JP6589737B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関する。
入力側に接続された直流電源から供給される電力をトランスを介して出力するものとして、特許文献１記載の電源制御装置が有る。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。
特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備えるものである場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。
ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。一方で、チョークコイルの電流を減少させるべくスイッチング素子のＯＦＦ操作を行えば、アバランシェ電流により逆起電力が生じ、スイッチング素子の劣化や破損が生ずるおそれがある。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、回路を構成するスイッチング素子の劣化や破損の抑制しつつ、電力の供給効率を向上させることが可能な電力変換装置を提供することにある。
本発明は、直流電源が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル及び第２コイルからなるトランス、及びスイッチング素子を備える電力変換回路を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイルと、前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側へ励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイルと、前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子と、を備える。
上記構成により、直流電源からの電力の供給を遮断する期間を含むように制御を行う場合において、回路中に生ずるアバランシェ電流は、補助コイルを介して出力側へと供給されることとなる。そのため、アバランシェ電流による入力側回路の劣化や損傷を抑制することができる。さらに、入力側回路に残存する電力を出力側へ供給することができる。したがって、入力側回路の劣化や損傷を抑制しつつ、出力側への電力の供給効率をより向上させることができる。
以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が１２Ｖである鉛バッテリ等の二次電池と、公称電圧が数百Ｖであるリチウムイオンバッテリ等の高電圧蓄電池とを備えるハイブリッドカーに搭載されるものである。
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が１２Ｖである鉛バッテリ等の二次電池と、公称電圧が数百Ｖであるリチウムイオンバッテリ等の高電圧蓄電池とを備えるハイブリッドカーに搭載されるものである。
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、電力変換回路１０を介して入力側に接続される直流電源である二次電池１００の電力を、出力側へと供給するものである。
電力変換回路１０は、トランスＴｒ１１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第６スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を備えている。トランスＴｒ１１は、互いに磁気的に結合した第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２とにより構成され、第１コイルＬ１１は、センタータップを有している。第２コイルＬ１２の巻数は、第１コイルＬ１１の巻数のＮ／２倍である。すなわち、第２コイルＬ１２の巻数が、第１コイルＬ１１のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数のＮ倍となっている。
第１コイルＬ１１の両端は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｑ１１のドレイン、第２スイッチング素子Ｑ１２のドレインに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとが接続されている。
二次電池１００は、チョークコイルＬ１３を介して電力変換回路１０と接続されている。具体的には、チョークコイルＬ１３の一端が二次電池１００の正極に接続され、チョークコイルＬ１３の他端が、第１コイルＬ１１のセンタータップに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。また、二次電池１００には、コンデンサ１０１が並列接続されている。
第２コイルＬ１２の端部の一方は、第３スイッチング素子Ｑ１３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ１４のドレインに接続されている。第２コイルＬ１２の端部の他方は、第５スイッチング素子Ｑ１５のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のドレインに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ１３のドレイン及び第５スイッチング素子Ｑ１５のドレインは、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ１４のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のソースは、負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。
電力変換装置は、さらに、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を備えている。これらチョークコイルＬ１３と補助コイルＬ１４により、フライバックトランスとして機能する第２トランスＴｒ１２を構成している。補助コイルＬ１４は、電力変換回路１０に対して並列接続され、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂに接続されている。
この補助コイルＬ１４は、チョークコイルＬ１３に二次電池１００の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、出力側の回路の負極側から正極側へ励磁電流が流れる方向に巻かれている。この補助コイルＬ１４とチョークコイルＬ１３との巻数比は、Ｎ：１である。加えて、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側には、ダイオードＤ１が直列接続されている。チョークコイルＬ１３に対して二次電池１００の正極から電圧が印加される場合には、ダイオードＤ１により、補助コイルＬ１４を介した出力側への電力の供給は遮断される。また、補助コイルＬ１４に対して正極側出力端子２００ａ側から電圧が印加される場合には、ダイオードＤ１により、チョークコイルＬ１３への電力の供給は遮断される。
電力変換装置は、二次電池１００の電圧である入力側電圧ＶＢを検出する入力側電圧検出部１０２、チョークコイルＬ１３を流れる電流（入力側の回路を流れる電流）であるリアクトル電流ＩＬを検出する入力電流検出部１０３、及び、出力側の電圧（コンデンサ２０１の電圧）である出力側電圧ＶＨを検出する出力側電圧検出部２０２を備えている。検出された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬは、制御部３００へ入力される。
制御部３００は、入力された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬに基づいて演算を行い、第１スイッチング素子Ｑ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号を送信する。このとき、出力側において、コンデンサ２０１への充電の進行具合に応じて、第１〜第３モードのいずれかを選択して制御を行う。
第１モードの制御について、図２のタイムチャートを用いて説明する。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとしておき、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮとＯＦＦとを交互に行う。
制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量は、チョークコイルＬ１３に印加される電圧であるリアクトル電圧ＶＬに基づいて定まる。このリアクトル電圧ＶＬは、入力側電圧ＶＢから、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値を減算したものとなる。また、第２コイルＬ１２側に流れる電流である出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ１２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。なお、励磁電流ＩＭについて、正極側出力端子２００ａから負極側出力端子２００ｂへと流れる向きを正としている。
この制御Ａが行われる際の電流経路について、図３（ａ）を用いて説明する。図３（ａ）では、電流経路を矢印で示している。また、励磁電流ＩＭについては破線で示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第１スイッチング素子Ｑ１１の順に通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第６スイッチング素子Ｑ１６、第２コイルＬ１２、第３スイッチング素子Ｑ１３の順に通過する経路をとることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。
制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第１指令値Ｉｒｅｆ１となることを条件に、リアクトル電流ＩＬを減少させるべく制御Ｂが行われる。
制御Ｂでは、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。一方で、チョークコイルＬ１３には逆起電力が生じ、リアクトル電圧ＶＬは、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値の負値となる。そのため、フライバック電流ＩＤはリアクトル電圧ＶＬの値に基づいて直線的に単調減少し、それに伴いリアクトル電流ＩＬも直線的に単調減少する。また励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨの負値となり、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。
この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図３（ｂ）を用いて説明する。この電流経路は、制御Ｂの前半である期間Ｂ１１の経路を示している。制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。一方で、チョークコイルＬ１３にはリアクトル電流ＩＬが残存しており逆起電力が生ずるため、そのリアクトル電流ＩＬにより補助コイルＬ１４を介した電力の供給がなされることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ１２については、いずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。
ところで、この第１モードにおけるフライバック電流ＩＤは、上述した通り、制御Ｂが行われる期間においてリアクトル電圧ＶＬの値に応じて直線的に単調減少する。このリアクトル電圧ＶＬは、制御Ｂでは出力側電圧ＶＨに基づくものであるため、フライバック電流ＩＤの時間当たりの減少量は、出力側における充電の進行具合に基づいて変化する。この場合のフライバック電流ＩＤについて、図４を用いて説明する。図４（ａ）はコンデンサ２０１への充電の開始時等の出力側電圧ＶＨが０Ｖに近い状態のタイムチャートである。このとき、フライバック電流ＩＤは制御Ｂの期間において十分に減少せず、出力側電流ＩＣは、制御Ａの期間ではトランスＴｒ１１を介して連続的に供給され、制御Ｂの期間では第２トランスＴｒ１２を介して連続的に供給されることとなる。
図４（ｂ）は、出力側電圧ＶＨの値が、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値の半分程度である場合でのタイムチャートである。この場合では、制御Ａにおける出力側電流ＩＣの時間当たりの増加量と、制御Ｂにおける出力側電流ＩＣの時間当たりの減少量が等しくなる。そのため、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間とが等しくなるように第１指令値Ｉｒｅｆ１を設定すれば、制御Ｂの終了時点でフライバック電流ＩＤをゼロとすることができ、充電を効率よく行いつつ、リアクトル電流ＩＬ及びフライバック電流ＩＤの過剰な増加を抑制することができる。
図４（ｃ）は、コンデンサ２０１への充電が進行し、出力側電圧ＶＨの値が、ＶＢ×Ｎに接近した場合のタイムチャートである。この場合では、制御Ｂの後半である期間Ｂ１２では、出力側電流ＩＣがゼロである期間が設けられることとなる。
続いて、第２モードの制御について、図５のタイムチャートを用いて説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。
制御Ｃでは、チョークコイルＬ１３に印加されるリアクトル電圧ＶＬは、二次電池１００から印加される入力側電圧ＶＢに等しい。すなわち、リアクトル電流ＩＬは、直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。
この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図６（ａ）を用いて説明する。第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＮであるため、第１コイルＬ１１から第２コイルＬ１２へと電力が供給されることはない。加えて、チョークコイルＬ１３から補助コイルＬ１４への電力の供給についても、ダイオードＤ１により遮断されることとなる。そのため、チョークコイルＬ１３に流れるリアクトル電流ＩＬが増加することとなる。
このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。
続く制御Ａでは、図６（ｂ）に示すように、第１モードにおける制御Ａと同じ電流経路をとることとなるため、その説明を省略する。制御Ａから制御Ｂへの切り替えは、制御Ｃの開始から所定時間が経過することを条件としてもよいし、制御Ａの開始から所定時間が経過することを条件としてもよい。なお、図４のタイムチャートにおいて、制御Ａでリアクトル電流ＩＬが単調増加するものとしているが、リアクトル電流ＩＬの変化量は、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨの関係によっては、増減しない場合もあるし、単調減少する場合もある。
制御Ｂでは、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電流の供給は行われず、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。一方で、チョークコイルＬ１３には逆起電力が生じ、リアクトル電圧ＶＬは、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値の負値となる。そのため、フライバック電流ＩＤは直線的に単調減少し、それに伴いリアクトル電流ＩＬも直線的に単調減少する。また励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨの負値となり、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。
この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図６（ｃ）及び図６（ｄ）を用いて説明する。図６（ｃ）の電流経路は、制御Ｂの前半である期間Ｂ１１の経路を示している。制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。一方で、チョークコイルＬ１３にはリアクトル電流ＩＬが残存しており逆起電力が生ずるため、そのリアクトル電流ＩＬにより補助コイルＬ１４を介した電力の供給がなされることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ１１については、いずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。このフライバック電流ＩＤがゼロとなった後の期間である期間Ｂ２２では、電流経路は図５（ｄ）に示すものとなる。すなわち補助コイルＬ１４を介した電力の供給が終了し、出力側では、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとる励磁電流ＩＭが流れることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ２３については、第１モードと同様にいずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。
続いて、第３モードの制御について、図７のタイムチャートを用いて説明する。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａとを交互に行う。このとき、制御Ａについては、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである場合と、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである場合とが、交互に行われる。
制御Ｃでは、リアクトル電圧ＶＬは二次電池１００から印加される入力側電圧ＶＢと等しく、リアクトル電流ＩＬは、第２モードと同様に直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。
この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図８（ａ）を用いて説明する。第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＮであるため、第１コイルＬ１１から第２コイルＬ１２へと電力が供給されることはない。加えて、チョークコイルＬ１３から補助コイルＬ１４への電力の供給についても、ダイオードＤ１により遮断されることとなる。そのため、チョークコイルＬ１３に流れるリアクトル電流ＩＬが増加することとなる。このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第３指令値Ｉｒｅｆ３となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。
続く制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調減少する。すなわち、出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ１２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しいものの、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のいずれをＯＮとするかに応じて、その極性が反転する。そのため、励磁電流ＩＭについては、その励磁電圧ＶＴの極性に基づいて、増加するか減少するかが定まる。
この制御Ａが行われる際の電流経路について、図８（ｂ）及び図８（ｃ）を用いて説明する。図８（ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである例を示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第１スイッチング素子Ｑ１１を通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第６スイッチング素子Ｑ１６、第２コイルＬ１２、第３スイッチング素子Ｑ１３を通過する経路をとることとなる。図８（ｃ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦであり、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである例を示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２を通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第４スイッチング素子Ｑ１４、第２コイルＬ１２、第５スイッチング素子Ｑ１５を通過する経路をとることとなる。
これら第１モード、第２モード、第３モードは、出力側電圧ＶＨの値によって切り替えられる。コンデンサ２０１の充電開始時には第１モードで制御が行われ、充電が進行して出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１よりも大きくなれば、第２モードで制御が行われる。そして、さらに充電が進行して出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２よりも大きくなれば、第３モードで制御が行われる。
第１モードの制御で入力側から出力側へと電力の供給が可能であるのは、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも大きい場合である。そのため、入力側電圧ＶＢが一定であるとしたうえで、第１所定値Ｖ１は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値よりも小さく設定されることとなる。また、第３モードにおける制御Ａでリアクトル電流ＩＬが減少する条件は、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも小さい場合である。そのため、入力側電圧ＶＢが一定であるとしたうえで、第２所定値Ｖ２は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きく設定されることとなる。
続いて、制御部３００が実行する一連の処理について、図９のフローチャートを用いて説明する。図９のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。
まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。
起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得し（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、続いて、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であるか否かを判定する（Ｓ１０５）。出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であれば（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０６）。一方、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下でなければ（Ｓ１０５：ＮＯ）、第３モードで制御を行う（Ｓ１０７）。
第１モード、第２モード、第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０８）。Ｓ１０８の処理では、例えば、再度出力側電圧ＶＨを取得し、その出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０５で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０９）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。
なお、図９のフローチャートでは、コンデンサ２０１への充電制御に関する制御のみを示しているが、電力変換装置はコンデンサ２０１への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂを介して供給される電力を降圧し、二次電池１００への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は以下の効果を奏する。
・コンデンサ２０１への充電（プリチャージ）の開始時等、出力側電圧ＶＨが小さい場合では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行うものとしている。これにより、制御Ａにおいて増加したチョークコイルＬ１３の電流を、制御Ｂで減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができる。ところが、この制御Ｂでは、チョークコイルＬ１３に残存するリアクトル電流ＩＬを回路中で消費する必要がある。この点、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給することができるため、入力側の回路の劣化や損傷を防ぐことができる。
・出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１より大きくなった場合において、第２モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行うものとしている。そのため、制御ＣでチョークコイルＬ１３に流れる電流を大きくすることができ、出力側への電力の供給速度を向上させることができる。また、制御ＢでチョークコイルＬ１３の電流を減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができる。ところが、第１モードと同様に、制御ＢではチョークコイルＬ１３に残存するリアクトル電流ＩＬを回路中で消費する必要がある。この点、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給することができるため、入力側の回路の劣化や損傷を防ぐことができる。
・補助コイルＬ１４を設けているため、第１モード及び第２モードの制御Ｂにおいて、その補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給可能としている。この電力は、補助コイルＬ１４を設けていない場合には入力側の回路中で消費されるものである。よって、補助コイルＬ１４を設けることにより、電力の供給効率を向上させることができる。
・コンデンサ２０１へのプリチャージがさらに進行した場合等、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２より大きくなった場合には、第３モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第３スイッチング素子Ｑ１３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２及び第４スイッチング素子Ｑ１４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１１、第３スイッチング素子Ｑ１３及び第４スイッチング素子Ｑ１４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＮとする制御Ａとを交互に行うものとしている。したがって、制御ＣによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を増加させることができ、続く制御ＡによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を減少させることができ、充電が進行したコンデンサ２０１へのさらなる充電を迅速に行うことができる。
＜第２実施形態＞
本実施形態では、第３モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。図１０は、本実施形態での第３モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。
本実施形態では、第３モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。図１０は、本実施形態での第３モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。
第３モードにおいて、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。そこで、制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間の比を、１未満の値であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）とし、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨを用いてＤを定める。
加えて、第３モードでは、低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替えるタイミングを制御する。このスロープ電流Ｉｓについて、図１０を用いて説明する。スロープ電流Ｉｓは、直線的に増加する仮想的な値であり、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量をΔＩＬとし、スロープ電流Ｉｓの増加量をΔＩｓとすれば、第３指令値Ｉｒｅｆ３にΔＩＬとΔＩｓとを加算した値である補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を算出する。そして、この補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を行う。
続いて、制御部３００が実行する処理を、図１１の制御ブロック図により説明する。定電流制御部５０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び、第３モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第３指令値Ｉｒｅｆ３とを、メモリから読み出して制御に用いる。
第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２は、そのまま、定電流制御部５０から出力される。なお、第１指令値Ｉｒｅｆ１と第２指令値Ｉｒｅｆ２とは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。
第３指令値Ｉｒｅｆ３は、フィードバック制御部５１に入力される。フィードバック制御部５１は、加えて、リアクトル電流ＩＬの実電流である平均値ＩＬ＿ａｖｅを取得する。この平均値ＩＬ＿ａｖｅは、入力電流検出部１０３により検出されたリアクトル電流ＩＬを所定期間蓄積し、その値を平均化したものである。第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅは加算部５２に入力され、加算部５２は、第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅの差分をとる。この差分はＰＩ制御器５３に入力され、リミッタ５４へ入力される。このリミッタ５４では、ＰＩ制御器５３の出力値が上限値よりも大きければ、その出力値を上限値に制限する。リミッタ５４からの出力値は、加算器５５において第３指令値Ｉｒｅｆ３に加算され、フィードバック制御部５１から出力される。
一方、電流補正部５７には、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨが入力され、第３指令値Ｉｒｅｆ３の補正量を出力する。そして、加算器５６で第３指令値Ｉｒｅｆ３とフィードバック制御部５１の出力値との和に加算されることにより、補正指令値Ｉｒｅｆ３＊が得られる。
定電流制御部５０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊は、モード選択部６０に入力される。モード選択部６０には、さらに、出力側電圧ＶＨも入力され、その出力側電圧ＶＨと、第１所定値Ｖ１及び第２所定値Ｖ２とを比較する。そして、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれを出力するかを決定して出力する。
モード選択部６０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかは、ピーク電流制御部７０に入力され、ＤＡ変換器７１においてアナログ値に変換され、コンパレータ７２のマイナス端子に入力される。
一方、ピーク電流制御部７０のスロープ補償部７３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器７４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器７４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部７５において加算して、コンパレータ７２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部７３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器７４を介さずコンパレータ７２に入力するものとしてもよい。
このスロープ補償部７３は、第１モード及び第２モードでは、スロープ電流Ｉｓの値をゼロとし、第３モードでは、上述した鋸歯状波のスロープ電流Ｉｓを出力するものとしている。これは、第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２とを共にＯＦＦとする期間を有しており、その期間ではリアクトル電流ＩＬがゼロとなり、その結果として低調波発振現象が発生しないためである。
コンパレータ７２は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかと、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ７７のＲ端子には、クロック７６からクロック信号が入力される。
第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。
第２モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。続いて、制御Ｃの開始から１制御周期未満の所定時間（例えば半周期）が経過すれば、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ｃへと切り替える。
第３モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｃへと切り替える。
ＲＳフリップフロップ７７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７８へ入力される。このＤｕｔｙ制限部７８では、各制御の期間の長さが上限値を超えていればその上限値に設定され、下限値を下回っていれば、下限値に設定される。そして、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号が送信される。
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。
・ピーク電流制御部７０において、定電流制御部５０から入力された各指令値を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力側電圧ＶＢに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。
・第３モードでリアクトル電流ＩＬについてのピーク電流制御を行ううえで、スロープ電流を加算するものとしている。これにより、リアクトル電流ＩＬの低調波発振を抑制することができる。
＜第３実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。
図１２は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換装置が備える電力変換回路２０は、第１コイルＬ２１及び第２コイルＬ２２からなるトランスＴｒ２１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第８スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２８を備えている。第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２の巻数比は、１：Ｎである。
第１スイッチング素子Ｑ２１のソースと、第２スイッチング素子Ｑ２２のドレインとが接続され、その接続点には第１コイルＬ２１の一端が接続されている。一方、第３スイッチング素子Ｑ２３のソースと第４スイッチング素子Ｑ２４のドレインとが接続され、その接続点には第１コイルＬ２１の他端が接続されている。第１スイッチング素子Ｑ２１のドレイン及び第３スイッチング素子Ｑ２３のドレインは、チョークコイルＬ２３の一端に接続され、チョークコイルＬ２３の他端は二次電池１００の正極に接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２２のソース及び第４スイッチング素子Ｑ２４のソースは、二次電池１００の負極に接続されている。
第２コイルＬ２２側に設けられる第５〜第８スイッチング素子Ｑ２５〜Ｑ２８については、第１実施形態の第３〜第６スイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１６と同様に接続されるため、その説明を省略する。
チョークコイルＬ２３には、補助コイルＬ２４が磁気的に結合するように設けられ、これらチョークコイルＬ２３及び補助コイルＬ２４により、第２トランスＴｒ２２を構成している。なお、チョークコイルＬ２３、補助コイルＬ２４については、第１実施形態と同様に巻かれており、ダイオードＤ２についても第１実施形態と同様に設けられるため、詳しい説明を省略する。
図１３は、第１モードにおける処理を示すタイムチャートである。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａと、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。
制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬが単調増加し、それに伴い出力側電流ＩＣも単調増加する。制御Ｂについても、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。
図１４は、第２モードにおける処理を示すタイムチャートである。第２モードでは、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａ、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨとの関係によって、リアクトル電流ＩＬの変化量が定まる。このとき、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。続く制御Ｂでは、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。
図１５は、第３モードにおける処理を示すタイムチャートである。第３モードでは、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＮとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａ、又は第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＦＦし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＮとする制御Ａとを、交互に行う。
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。このとき、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。
＜第４実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。
図１６は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換装置が備える電力変換回路３０は、トランスＴｒ３１、第１〜第４スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４、第１〜第４ダイオードＤ３１〜Ｄ３４、及びコンデンサＣ３０を含んで構成されている。トランスＴｒ３１の入力側として設けられる第１コイルＬ３１には、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチング素子Ｑ３２が直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体にＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子Ｑ３１が並列接続されている。より具体的には、第１コイルＬ３１の一端に第１スイッチング素子Ｑ３１のドレインが接続されており、第１コイルＬ３１の他端に第２スイッチング素子Ｑ３２のドレインが接続されている。そして、第１スイッチング素子Ｑ３１のソースと第２スイッチング素子Ｑ３２のソースが接続されている。
第１スイッチング素子Ｑ３１のドレインと第１コイルＬ３１との接続点は、チョークコイルＬ３３を介して二次電池１００の正極に接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ３１のソースと第２スイッチング素子Ｑ３２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。
トランスＴｒ３１の出力側には第１コイルＬ３１と磁気的に結合する第２コイルＬ３２が設けられている。第１コイルＬ３１と第２コイルＬ３２との巻数比は、１：Ｎである。出力側では、ＭＯＳＦＥＴである第３スイッチング素子Ｑ３３とコンデンサＣ３０とが直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体と第２コイルＬ３２とが並列接続されて並列接続体をなしている。その並列接続体には、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチング素子Ｑ３４が直列接続されている。より具体的には、第２コイルＬ３２の一端とコンデンサＣ３０の一端とが接続され、コンデンサＣ３０の他端と第３スイッチング素子Ｑ３３のドレインが接続され、第２コイルＬ３２の他端と第３スイッチング素子Ｑ３３のソースが接続されている。第２コイルＬ３２と第３スイッチング素子Ｑ３３のソースとの接続点には、第４スイッチング素子Ｑ３４のドレインが接続されている。
第２コイルＬ３２とコンデンサＣ３０との接続点は、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４のソースは負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。
チョークコイルＬ３３には、補助コイルＬ３４が磁気的に結合するように設けられ、これらチョークコイルＬ３３及び補助コイルＬ３４により、第２トランスＴｒ３２を構成している。なお、チョークコイルＬ３３、補助コイルＬ３４については、第１実施形態と同様に巻かれており、ダイオードＤ３についても第１実施形態と同様に設けられるため、詳しい説明を省略する。
図１７は、第１モードにおける処理を示すタイムチャートである。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ３１、第２スイッチング素子Ｑ３２、及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第４スイッチング素子Ｑ３４については常にＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２と第３スイッチング素子Ｑ３３とを交互にＯＮとする制御を行う。
制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬが単調増加し、それに伴い出力側電流ＩＣも単調増加する。制御Ｂについても、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。
図１８は、第２モードにおける処理を示すタイムチャートである。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ３２及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ３１、第２スイッチング素子Ｑ３２、及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとする制御Ｂを順に行う。
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨとの関係によって、リアクトル電流ＩＬの変化量が定まる。このとき、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。続く制御Ｂでは、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。
図１９は、第３モードにおける処理を示すタイムチャートである。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ３２及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａとを交互に行う。
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。このとき、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。
＜第５実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成の一部、及び、制御部が実行する制御が第１実施形態と異なっている。
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成の一部、及び、制御部が実行する制御が第１実施形態と異なっている。
図２０は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態では、プリチャージ時における出力側の回路の電流値である出力側電流ＩＨ、及び、出力側電流の平均値ＩＨ＿ａｖｅを検出する電流検出部２０３を備えている。電流検出部２０３は出力側の回路における、正極側の配線と補助コイルＬ１４との接続点と、電力変換回路１０との間に設けられている。
電流検出部２０３の具体的な回路構成について、図２１を参照して詳述する。電流検出部２０３は、第１変流器２１０と、第２変流器２２０とを備えている。
第１変流器２１０は、磁気的に結合した一対のコイルにより構成される第１トランス２１１と、その第１トランス２１１の両端間に接続されたリセット抵抗２１２と、第１トランス２１１とリセット抵抗２１２の正極側の接続点にアノードが接続されたダイオード２１３と、そのダイオード２１３のカソードに第１側が接続され、第２側が接地された終端抵抗２１４とを備えている。第１トランス２１１は、第２端子２０３ｂから第１端子２０３ａへと電流が流れた場合に、ダイオード２１３のアノードに電流が流れ込むように、極性が定められている。したがって、バッテリ１００側からの電力の供給時に、第１トランス２１１を介した通電が行われる。
第２変流器２２０は、磁気的に結合した一対のコイルにより構成される第２トランス２２１と、その第２トランス２２１の両端間に接続されたリセット抵抗２２２と、第２トランス２２１とリセット抵抗２２２の正極側の接続点にアノードが接続されたダイオード２２３と、そのダイオード２２３のカソードに第１側が接続され、第２側が接地された終端抵抗２２４とを備えている。第２トランス２２１は、第１端子２０３ａから第２端子２０３ｂへと電流が流れた場合に、ダイオード２２３のアノードに電流が流れ込むように、極性が定められている。したがって、バッテリ１００側への電力の供給時に、第２トランス２２１を介した通電が行われる。
第１変流器２１０からは、出力側電流ＩＨと、その出力側電流ＩＨがＲＣ回路２３０を介して出力される値である、出力電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅが得られる。第２変流器２２０から出力される電流は、二次電池１００への電力の供給時に用いられるものである。
制御部４００は、以上のようにして検出された出力側電流ＩＨ、及び、出力側電流の平均値ＩＨ＿ａｖｅを取得し、第１実施形態で説明した第１〜第３モードの制御に準ずる制御を行う。制御部４００が行う制御について、図２２を参照して説明する。
最初に、第１モード設定部４１０について説明する。まず、リアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１が乗算器４１１へ入力され、巻数比Ｎの逆数が乗算される。すなわち、リアクトル電流ＩＬの指令値を、出力側電流ＩＨの指令値に換算する。乗算器４１１から得られた値は、ＤＡ変換器４１２を介してコンパレータ４１３のマイナス端子へ入力される。一方、コンパレータ４１３のプラス端子には、出力側電流ＩＨが入力される。
コンパレータ４１３は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１を出力側電流ＩＨの指令値に換算した値と、プラス端子に入力された出力側電流ＩＨとの比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４１４のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４１４のＲ端子には、クロック４１５からクロック信号が入力される。
第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、出力側電流ＩＨが第１指令値Ｉｒｅｆ１を巻数比Ｎで除算した値を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４１４は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。
ＲＳフリップフロップ４１４の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４１６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のＤｕｔｙ値が、上限値よりも大きければＤｕｔｙ値が上限値に設定される。この上限値は、５０％未満の値、例えば４５％に設定されている。以上のように求められた第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
次に、第２モード設定部４２０について説明する。第２モード設定部では、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮ／ＯＦＦ状態と、第２スイッチング素子Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦ状態とが、それぞれ別の演算により求められる。
第１スイッチング素子Ｑ１１の制御では、まず、入力側電流の上限値Ｉｇが乗算器４２１へ入力され、巻数比Ｎの逆数が乗算される。この上限値Ｉｇは、第２モードにおいて、制御Ａの終了時点のリアクトル電流ＩＬの上限を示している。すなわち、リアクトル電流ＩＬの上限を、出力側電流ＩＨの上限に換算する。乗算器４２１から得られた値は、ＤＡ変換器４２２を介してコンパレータ４２３のマイナス端子へ入力される。一方、コンパレータ４２３のプラス端子には、出力側電流ＩＨが入力される。
コンパレータ４２３は、マイナス端子に入力された、上限値Ｉｇを出力側電流ＩＨの上限に換算した値と、プラス端子に入力された出力側電流ＩＨとの比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４２４のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４２４のＲ端子には、クロック４２５からクロック信号が入力される。
入力された信号がロー状態の信号となれば、出力側電流ＩＨが上限値Ｉｇを巻数比Ｎで除算した値を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４２４は、第１スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信する。ＲＳフリップフロップ４２４の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４２６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４２６では、第１スイッチング素子Ｑ１１のＤｕｔｙ値が、上限値よりも大きければＤｕｔｙ値が上限値に設定される。この上限値は、例えば５０％に設定されている。以上のように設定された第１スイッチング素子Ｑ１１の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
第２スイッチング素子Ｑ１２の制御では、リアクトル電流ＩＬの第２指令値Ｉｒｅｆ２が乗算器４２７へ入力される。この乗算器４２７へは、リアクトル電圧ＶＬの逆数と、チョークコイルＬ１３の自己インダクタンスＬを１制御周期の長さＴｓで除算した値も入力される。この乗算器４２７の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４２８へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４２８では、第２スイッチング素子Ｑ１２のＤｕｔｙ値が、上限値よりも大きければＤｕｔｙ値が５０％未満である上限値に設定される。この上限値は、例えば４５％に設定されている。以上のように設定された第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
続いて、第３モード設定部４３０について説明する。第３モード設定部４３０では、まず、リアクトル電流ＩＬの平均値の指令値を求める。具体的には、定電圧制御を行ううえでの指令値と、定電流制御を行ううえでの指令値を求めたうえで、求められた指令値の中で最も小さい指令値を用いて制御を行う。
定電圧制御の指令値を求めるうえで、出力側電圧ＶＨの目標値ＶＨ＊と、検出された出力側電圧ＶＨとが加算器４３１へ入力され、その偏差は、ＰＩ制御器４３２へ入力される。ＰＩ制御器４３２の出力値は定電圧制御を行ううえでのリアクトル電流ＩＬの指令値であり、最小値選択部４４０へ入力される。
一方、制御部４００は、上位のＥＣＵからＣＡＮ通信等により、リアクトル電流ＩＬの指令値ＩＬ＊を取得する。この指令値ＩＬ＊は徐変部４３３に入力される。徐変部４３３では、入力された指令値ＩＬ＊に基づいて、漸増する値を出力するものである。徐変部４３３の出力値は、最小値選択部４４０へ入力される。
以上のようにして最小値選択部４４０へ各指令値が入力されれば、最小値選択部４４０は、入力された各指令値のうち最も小さい値を指令値として出力する。最小値選択部４４０から出力された指令値は、加算器４４１へ入力される。加算器４４１へは、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅをリアクトル電流ＩＬの値に換算した値も入力される。具体的には、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅと、出力側電圧ＶＨを入力側電圧ＶＢで除算した値とが乗算器４４２へ入力される。この乗算器４４２で乗算を行ううえで、電力変換回路１０の変換効率αを考慮するものとしてもよい。乗算器４４２の出力値は加算器４４１へ入力される。加算器では、入力された値の差分がとられ、その差分はＰＩ制御器４４３へ入力される。
ＰＩ制御器４４３の出力値は、乗算器４４４へ入力され、巻数比Ｎを出力側電圧ＶＨの２倍の値で除算した値が乗算される。乗算器４４４の出力値は、加算器４４５へと入力される。この加算器４４５へは、選択部４４６で選択された、フィードフォワード制御用のＤｕｔｙ値と、定数との一方が入力される。このとき、選択部４４６では、第３モードの制御においてコンデンサ２０１の充電が終了するまでは、フィードフォワード制御用のＤｕｔｙ値が選択され、コンデンサ２０１の充電の終了後は、定数が選択される。
加算器４４５の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４４７へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４４７には、上限値設定部４４８で求められたＤｕｔｙ値の上限値も入力される。このＤｕｔｙ値の上限値は、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨで定まるものである。Ｄｕｔｙ制限部４４７では、算出されたＤｕｔｙ値が上限値よりも大きければ、上限値を出力する。Ｄｕｔｙ制限部４４７の出力値は、モード選択部４５０に入力される。
モード選択部４５０へは出力側電圧ＶＨも入力され、第１実施形態の図９のフローチャートに基づいて第１〜第３モードの選択が行われる。そして、選択されたモードにより、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御が行われる。
本実施形態に係る電力変換装置において、電流検出部２０３を設ける場所は、図２３のように変更することもできる。具体的には、電流検出部２０３を、出力側の回路における、負極側の配線と補助コイルＬ１４との接続点と、電力変換回路１０との間に設ける。
本実施形態における電流検出部２０３の回路構成は、図２４のように変更することもできる。具体的には、電流検出部２０３は、変流器２４０を備えている。変流器２４０は、磁気的に結合した一対のコイルにより構成されるトランス２４１と、そのトランス２４１の両端間に接続されたリセット抵抗２４２と、トランス２４１の両端に対して接続されたダイオードブリッジ回路２４３と、ダイオードブリッジ回路の正極の出力側に直列接続されたスイッチ２４４と、スイッチ２４４に第１側が直列接続され、第２側が接地された終端抵抗２４５とを備えている。
ダイオードブリッジ回路は、第１のダイオードのアノードに第２のダイオードのカソードが接続されたダイオードの直列接続体を２つ有している。トランス２４１を構成するコイルの第１端は、一方の直列接続体の接続点に接続され、トランス２４１を構成するコイルの第２端は、他方の直列接続体の接続点に接続されている。
スイッチ２４４は、変流器２４０において電流値を検出する場合にＯＮとする。トランス２４１から出力される電流をダイオードブリッジ回路２４３を介して出力するため、第１端子２０３ａから第２端子２０３ｂへと電流が流れる場合、及び、第２端子２０３ｂから第１端子２０３ａへと電流が流れる場合のいずれにおいても、電流値を検出することができる。すなわち、二次電池１００からの電力供給時、及び二次電池１００への電力供給時のいずれにおいても、電流値を検出することができる。
変流器２４０からは、二次電池１００からの電力供給時の電流である出力側電流ＩＨと、その出力側電流ＩＨがＲＣ回路２３０を介して出力される値である、出力電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅが得られる。これら出力側電流ＩＨ及びその平均値ＩＨ＿ａｖｅを用いる制御については、図２２と同様である。
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、以下の効果を奏する。
・二次電池１００側の回路において、リアクトル電流ＩＬを検出すべく電流検出器１０３を設ける場合、一般的にリアクトル電流ＩＬは大電流となるため、シャント抵抗としてより大型のものを用いる必要がある。また、シャント抵抗による損失を小さくしようとすれば、シャント抵抗の抵抗値をより小さくすればよいが、この場合には、電流検出器１０３の出力値が小さくなり、リアクトル電流ＩＬを検出するうえでアンプが必要となる。ところが、アンプを用いて電流を計測する場合、アンプの応答は一般的に低速であるため、制御に遅れが生ずる場合がある。この点、本実施形態では、出力側の回路にて出力側電流ＩＨを検出すべく電流検出部２０３を設けているため、制御の高速化が可能であり、より精度の高い制御が可能となる。
・電流検出部２０３として変流器２１０を用いており、変流器２１０において電流が継続して流れれば、電流検出部２０３のトランス２１１が飽和するおそれがある。変流器２１０に電流が継続して流れる場合とは、第１実施形態の図４（ａ）で示したような、出力側電圧ＶＨが低い場合である。すなわち、出力側電圧ＶＨが低く、直流電流にリプル電流が重畳する場合において、変流器２１０のトランス２１１が飽和する。本実施形態では、電流検出部２０３を、出力側の回路における、正極側の配線と補助コイルＬ１４との接続点と、電力変換回路１０との間に設けるものとしている。こうすることで、電流検出部２０３では、電力変換回路１０を介した電力の供給が行われる場合の電流は検出されるものの、チョークコイルＬ１３及び補助コイルＬ１４を介して供給される電流は検出されない。すなわち、電流検出部２０３は、第１〜第３モードの制御Ａにおける電流を検出し、第１、第２モードの制御Ｂにおける電流は検出しない。これにより、第１実施形態の図４（ａ）で示したような出力電流ＩＨが低い場合においても、変流器２１０に電流が継続して流れることがなくなり、トランス２１１の飽和を抑制することができる。加えて、制御Ｂにおける電流は検出しないものの、制御Ａにおける電流は検出することができるため、その制御Ａでの電流を用いて精度良い制御を行うことができる。
＜変形例＞
・第１実施形態では、ダイオードＤ１を、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側に設けるものとしているが、図２５に示すように、ダイオードＤ１ａを、補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。この場合でも、第１実施形態と同様の効果を奏する。
・第１実施形態では、ダイオードＤ１を、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側に設けるものとしているが、図２５に示すように、ダイオードＤ１ａを、補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。この場合でも、第１実施形態と同様の効果を奏する。
・第１実施形態の電力変換回路１０を、図２６（ａ）のように構成してもよい。具体的には、電力変換回路１０ａにおいて、トランスＴｒ１１ａを構成する第１コイルＬ１１ａの端部のそれぞれに、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのソース、第２スイッチング素子Ｑ１２ａのソースをそれぞれ接続する。一方で、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのドレインと第２スイッチング素子Ｑ１２ａのドレインは接続され、その接続点はチョークコイルＬ１３の一端に接続される。また、第１コイルＬ１１のセンタータップは、二次電池１００の負極に接続される。なお、第２コイルＬ１２側の構成については、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。このとき、制御部３００が実行する処理は、第１実施形態と同様のものとなる。また、この場合においても、図２６（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１ａを補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。
・図２７に示すように、第３実施形態に係るフルブリッジ回路においても、ダイオードＤ２ａを補助コイルＬ２４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。また、図示しないが、第４実施形態に係るフォワードアクティブクランプ回路についても同様に、ダイオードを補助コイルＬ３４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。
・第４実施形態に係る電力変換回路３０（フォワードアクティブクランプ回路）の第２コイルＬ３２側について、図２８のように構成してもよい。具体的には、トランスＴｒ３１の出力側を構成する第２コイルＬ３２の一端は正極側出力端子２００ａに接続されており、他端は第４スイッチング素子Ｑ３４ａのドレインに接続されている。第２コイルＬ３２と第４スイッチング素子Ｑ３４ａのドレインとの接続点は、コンデンサＣ３０ａを介して第３スイッチング素子Ｑ３３ａのソースに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４ａのソースは第３スイッチング素子Ｑ３３ａのドレインに接続されている。この第４スイッチング素子Ｑ３４ａと第３スイッチング素子Ｑ３３ａの接続点は、負極側出力端子２００ｂに接続されている。なお、第３スイッチング素子Ｑ３３ａには第３ダイオードＤ３３ａが逆方向に並列接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４には第４ダイオードＤ３４ａが逆方向に並列接続されている。制御部３００が実行する具体的な処理については、第４実施形態と同様であるため、説明を省略する。
・各実施形態では、第１〜第３モードの制御をいずれも行うものとしているが、各モードのうち、少なくとも２つのモードの制御を行うものであってもよい。すなわち、充電の開始時には第１モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値を超えれば第２モードを経ずに第３モードの制御を行うものとしてもよい。また、充電の開始時から第２モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値を超えれば第３モードを行うものとしてもよい。
・各実施形態では、補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４に接続する整流素子としてダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３を用いるものとしているが、ダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３の代わりにスイッチング素子を用いるものとしてもよい。この場合には、補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４を介して入力側から出力側へと電力を供給する際に、スイッチング素子をＯＮとして通電するものとすればよい。
・第１実施形態における第１モードにおいて、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとする例を示したが、図２９（ａ）に示すように、制御Ａでは、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮである場合とＱ１２がＯＮである場合とを交互に行うものとしてもよい。また、図２９（ｂ）に示すように、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮである制御Ａを複数回行い、続いて、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである制御Ａを複数回行うものとしてもよい。
・第１実施形態における第２モードにおいて、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替えるものとしているが、図３０（ａ）に示すように、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御と、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御とを交互に行うものとしてもよい。また、図３０（ｂ）に示すように、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を複数回行い、続いて、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとすることにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を複数回行うものとしてもよい。
・第１〜第３モードにおいて、第１〜第３指令値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を用いて制御するものとしたが、各モードにおいて、制御Ａ〜制御Ｃを行う期間の長さを予め定めておき、その定められた期間に基づいて制御を行うものとしてもよい。
・各実施形態では、チョークコイルＬ１３，Ｌ２３，Ｌ３３を二次電池１００に対して正極側に設けているが、負極側に設けてもよい。また、チョークコイルＬ１３，Ｌ２３，Ｌ３３を正極側及び負極側に設け、それぞれに磁気結合する補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４を設けるものとしてもよい。
・第５実施形態で示した、出力側の回路に電流検出部２０３を設けて出力側電流ＩＨを検出し、その出力側電流ＩＨを用いる制御について、第３、第４実施形態に適用してもよい。また、図２６で示した回路に対して、第５実施形態の電流検出部２０３を適用してもよい。これらの場合では、図２０で示したように、正極側の配線に電流検出部２０３を設けるものとしてもよいし、図２３で示したように、負極側の配線に電流検出部２０３を設けるものとしてもよい。また、電流検出部２０３の具体的な回路構成は、図２１で示したものを採用してもよいし、図２４で示したものを採用してもよい。なお、検出した出力側電流ＩＨとその平均値ＩＨ＿ａｖｅとを用いる制御については、第５実施形態の図２２で示したものと同等の制御を行えばよい。
・補助コイルＬ１４とチョークコイルとの巻数比を、Ｎ以上：１としてもよい。
・実施形態において、電力変換装置がハイブリッドカーに搭載されるものとしたが、搭載対象はこれに限られることはない。
１０…電力変換回路、２０…電力変換回路、３０…電力変換回路、３００…制御部、Ｃ３０，Ｃ３０ａ…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３…ダイオード、Ｌ１１，Ｌ１１ａ，Ｌ２１，Ｌ３１…第１コイル、Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２…第２コイル、Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３…チョークコイル、Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４…補助コイル、Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２８，Ｑ３１〜Ｑ３４…スイッチング素子、Ｔｒ１１，Ｔｒ１１ａ，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１…トランス。
Claims (8)
- 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１）及び第２コイル（Ｌ１２）からなるトランス（Ｔｒ１１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記第１コイルは、センタータップを有し、
前記電力変換回路は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００，４００）を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、を実行し、
前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部を備え、
前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行し、
前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）を備え、
前記制御部（３００）は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御し、
前記制御部は、前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部を備え、
前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、電力変換装置。 - 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ２１）及び第２コイル（Ｌ２２）からなるトランス（Ｔｒ２１）、及びスイッチング素子（Ｑ２１〜Ｑ２４）を備える電力変換回路（２０）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ２３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ２４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記電力変換回路は、
直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路と、
前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００，４００）と、を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、順に行う期間を含む第３モードと、を実行し、
前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部を備え、
前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行し、
前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）を備え、
前記制御部（３００）は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御し、
前記制御部は、前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部を備え、
前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、電力変換装置。 - 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ３３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ３４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記電力変換回路は、
前記第１コイルに直列接続された第２スイッチング素子（Ｑ３２）と、
前記第１コイル及び前記第２スイッチング素子に並列接続された第１スイッチング素子（Ｑ３１）と、
前記第２コイルに並列接続又は直列接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３３，Ｑ３３ａ）とコンデンサ（Ｃ３０，Ｃ３０ａ）との直列接続体と、を有するアクティブクランプ回路を含み、
前記第１〜第３スイッチング素子を制御する制御部（３００，４００）を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第１モードと、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第２モードと、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、を行う第３モードと、を実行し、
前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部を備え、
前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行し、
前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）を備え、
前記制御部（３００）は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御し、
前記制御部は、前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部を備え、
前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、電力変換装置。 - 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ１１）及び第２コイル（Ｌ１２）からなるトランス（Ｔｒ１１）、及びスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ，Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を備える電力変換回路（１０，１０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記第１コイルは、センタータップを有し、
前記電力変換回路は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００，４００）を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、を実行し、
前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部を備え、
前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行し、
前記出力側の回路と前記補助コイルとの接続点と、前記電力変換回路との間に、トランス（２１１，２４１）を介して電流値を検出する変流器（２１０，２４０）を備える、電力変換装置。 - 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ２１）及び第２コイル（Ｌ２２）からなるトランス（Ｔｒ２１）、及びスイッチング素子（Ｑ２１〜Ｑ２４）を備える電力変換回路（２０）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ２３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ２４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記電力変換回路は、
直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路と、
前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００，４００）と、を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、順に行う期間を含む第３モードと、を実行し、
前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部を備え、
前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行し、
前記出力側の回路と前記補助コイルとの接続点と、前記電力変換回路との間に、トランス（２１１，２４１）を介して電流値を検出する変流器（２１０，２４０）を備える、電力変換装置。 - 直流電源（１００）が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル（Ｌ３１）及び第２コイル（Ｌ３２）からなるトランス（Ｔｒ３１）、及びスイッチング素子（Ｑ３１〜Ｑ３３，Ｑ３３ａ）を備える電力変換回路（３０，３０ａ）を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ３３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ３４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記電力変換回路は、
前記第１コイルに直列接続された第２スイッチング素子（Ｑ３２）と、
前記第１コイル及び前記第２スイッチング素子に並列接続された第１スイッチング素子（Ｑ３１）と、
前記第２コイルに並列接続又は直列接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３３，Ｑ３３ａ）とコンデンサ（Ｃ３０，Ｃ３０ａ）との直列接続体と、を有するアクティブクランプ回路を含み、
前記第１〜第３スイッチング素子を制御する制御部（３００，４００）を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第１モードと、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第２モードと、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、を行う第３モードと、を実行し、
前記出力側の電圧を出力電圧として検出する電圧検出部を備え、
前記出力電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きく、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行し、
前記出力側の回路と前記補助コイルとの接続点と、前記電力変換回路との間に、トランス（２１１，２４１）を介して電流値を検出する変流器（２１０，２４０）を備える、電力変換装置。 - 前記制御部（４００）は、前記第１モード及び前記第２モードの少なくとも一方において、前記電流値のピーク値が所定値となるように各スイッチング素子を制御する、請求項４〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記制御部（４００）は、前記第３モードにおいて、前記電流値の平均値が所定値となるように各スイッチング素子を制御する、請求項４〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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