ｄとされる。

算出されたＤｕｔｙ値Ｄは、Ｄｕｔｙ制限部４５０へ入力される。このＤｕｔｙ制限部４５０へは、上限値設定部４４９で求められた上限値Ｄ＿ｍａｘも入力される。この上限値Ｄ＿ｍａｘは、入力側電圧ＶＢの値及び出力側電圧ＶＨの値で定まるものである。Ｄｕｔｙ制限部４５０では、算出されたＤｕｔｙ値Ｄが上限値Ｄ＿ｍａｘよりも大きければ、Ｄｕｔｙ値Ｄを上限値Ｄ＿ｍａｘとして出力する。

以上のように求められたＤ１及びＤ２は、モード選択部４３０へ入力される。モード選択部４３０では、第１実施形態と同様に出力側電圧ＶＨを用いていずれのモードの制御を行うかを選択し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号を送信する。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は第５実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に準ずる効果を奏する。

＜第７実施形態＞
本実施形態では、第１モードでの制御が第１実施形態と異なっている。図２３は、第１モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬ、及びフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値を示している。

第１モードにおいて、制御Ａでリアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように制御すれば、制御Ｂの期間の終了時にフライバック電流ＩＤがゼロとならないことが起こり得る。この場合では、リアクトル電流ＩＬが際限なく増加するおそれがある。また、制御Ｂの期間の終了よりも前にフライバック電流ＩＤがゼロとなることも起こり得る。この場合では、リアクトル電流ＩＬが際限なく増加する事態を抑制することはできるものの、電力の供給速度が低下する。

一方、制御Ａでのリアクトル電流ＩＬの増加量と制御Ｂでのフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値の減少量が等しくなるように制御すれば、制御Ａではリアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１に到達しない場合が起こり得る。この場合でも、リアクトル電流ＩＬが際限なく増加する事態を抑制することはできるものの、電力の供給速度が低下する。

そこで、本実施形態では、図２３に示すように、制御Ａにおいてリアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１となり、且つ、制御Ｂの終了時にフライバック電流ＩＤがゼロとなるように、１制御周期の長さであるＴｓを可変とする。

制御Ａでリアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１となるようにすれば、次式（７）が成立し、制御Ｂにおけるフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値の減少量が第１指令値Ｉｒｅｆ１となるようにすれば、次式（８）が成立する。

上式（７）と上式（８）を解くことにより、１制御周期の長さであるＴｓは次式（９）で求まり、Ｄｕｔｙ値Ｄは次式（１０）で求まる。

このように制御しているため、コンデンサ２０１への充電が進行し、出力側電圧ＶＨが大きくなるほど１制御周期の長さは短くなる。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制しつつ、電力の供給速度を向上させることができる。

＜変形例＞
・第１実施形態では、ダイオードＤ１を、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側に設けるものとしているが、図２４に示すように、ダイオードＤ１ａを、補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。この場合でも、第１実施形態と同様の効果を奏する。

・第１実施形態の電力変換回路１０を、図２５（ａ）のように構成してもよい。具体的には、電力変換回路１０ａにおいて、トランスＴｒ１１ａを構成する第１コイルＬ１１ａの端部のそれぞれに、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのソース、第２スイッチング素子Ｑ１２ａのソースをそれぞれ接続する。一方で、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのドレインと第２スイッチング素子Ｑ１２ａのドレインは接続され、その接続点はチョークコイルＬ１３の一端に接続される。また、第１コイルＬ１１のセンタータップは、二次電池１００の負極に接続される。なお、第２コイルＬ１２側の構成については、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。このとき、制御部３００が実行する処理は、第１実施形態と同様のものとなる。また、この場合においても、図２５（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１ａを補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。

・図２６に示すように、第３実施形態に係るフルブリッジ回路においても、ダイオードＤ２ａを補助コイルＬ２４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。また、図示しないが、第４実施形態に係るフォワードアクティブクランプ回路についても同様に、ダイオードを補助コイルＬ３４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。

・第４実施形態に係る電力変換回路３０（フォワードアクティブクランプ回路）の第２コイルＬ３２側について、図２７のように構成してもよい。具体的には、トランスＴｒ３１の出力側を構成する第２コイルＬ３２の一端は正極側出力端子２００ａに接続されており、他端は第４スイッチング素子Ｑ３４ａのドレインに接続されている。第２コイルＬ３２と第４スイッチング素子Ｑ３４ａのドレインとの接続点は、コンデンサＣ３０ａを介して第３スイッチング素子Ｑ３３ａのソースに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４ａのソースは第３スイッチング素子Ｑ３３ａのドレインに接続されている。この第４スイッチング素子Ｑ３４ａと第３スイッチング素子Ｑ３３ａの接続点は、負極側出力端子２００ｂに接続されている。なお、第３スイッチング素子Ｑ３３ａには第３ダイオードＤ３３ａが逆方向に並列接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４には第４ダイオードＤ３４ａが逆方向に並列接続されている。制御部３００が実行する具体的な処理については、第４実施形態と同様であるため、説明を省略する。

・各実施形態では、第１〜第３モードの制御をいずれも行うものとしているが、各モードのうち、少なくとも２つのモードの制御を行うものであってもよい。すなわち、充電の開始時には第１モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値を超えれば第２モードを経ずに第３モードの制御を行うものとしてもよい。また、充電の開始時から第２モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値を超えれば第３モードを行うものとしてもよい。

・各実施形態では、補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４に接続する整流素子としてダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３を用いるものとしているが、ダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３の代わりにスイッチング素子を用いるものとしてもよい。この場合には、補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４を介して入力側から出力側へと電力を供給する際に、スイッチング素子をＯＮとして通電するものとすればよい。

・第１実施形態における第１モードにおいて、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとする例を示したが、図２８（ａ）に示すように、制御Ａでは、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮである場合とＱ１２がＯＮである場合とを交互に行うものとしてもよい。また、図２８（ｂ）に示すように、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮである制御Ａを複数回行い、続いて、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである制御Ａを複数回行うものとしてもよい。

・第１実施形態における第２モードにおいて、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替えるものとしているが、図２９（ａ）に示すように、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御と、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御とを交互に行うものとしてもよい。また、図２９（ｂ）に示すように、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を複数回行い、続いて、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとすることにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を複数回行うものとしてもよい。

・第１〜第３モードにおいて、第１〜第３指令値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を用いて制御するものとしたが、各モードにおいて、制御Ａ〜制御Ｃを行う期間の長さを予め定めておき、その定められた期間に基づいて制御を行うものとしてもよい。

・各実施形態では、チョークコイルＬ１３，Ｌ２３，Ｌ３３を二次電池１００に対して正極側に設けているが、負極側に設けてもよい。また、チョークコイルＬ１３，Ｌ２３，Ｌ３３を正極側及び負極側に設け、それぞれに磁気結合する補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４を設けるものとしてもよい。

・補助コイルＬ１４とチョークコイルとの巻数比を、Ｎ以上：１としてもよい。

・実施形態において、電力変換装置がハイブリッドカーに搭載されるものとしたが、搭載対象はこれに限られることはない。

・第５実施形態〜第７実施形態では、第１実施形態に係る電力変換装置における制御を変更するものとしたが、第３、第４実施形態における電力変換装置においても、同様に実施できる。すなわち、第５〜第７実施形態で示した制御Ａ及び制御Ｂの長さの設定方法を用いて、各スイッチング素子を制御すればよい。

・第５実施形態において、休止期間の長さを制御周期の整数倍とし、制御周期の整数倍の期間の経過後に制御Ａを開始するものとした。この点、上式（３）で算出された休止期間が経過すれば、制御Ａを開始するものとしてもよい。

・第５実施形態において、制御Ａと制御Ｂとを交互に行う期間を固定周期（４制御周期）としたが、制御周期を変化させてもよい。すなわち、複数制御周期の終了時点でフライバック電流ＩＤに巻数比Ｎを乗算した値が第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように制御を行い、且つ、その後の休止期間でフライバック電流ＩＤがゼロとなればよい。

１０…電力変換回路、２０…電力変換回路、３０…電力変換回路、３００…制御部、Ｃ３０，Ｃ３０ａ…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３…ダイオード、Ｌ１１，Ｌ１１ａ，Ｌ２１，Ｌ３１…第１コイル、Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２…第２コイル、Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３…チョークコイル、Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４…補助コイル、Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２８，Ｑ３１〜Ｑ３４…スイッチング素子、Ｔｒ１１，Ｔｒ１１ａ，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１…トランス。

Claims (22)

1. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
   前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
   前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
   前記第１コイル（Ｌ１１）は、センタータップを有し、
   前記電力変換回路（１０，１０ａ）は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
   前記制御部は、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする前記第３制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、前記第２モードを含む少なくとも２つのモードを実行する、電力変換装置。
2. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
   前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
   前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
   前記電力変換回路（２０）は、
   直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
   前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路を備え、
   前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
   前記制御部は、
   前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
   前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
   前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、前記第２モードを含む少なくとも２つのモードを実行する、電力変換装置。
3. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
   前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
   前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
   前記電力変換回路（３０，３０ａ）は、
   前記第１コイルに直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ３２）と、
   前記第１コイル及び前記第１スイッチング素子に並列接続された第２スイッチング素子（Ｑ３１）と、
   前記第２コイルに並列接続又は直列接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３３，Ｑ３３ａ）とコンデンサ（Ｃ３０，Ｃ３０ａ）との直列接続体と、を有するアクティブクランプ回路を備え、
   前記第１〜第３スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
   前記制御部は、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする第２制御とを行う第１モードと、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする前記第２制御とを行う第２モードと、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、を行う第３モードと、のうち、前記第２モードを含む少なくとも２つのモードを実行する、電力変換装置。
4. 前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部をさらに備え、
   前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
   前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
   前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部をさらに備え、
   前記出力電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
   前記出力電圧が前記所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部をさらに備え、
   前記出力電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
   前記出力電圧が前記所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
   前記制御部は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
   前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
   前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
   前記第１コイル（Ｌ１１）は、センタータップを有し、
   前記電力変換回路（１０，１０ａ）は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
   前記制御部は、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする前記第３制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
   前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
   前記制御部は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御し、
   前記制御部は、前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部をさらに備え、
   前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、電力変換装置。
9. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
   前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
   前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
   前記電力変換回路（２０）は、
   直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
   前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路を備え、
   前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
   前記制御部は、
   前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
   前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
   前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
   前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
   前記制御部は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御し、
   前記制御部は、前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部をさらに備え、
   前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、電力変換装置。
10. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記電力変換回路（３０，３０ａ）は、
    前記第１コイルに直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ３２）と、
    前記第１コイル及び前記第１スイッチング素子に並列接続された第２スイッチング素子（Ｑ３１）と、
    前記第２コイルに並列接続又は直列接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３３，Ｑ３３ａ）とコンデンサ（Ｃ３０，Ｃ３０ａ）との直列接続体と、を有するアクティブクランプ回路を備え、
    前記第１〜第３スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする第２制御とを行う第１モードと、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする前記第２制御とを行う第２モードと、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、を行う第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
    前記制御部は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御し、
    前記制御部は、前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部をさらに備え、
    前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、電力変換装置。
11. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記第１コイル（Ｌ１１）は、センタータップを有し、
    前記電力変換回路（１０，１０ａ）は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
    前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
    前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする前記第３制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記第１モードでは、前記第１制御における前記チョークコイルに蓄えられる磁束の増加量を前記第２制御における前記磁束の減少量よりも大きくする制御を、所定制御周期の間継続し、且つ、前記第２制御を継続する休止期間を設ける、電力変換装置。
12. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記電力変換回路（２０）は、
    直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
    前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路を備え、
    前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
    前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
    前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記第１モードでは、前記第１制御における前記チョークコイルに蓄えられる磁束の増加量を前記第２制御における前記磁束の減少量よりも大きくする制御を、所定制御周期の間継続し、且つ、前記第２制御を継続する休止期間を設ける、電力変換装置。
13. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記電力変換回路（３０，３０ａ）は、
    前記第１コイルに直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ３２）と、
    前記第１コイル及び前記第１スイッチング素子に並列接続された第２スイッチング素子（Ｑ３１）と、
    前記第２コイルに並列接続又は直列接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３３，Ｑ３３ａ）とコンデンサ（Ｃ３０，Ｃ３０ａ）との直列接続体と、を有するアクティブクランプ回路を備え、
    前記第１〜第３スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする第２制御とを行う第１モードと、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする前記第２制御とを行う第２モードと、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、を行う第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記第１モードでは、前記第１制御における前記チョークコイルに蓄えられる磁束の増加量を前記第２制御における前記磁束の減少量よりも大きくする制御を、所定制御周期の間継続し、且つ、前記第２制御を継続する休止期間を設ける、電力変換装置。
14. 前記所定制御周期は、予め定められた制御周期である、請求項１１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. 前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部をさらに備え、
    前記出力電圧が大きくなるほど、前記休止期間を短くする、請求項１１〜１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部をさらに備え、
    前記出力電圧が大きくなるほど、１制御周期における前記第１制御を行う比率を上昇させる、請求項１１〜１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記休止期間の長さは、前記チョークコイルを流れる電流がゼロとなるように設定される、請求項１１〜１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
18. １制御周期における前記第１制御を行う比率には上限が定められており、前記第１制御を行う比率を上限とした際に、前記第２制御により前記チョークコイルを流れる電流がゼロとなる場合、前記休止期間を設けない、請求項１１〜１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
19. 前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部をさらに備え、
    前記第３モードでは、検出された前記電流値が指令値となるように制御する、請求項１１〜１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
20. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記第１コイル（Ｌ１１）は、センタータップを有し、
    前記電力変換回路（１０，１０ａ）は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
    前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
    前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする前記第３制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記第１モードでは、前記第１制御で前記チョークコイルを流れる電流が所定値となるように制御し、且つ、前記第２制御から前記第１制御へと切り替える時点で前記チョークコイルを流れる電流がゼロとなるように、１制御周期の長さを設定する、電力変換装置。
21. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記電力変換回路（２０）は、
    直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
    前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路を備え、
    前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする第２制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
    前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする前記第２制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
    前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする前記第１制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記第１モードでは、前記第１制御で前記チョークコイルを流れる電流が所定値となるように制御し、且つ、前記第２制御から前記第１制御へと切り替える時点で前記チョークコイルを流れる電流がゼロとなるように、１制御周期の長さを設定する、電力変換装置。
22. 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ１１，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ，２０，３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
    前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
    前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
    前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
    前記電力変換回路（３０，３０ａ）は、
    前記第１コイルに直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ３２）と、
    前記第１コイル及び前記第１スイッチング素子に並列接続された第２スイッチング素子（Ｑ３１）と、
    前記第２コイルに並列接続又は直列接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３３，Ｑ３３ａ）とコンデンサ（Ｃ３０，Ｃ３０ａ）との直列接続体と、を有するアクティブクランプ回路を備え、
    前記第１〜第３スイッチング素子を制御する制御部（３００）をさらに備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする第２制御とを行う第１モードと、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする前記第２制御とを行う第２モードと、
    前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする前記第３制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする前記第１制御と、を行う第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
    前記第１モードでは、前記第１制御で前記チョークコイルを流れる電流が所定値となるように制御し、且つ、前記第２制御から前記第１制御へと切り替える時点で前記チョークコイルを流れる電流がゼロとなるように、１制御周期の長さを設定する、電力変換装置。

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