JP2020108304A - 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧及び出力電圧の急変に対しても応答性をできるだけ高くしながら磁気飽和を防止できる可能性を高める。【解決手段】電力変換装置は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサと、第１の電圧センサの出力及び第２の電圧センサの出力に応答して、第２の電圧センサの出力が目標値となるよう半導体スイッチを駆動する駆動信号の各サイクルにおけるデューティを制御する駆動制御部とを含み、駆動制御部は、先行するサイクルにおけるデューティに対する、後続するサイクルにおけるデューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチを駆動する。【選択図】図６

Description

この発明は、電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び制御装置に関する。

絶縁型ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）―ＤＣコンバータは、トランスの一次側に入力される直流電圧を二次側に安定した直流電圧として伝達するためのものである。例えば電気自動車等に搭載されるＤＣ―ＤＣコンバータは、入力側に印加される３００Ｖ程度の直流電圧を、１２Ｖ程度の安定した直流電圧に降圧して出力する。

こうしたＤＣ―ＤＣコンバータでは、例えば入力電圧の変化、又は負荷の急変に対しても、短い応答時間で出力電圧を目標値に安定させることが要求される。そのため、入力電圧と出力電圧との間での電圧フィードバックによる定電圧制御が行われる。この制御には、トランスを流れる電流をスイッチングする半導体スイッチが用いられ、この半導体スイッチのデューティを切替える方式が採用されている。例えば、入力電圧又は出力電圧が低下したときにはデューティを大きくし、入力電圧又は出力電圧が高くなったらデューティを小さくする制御が行われる。

しかし、デューティの変動量をあまり大きくするとトランスに流れる電流が増加する時間が長くなり、磁気飽和が生ずる可能性がある。磁気飽和とは、トランスの磁束密度が、そのトランスの最大許容磁束密度を超えることをいう。磁気飽和が生じるとインダクタンスが急激に低下し、トランスに大電流が流れることになる。

アクティブクランプ方式では、二次側への電力伝達が正極性のみとなるため、負極性での磁気リセットにより磁束の増加と磁束の減少とをバランスさせ、磁気飽和を防止することが必要である。しかし応答性を重視すると磁気飽和が発生する可能性が高くなる。

例えば入力電圧が急増すると、制御回路の応答遅れにより、アクティブクランプ方式の半導体スイッチのデューティの追従に遅延が生ずることがある。こうした場合にはデューティが過大になり、トランスの一次側巻線の励磁電流が過大になって磁気飽和を生ずる可能性がある。

こうした問題を解決するための１つの提案が特許文献１に開示されている。特許文献１に開示されている技術は、トランスの励磁とリセットとを交互に繰返す絶縁型ＤＣ―ＤＣコンバータにおいて、一次側電流の瞬時値の平均値を算出し、瞬時値と平均値とを比較して、その差分が所定値以上であるときに、トランスの励磁動作を停止しリセット動作を開始する。

特許文献１に開示の技術によれば、入力電圧が急変したときにトランス電流のピーク値が増加したことを検出し、そのためにトランスに磁気飽和が発生する可能性が高くなることが判定できる。磁気飽和が発生する可能性が高くなるときに、トランスの励磁動作を停止しリセット動作を開始するので、磁気飽和を防止できる可能性が高くなる。

特開２００８−１９９８７８号公報

上記した特許文献１に開示された技術では、トランス電流のピーク値が増加するときに磁気飽和が発生することを防止できる可能性は高くなる。しかし、磁気飽和の問題は、トランス電流のピーク値が増加するときだけに生ずるのではない。例えば負荷電流が急変する場合にも、デューティがこの急変に応答して急激に変動し、トランス磁束が飽和限界に達することもある。さらに、特許文献１に開示の技術では、トランス電流のピーク値と平均値との差分に基づいてトランスをリセットする。こうした場合、磁気飽和にいたるような電流値であってもピーク値に到達するまではトランスのリセットが行われないため、リセット前に磁気飽和に至ってしまう場合があり得る。

それ故にこの発明の目的は、入力電圧及び出力電圧の急変に対しても応答性をできるだけ高くしながら磁気飽和を防止できる可能性を高めることができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び制御装置を提供することである。

この発明の第１の局面に係る電力変換装置は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサと、第１の電圧センサの出力及び第２の電圧センサの出力に応答して、第２の電圧センサの出力が目標値となるよう半導体スイッチを駆動する駆動信号の各サイクルにおけるデューティを制御する駆動制御部とを含み、駆動制御部は、先行するサイクルにおけるデューティに対する、後続するサイクルにおけるデューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチを駆動する。

この発明の第２の局面に係る電力変換装置の制御方法は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサとを含む電力変換装置の制御方法であって、第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、半導体スイッチの駆動信号の各サイクルにおけるデューティの変動量の絶対値の上限を算出するステップと、第２の電圧センサの出力値と第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により第２の電圧センサの出力が目標値となるようにデューティの変動量を算出するステップと、デューティを算出するステップにおいて算出されたデューティの変動量の絶対値と上限とを比較するステップと、比較するステップにおける比較結果に応答して、デューティ算出部が算出したデューティの変動量と、上限とのいずれかを選択して先行するサイクルにおけるデューティに選択された値を累積するステップと、累積するステップによって得られたデューティを用いて半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し半導体スイッチに供給するステップとを含む。

この発明の第３の局面に係る制御装置は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサとを含む電力変換装置を制御するための制御装置であって、第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、変動量の絶対値の上限を算出する上限算出部と、第２の電圧センサの出力の検出値と第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により第２の電圧センサの出力が目標値となるようにデューティの変動量を算出するデューティ算出部と、デューティ算出部が算出したデューティの変動量の絶対値と上限とを比較する比較部と、比較部による比較結果に応答して、デューティ算出部が算出したデューティの変動量と、上限とのいずれかを選択して先行するサイクルにおけるデューティに選択された値を累積するデューティ累積部と、デューティ累積部により得られたデューティを用いて半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し半導体スイッチに供給するゲート信号生成部とを含む。

この発明の構成、作用及びその効果は、添付する図面を参照しながらこの発明の実施の形態の説明を参酌することにより、さらに明確になるであろう。

以上のようにこの発明によれば、入力電圧及び出力電圧の急変に対しても応答性をできるだけ高くしながら磁気飽和を防止できる可能性を高めることができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び制御装置を提供できる。

図１は、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータの１例の構成を示す回路図である。 図２は、トランスにおける磁気の変化と磁気飽和を説明するための模式図である。 図３は、トランスを流れる電流に対する磁気飽和の影響を示すグラフである。 図４は、従来の技術によって図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータを動作させたときのデューティの変動、トランスの磁束密度の変動、及びトランスの電流の変動をシミュレートした結果を示すグラフである。 図５は、この発明の一実施の形態によるＤＣ−ＤＣコンバータとその制御部との構成を示す回路ブロック図である。 図６は、図５に示す制御部がＤＣ−ＤＣコンバータを制御するためのプログラムの制御構造を示すフローチャートである。 図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて磁気飽和が発生するメカニズムを説明するためのグラフである。 図８は、磁気飽和の発生のしやすさが、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧の変動により変化することを説明するためのグラフである。 図９は、磁気飽和の発生のしやすさが、負荷の急激な変動により変化することを説明するためのグラフである。 図１０は、この発明の一実施の形態によってＤＣ−ＤＣコンバータを制御したときのデューティ、磁束密度、及びトランス電流の関係をシミュレートした結果を示すグラフである。

［この発明の種々の実施形態の説明］
以下の説明及び図面では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組合せても良い。

（１）この発明の第１の局面に係る電力変換装置は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサと、第１の電圧センサの出力及び第２の電圧センサの出力に応答して、第２の電圧センサの出力が目標値となるよう半導体スイッチを駆動する駆動信号の各サイクルにおけるデューティを制御する駆動制御部とを含み、駆動制御部は、先行するサイクルにおけるデューティに対する、後続するサイクルにおけるデューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチを駆動する。

デューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチが駆動されるので、入力電圧の変化及びノイズに対してもデューティの変化量が過大になることが防止でき、磁気飽和が生ずる危険性を小さくできる。

（２）好ましくは、先行するサイクルは、デューティ制御の対象となるサイクルの直前のサイクルである。

直前のサイクルのデューティを基準にデューティの変動量の上限を定めるので、高い応答性を維持できる。

（３）より好ましくは、関数は、第１の電圧センサの出力に対する単調減少関数である。

入力電圧が大きくなるほどデューティ変動量の上限が小さくなるので、デューティの変化が過大になることが防止できる。また入力電圧が小さい場合にはデューティ変動量の上限が比較的大きくなるので応答性を維持できる。

（４）さらに好ましくは、第１の電圧センサの出力をＶ_ｉｎ、直前のサイクルにおけるデューティをＤｕｔｙ_Ｐ、デューティの変動量の絶対値の上限をΔＤｕｔｙ_ｍａｘとすると、関数は以下の式

により表される。

この式にしたがうと、入力電圧が大きくなるほどデューティ変動量の上限が小さくなるので、デューティの変化が過大になることが防止できる。また入力電圧が小さい場合にはデューティ変動量の上限が比較的大きくなるので応答性を維持できる。

（５）好ましくは、定数Ａ_１は以下の式

により表される。

トランスに関連する各定数と駆動信号の１サイクルの長さとに関連してデューティの変動量を定めるので、特定のトランスにおいて磁気飽和が発生しない範囲で、応答性を維持してデューティの変動量の上限を決定できる。

（６）より好ましくは、定数Ａ_２は

を満たす。

定数Ａ_２の大きさは応答性を制御する。定数Ａ_２を上記した範囲から選択することで、電力変換器の応答性を高く維持できる。

（７）さらに好ましくは、定数Ａ_２＝１である。

定数Ａ_２の大きさは応答性を制御する。定数Ａ_２を１にすることで、電力変換器の応答性をできるだけ高く維持できる。

（８）好ましくは、第１の電圧センサの出力をＶ_ｉｎ、先行するサイクルにおけるデューティをＤｕｔｙ_Ｐ、デューティの変動量の絶対値の上限をΔＤｕｔｙ_ｍａｘとすると、関数は以下の式

により表される。

この式にしたがうと、入力電圧が大きくなるほどデューティ変動量の上限が小さくなるので、デューティの変化が過大になることが防止できる。また入力電圧が小さい場合にはデューティ変動量の上限が比較的大きくなるので応答性を維持できる。

（９）より好ましくは、駆動制御部は、第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、変動量の絶対値を算出する上限算出部と、第２の電圧センサの出力値と第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により第２の電圧センサの出力が目標値となるようにデューティの変動量を算出するデューティ算出部と、デューティ算出部が算出したデューティの変動量の絶対値と上限とを比較する比較部と、比較部による比較結果に応答して、デューティ算出部が算出したデューティの変動量と、上限とのいずれかを選択して先行するサイクルにおけるデューティに選択された値を累積するデューティ累積部と、デューティ累積部により得られたデューティを用いて、半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し半導体スイッチに供給するゲート信号生成部とを含む。

デューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチが駆動されるので、入力電圧の変化及びノイズに対してもデューティの変化量が過大になることが防止でき、磁気飽和が生ずる危険性を小さくできる。

（１０）この発明の第２の局面に係る電力変換装置の制御方法は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサとを含む電力変換装置の制御方法であって、第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、半導体スイッチの駆動信号の各サイクルにおけるデューティの変動量の絶対値の上限を算出するステップと、第２の電圧センサの出力値と第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により第２の電圧センサの出力が目標値となるようにデューティの変動量を算出するステップと、デューティを算出するステップにおいて算出されたデューティの変動量の絶対値と上限とを比較するステップと、比較するステップにおける比較結果に応答して、デューティ算出部が算出したデューティの変動量と、上限とのいずれかを選択して先行するサイクルにおけるデューティに選択された値を累積するステップと、累積するステップによって得られたデューティを用いて、半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し半導体スイッチに供給するステップとを含む。

デューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチが駆動されるので、入力電圧の変化及びノイズに対してもデューティの変化量が過大になることが防止でき、磁気飽和が生ずる危険性を小さくできる。

（１１）この発明の第３の局面に係る制御装置は、一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、トランスの一次側の巻線に流れる電流を制御するためにトランスの一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、一次側に入力される直流電圧を検知する第１の電圧センサと、トランスの二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサと、含む電力変換装置を制御するための制御装置であって、第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、変動量の絶対値の上限を算出する上限算出部と、第２の電圧センサの出力の検出値と第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により第２の電圧センサの出力が目標値となるようにデューティの変動量を算出するデューティ算出部と、デューティ算出部が算出したデューティの変動量の絶対値と上限とを比較する比較部と、比較部による比較結果に応答して、デューティ算出部が算出したデューティの変動量と、上限とのいずれかを選択して先行するサイクルにおけるデューティに選択された値を累積するデューティ累積部と、デューティ累積部により得られたデューティを用いて、半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し半導体スイッチに供給するゲート信号生成部とを含む。

デューティの変動量の絶対値が第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように半導体スイッチが駆動されるので、入力電圧の変化及びノイズに対してもデューティの変化量が過大になることが防止でき、磁気飽和が生ずる危険性を小さくできる。
［この発明の実施形態の詳細］
この発明の実施形態に係る電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び制御装置の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、この発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

［前提となる技術の説明］
図１は、以下に説明する実施の形態に係る電力変換装置の主要な部分を構成するアクティブクランプ方式１石フォワード型ＤＣ―ＤＣコンバータ５０（以下単に「ＤＣ―ＤＣコンバータ５０」という。）の回路図である。図１を参照して、ＤＣ―ＤＣコンバータ５０は、入力電圧Ｖ_ｉｎを一次側に受けてその電力を二次側に直流電圧として伝達するものである。

ＤＣ―ＤＣコンバータ５０は、電圧Ｖ_ｉｎの電源の正極に一次側巻線が接続された、励磁インダクタンスＬ_ＭのトランスＴＲと、電源の正極に一端が接続された、容量の大きな昇圧コンデンサＣと、トランスＴＲの他端に接続された一端と昇圧コンデンサＣの他端に接続された他端とを持つＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ） Ｑ１（以下、説明を簡明にするために単に「Ｑ１」という。）と、トランスＴＲの一次側巻線の他端に接続された一端と、電源の負極に接続された他端とを有するＭＯＳＦＥＴ Ｑ２（以下、説明を簡明にするために単に「Ｑ２」という。）とを含む。ダイオードＤ１はＱ１の寄生ダイオードであり、ダイオードＤ２はＱ２の寄生ダイオードである。コンデンサＣ１はＱ１の保護のためのスナバコンデンサであり、コンデンサＣ２はＱ２の保護のためのスナバコンデンサである。

トランスＴＲの二次側巻線には、ダイオードＤ３及びＤ４を含む出力側回路が接続されており、この出力側回路には負荷が接続される。

このＤＣ―ＤＣコンバータ５０の動作を簡単に説明する。ＤＣ―ＤＣコンバータ５０の動作には６つの動作モードがある。

モード１では、Ｑ２がオンしている。トランスＴＲの一次側巻線ｎ１には電源電圧Ｖ_ｉｎが印加されていて、励磁電流は電源→ｎ１→Ｑ２の経路で流れ、電源電圧Ｖ_ｉｎが印加されているため励磁電流は増加する。ｎ１の励磁電流が増加するとＤ３がオンしてトランスＴＲの二次側に電力が伝達される。

モード２では、Ｑ２がオフする。トランスＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するために、Ｃ２が充電される。

Ｃ２がＶ_ｉｎ＋昇圧コンデンサＣの電圧まで充電されるとＤ１が導通してモード３となる。モード３では励磁電流がＤ１側に転流し、昇圧コンデンサＣが充電される。トランスＴＲのｎ１には昇圧コンデンサＣの電圧が逆方向に印加され、励磁電流は急速に減少する。二次側の負荷電流はＤ４を介して還流している。Ｄ２が導通している間にＱ１がオンする。

この状態で励磁電流がさらに減少しその方向が反転するとモード４となる。

モード５でＱ１をオフさせる。励磁電流はＱ１からＣ２に転流する。この結果、Ｃ１が放電される。

Ｃ１の放電が完了すると励磁電流がＣ２からＤ２に転流する。ここでＱ２をオンさせる。励磁電流の方向は電源→Ｑ２→ｎ１の方向となっているが、電源から逆方向の電圧が印加されているためその大きさは急速に減少して方向を反転する。この結果、動作モードはモード１に戻る
以上のように、ＤＣ―ＤＣコンバータ５０の場合には二次側への電力伝達が正極性のみであるため、正極性での磁束の増加量を負極性での磁気リセットによる磁束の減少量とバランスさせることが必要となる。すなわち、図２を参照して、以下の式が成立している必要がある。

ここでＴはＱ１及びＱ２を駆動するゲート信号の１サイクルの長さを表し、Ｄｕｔｙは１サイクルの長さＴの内、Ｑ２（又はＱ１）をオンさせておく時間（Ｔｏｎ）の割合を表し、Ｖｃは昇圧コンデンサＣの電圧を表す。この式の左辺はＱ２がオンしているときの磁束密度の増加量を表し、右辺はＱ２がオフしているときの磁束密度の減少量を表す。

図２に示すように、励磁電流が正極性の場合、電流の大きさが一定値内であれば磁束密度は直線的に増加するが、ある一定の電流値以上になると磁気飽和６０となり磁束密度はそれ以上増加しない。この状態ではトランスＴＲのインダクタンスが急激に低下しトランスＴＲの一次側に大電流が流れ、回路を損傷する場合がある。この例を図３に示す。図３を参照して、Ｑ２がオンしている時間が長すぎると磁気飽和７０が生じ、回路に流れる電流値に大きなピークが生ずる。励磁電流が負極性のときも同様であり、負極性の電流の大きさが一定以上となると磁気飽和６２となり大電流が流れる危険性がある。

こうした問題を解決するために上記した特許文献１では、一次側電流の瞬時値の平均値を算出し、瞬時値と平均値とを比較して、その差分が所定値以上であるときに、トランスの励磁動作を停止しリセット動作を開始する。しかしこの特許文献１に開示の技術では、入力電圧の変化に追従することはできるかもしれないが、負荷の急変には対応できないという問題がある。例えば負荷が頻繁に変化すると、フィードバックによる定電圧制御の遅延のため、デューティが過大な値になってしまうことがある。通常、デューティが過大な値となることを防止するために、デューティの変動量には上限が設けられる。この上限は、安全を見込んで低めに設定される。

図４に、負荷が頻繁に変化したときのデューティ、磁束密度、及びトランス電流の変化をシミュレートした結果を示す。この例では、デューティの変動量の上限を一定のものとしてある。図４に示す例では、デューティが頻繁に変化し、磁気飽和による電流のピーク８０及び８２が見られる。これは、定電圧制御に伴うデューティの変化の遅延のためにデューティが過大になったことが原因と考えられる。

［実施の形態の説明］
《構成》
この実施の形態では、こうした問題を解決するために、デューティの変動量の上限を、入力電圧の関数として定めることとした。以下に述べるように、この関数は入力電圧に対する単調減少関数である。すなわち、入力電圧が高いときにはデューティの変動量の上限が小さくなり、入力電圧が低いときにはデューティの変動量の上限が比較的大きくなるようにする。このデューティの変動量の上限の計算方法については後述する。

図５を参照して、この実施の形態に係るＤＣ―ＤＣ電力変換装置１００は、図１に示すものと同じＤＣ―ＤＣコンバータ５０と、ＤＣ―ＤＣコンバータ５０のＱ１及びＱ２のオン及びオフを制御するゲート信号を生成する制御部１１０とを含む。

制御部１１０は、入力電圧Ｖ_ｉｎの大きさを示すアナログ信号を出力する入力電圧センサ１２０と、ＤＣ―ＤＣコンバータ５０の出力電圧の大きさを示すアナログ信号を出力する出力電圧センサ１２２と、入力電圧センサ１２０の出力及び出力電圧センサ１２２の出力をアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換しデジタル信号として出力するＡ／Ｄ変換回路１２４とを含む。

制御部１１０はさらに、Ａ／Ｄ変換回路１２４の出力を受けるように接続され、所定のプログラムにしたがってＱ１及びＱ２を駆動制御するためのデューティを算出するためのＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１２６と、図示しないバスを介してＣＰＵ１２６に接続され、ＣＰＵ１２６が実行するプログラムを記憶するためのプログラムメモリ１２８と、図示しないバスを介してＣＰＵ１２６に接続され、プログラムメモリ１２８から、ＣＰＵ１２６が実行するプログラムをロードし、ＣＰＵ１２６の作業領域を提供するためのメモリ１３０と、ＣＰＵ１２６から出力されるデューティにしたがってＱ１及びＱ２を駆動するためのゲート信号を生成しＱ１及びＱ２に与えるためのゲート信号生成回路１３２とを含む。

図６に、プログラムメモリ１２８に記憶されＣＰＵ１２６が実行する、Ｑ１及びＱ２を制御するゲート信号を生成デするプログラムの制御構造をフローチャート形式で示す。図６を参照して、このプログラムは、Ｑ１及びＱ２を駆動するゲート信号の各サイクル（Ｑ１及びＱ２のスイッチングサイクル）に実行される。このプログラムは、図５に示す入力電圧センサ１２０の出力である入力電圧の値をＡ／Ｄ変換回路１２４の出力から検出するステップ１５０と、ステップ１５０において検出された入力電圧に基づき、デューティ変動量の限界値（上限）を算出するステップ１５２と、図５に示す出力電圧センサ１２２の出力である出力電圧の値をＡ／Ｄ変換回路１２４の出力から検出するステップ１５４と、ステップ１５０で検出された入力電圧の値及びステップ１５４で検出された出力電圧の値に基づいて、出力電圧の値を目標値となる定電圧に制御するためのデューティを電圧フィードバック制御により算出するステップ１５６と、ステップ１５６の電圧フィードバック制御の結果と直前のサイクルのデューティとの差からデューティの変動量を算出するステップ１５８と、を含む。

ステップ１５６における電圧フィードバック制御は、入力電圧又は出力電圧の測定値に対するノイズの影響に対して発振なく出力電圧を目標値に安定させるため、及び入力電圧又は負荷が変動するときにも出力電圧が目標値に追従するようにするための制御である。ＤＣ―ＤＣコンバータの場合、電圧フィードバックには一般的なＰＩ制御及びＰＩＤ制御がよく使われる。例えばＰＩ制御は以下の基本式に基づいて行われる。

この制御のための理論式は制御演算方式により異なり、具体的なアプリケーションによって異なってくる。

このプログラムはさらに、ステップ１５８で算出されたデューティの変動量がステップ１５２で算出された限界値より小さいか否かを判定し、判定にしたがって制御の流れを分岐させるステップ１６０と、ステップ１６０の判定が否定のときに、ステップ１５８で算出されたデューティ変動量をステップ１５２で算出された限界値で置換するステップ１６４と、ステップ１６２の判定が肯定のとき、及びステップ１６０の判定が否定でかつステップ１６４の処理が完了したときに実行され、デューティ変動量をデューティに累積するステップ１６２と、ステップ１６２の演算の結果得られたデューティを用いて、Ｑ１及びＱ２をスイッチングするためのゲート信号を生成し出力するステップ１６６とを含む。なお、ここでは図５に示すゲート信号生成回路１３２もＣＰＵ１２６が実行するプログラムの一部で実現し、ＣＰＵ１２６の入出力インターフェイスから出力するものとしている。

以下、この実施の形態でデューティ変動量を算出する方法について述べる。図７を参照して、トランスＴＲの許容最大磁束密度をＢ_ｍａｘとする。ＤＣ―ＤＣコンバータ５０の場合、Ｑ２がオンしているときの磁束密度の増加量をΔＢ_＋、Q１がオンしているときの磁束密度の減少量をΔＢ₋とする。これらは以下の式により計算される。以下の式でＤｕｔｙはデューティ、ＴはＱ１、Ｑ２のスイッチングサイクルの長さ、Ｖ_ｉｎは入力電圧、Ｖｃは昇圧コンデンサＣの電圧、ＮはトランスＴＲの一次側巻数、ＳはトランスＴＲのコア断面積、をそれぞれ示す。

正常に動作しているときは、ΔＢ_＋の絶対値とΔＢ₋の絶対値とは等しく、磁束密度がＢ_ｍａｘを超えて磁気飽和が発生することはない。しかし、例えばＱ２を駆動するゲート信号のデューティの変動量ΔＤｕｔｙが大きくなり、ゲート信号の立ち下がりが時刻１９０から時刻１９２に変化すると、トランスＴＲを流れる電流が大きくなり、その結果トランスＴＲの磁束密度が図７のピーク１８０により示すようにＢ_ｍａｘを超えてしまうことがあり得る。この実施の形態の目的はこのような事態の発生を避けることである。

図８を参照して、図７に示したように入力電圧が高いときには、磁束密度の増加の勾配が直線２０２のように急であり、時刻１９２に達する前の時刻１９４でＢ_ｍａｘを超えてしまう。しかし、入力電圧が低いときには、直線２０４に示されるように磁束密度の増加の勾配が低くなり、時刻１９２を過ぎてもＢ_ｍａｘに達しないこともあり得る。したがって、考え方として、入力電圧が高いときにはデューティの変動量の限界値を小さくし、入力電圧が高いときにはデューティの変動量の限界値をある程度大きくすることが考えられる。こうすることで、入力電圧が高いときには応答性が犠牲になるが磁気飽和が発生する危険性を小さくできる一方、入力電圧が低いときには磁気飽和が発生する危険性を低く維持しながら応答性を高めることができる。

なお、図８はΔＢ_＋の増加が維持される時間が長すぎる場合について示してあるが、ΔＢ₋の減少が維持される時間が長過ぎる場合についても同様である。つまり、デューティの変動量が小さくなりＱ２がオフする時間が長くなりすぎると、磁束密度が図８に示す下側のＢ_ｍａｘを下回ることがあり、そうすると磁気飽和が生ずることになる。したがって、デューティの変動量については、その絶対値の限界値を管理する必要がある。もちろん、Ｑ２がオンのときのみ、又はＱ２がオフのときのみデューティの変動量を制限するようにしてもよいが、磁気飽和の防止は磁束密度の上限又は下限のみについてできるだけであり、その効果は限定的なものになる。

図９を参照して、負荷が急増したときの、Ｑ２がオンとなっている場合のデューティの変動量の限界値の計算について説明する。磁気飽和が生ずる磁束密度をＢ_ｍａｘ、直前のサイクル（デューティ変動前）における磁束密度のピーク値をＢ_Ｐ、直前のサイクルのデューティＤｕｔｙ_ＰをＴｏｎ_Ｐ／Ｔ（ただしＴｏｎ_Ｐは直前のサイクルでのＱ２のスイッチオン時間）、今回サイクル（処理対象のサイクル）のデューティＤｕｔｙをＴｏｎ／Ｔ、トランスＴＲのコア励磁インダクタンスをＬ_Ｍ、巻線数比（ｎ１：ｎ２）をＮ、コア断面積をＳとする。

磁束密度Ｂは時間ｔの１次関数として変化するので、ａをその傾き、ｂをａ＝０のときの磁束密度Ｂの値として以下のように表される。

ここで各サイクルにおいてＢ＝０となる時刻においてｔ＝０とするとｂ＝０としてよい。例えば図９において、負荷変動前の直前のサイクルであれば、スイッチオン時間Ｔｏｎ_Ｐの中央のように各サイクルにおいて、磁束密度Ｂが０をクロスする時刻をｔ＝０とすればよい。このとき、図９に示すように、ｔ＝１／２＊Ｔｏｎ_Ｐにおいて磁束密度Ｂ＝Ｂ_Ｐとなる。ａは磁束密度の理論計算式からａ＝Ｖ_ｉｎ＊ＬＭ／（Ｎ＊Ｓ）となる。したがって、時刻ｔにおける磁束密度Ｂは以下の式により表される。

この式にしたがって、Ｂ＝Ｂ_ｍａｘとなる時刻ｔ_ｍａｘを計算すると

磁気飽和が生じない範囲で許容されるデューティの最大値をＤｕｔｙ_ｍａｘとすると、Ｄｕｔｙ_ｍａｘ＝ｔ_ｍａｘ／Ｔであるから、結局Ｄｕｔｙ_ｍａｘは以下の式により計算できる。

したがって、許容できるデューティの変動量の最大値をΔＤｕｔｙ_ｍａｘ、直前のサイクルのデューティをＤｕｔｙ_Ｐとすると、ΔＤｕｔｙ_ｍａｘは以下の式により計算できる。

図６のステップ１５２では上記した式にしたがってデューティ変動量の限界値ΔＤｕｔｙ_ｍａｘを算出する。この式は、Ａ_１＝２＊Ｂ_ｍａｘ＊Ｎ＊Ｓ／（Ｌ_Ｍ＊Ｔ）として、以下のようになる。

なお、前記したようにΔＤｕｔｙ_ｍａｘとしては、増加と減少の双方を考慮する必要がある。したがって結局、ΔＤｕｔｙ_ｍａｘは以下のように表すことができる。

この式から容易にわかるように、ΔＤｕｔｙ_ｍａｘは入力電圧Ｖ_ｉｎの単調減少関数である。

《動作》
上記したＤＣ―ＤＣ電力変換装置１００は以下のように動作する。図５を参照して、入力電圧センサ１２０は入力電圧Ｖ_ｉｎの値を示すアナログ信号をＡ／Ｄ変換回路１２４に与え、Ａ／Ｄ変換回路１２４はそれをデジタル化してＣＰＵ１２６に入力する。同様に、出力電圧センサ１２２はＤＣ―ＤＣコンバータ５０の二次側の出力電圧を示すアナログ信号をＡ／Ｄ変換回路１２４に与え、Ａ／Ｄ変換回路１２４はそれをデジタル化してＣＰＵ１２６に入力する。

ＣＰＵ１２６は、図６に示すような制御構造を持つプログラムをプログラムメモリ１２８からメモリ１３０にロードして各スイッチングサイクルで実行している。すなわち、各スイッチングサイクルにおいてＣＰＵ１２６は、Ａ／Ｄ変換回路１２４の出力から入力電圧を検出し（ステップ１５０）、上記した式によってデューティ変動量の限界値Ｄｕｔｙ_ｍａｘを算出する（ステップ１５２）。ＣＰＵ１２６はさらに、Ａ／Ｄ変換回路１２４の出力から出力電圧を検出し（ステップ１５４）、電圧フィードバック制御によりデューティを算出する（ステップ１５６）。このデューティと前サイクルのデューティとの差から、入力電圧又は出力電圧の測定値の変動に対して出力電圧を目標値に維持するためのデューティ変動量が算出される（ステップ１５８）。このデューティ変動量は、入力電圧又は出力電圧の測定値の変動の大きさによりその値が変化する。

ステップ１６０で、このデューティ変動量がステップ１５２で算出されたデューティ変動量の限界値ΔＤｕｔｙ_ｍａｘより小さいか否かが判定される。判定が肯定なら制御はステップ１６２に進んでこのデューティ変動量を前回のデューティに累積し、ゲート信号に変換して（ステップ１６６）、この処理を終わる。

ステップ１６０の判定が否定のときには、制御はステップ１６４に進む。ステップ１６４では、ステップ１５８で算出されたデューティ変動量をステップ１５２で算出した限界値により置換する。この後、この置換後のデューティ変動量をデューティに累積し（ステップ１６２）、ゲート信号に変換して（ステップ１６６）処理を終わる。

以上の処理を各スイッチングサイクルにおいて実行する。

《シミュレーション結果》
図１０に上記実施の形態によるシミュレーション結果を示す。図１０の各図において、横軸及び縦軸のスケールはいずれも図４の対応する各図と等しくしてある。図１０を参照して、図４と同様の条件でも、デューティの変化はなだらかであり、磁束密度の変化も少なくなった。その結果、磁気飽和が生ずることもなく、トランスを流れる電流が過大になることもなかった。

《実施の形態の効果》
上記した実施の形態によれば、入力電圧が高いときには、デューティ変動量の限界値ΔＤｕｔｙ_ｍａｘの値が小さくなるため、デューティが過大になってトランスＴＲが磁気飽和する危険性を小さくできる。一方、入力電圧が低いときには、限界値ΔＤｕｔｙ_ｍａｘの値を大きくするので、磁気飽和が生ずる危険性を低く維持したまま応答性を高くできる。したがって、入力電圧及び出力電圧の急変に対しても応答性をできるだけ高くしながら磁気飽和を防止できる可能性を高めることができる。

なお、上記実施の形態では、図６のステップ１５２で算出されたデューティ変動量の限界値をそのまま限界値としてステップ１６４での置換に用いている。しかしこの発明はそのような実施の形態には限定されない。例えばさらに安全を見込み、ステップ１５２で算出された限界値に０＜定数≦１を満たす定数を乗じたものをステップ１６０の判定及びステップ１６４における限界値として用いても良い。この場合、デューティ変動量の限界値ΔＤｕｔｙ_ｍａｘは以下のように表される。

Ａ_１は前記したとおりＡ_１＝２＊Ｂ_ｍａｘ＊Ｎ＊Ｓ／（Ｌ_Ｍ＊Ｔ）であり、トランスＴＲ及びスイッチングサイクルの時間Ｔにより決まる定数である。この式でもΔＤｕｔｙ_ｍａｘは入力電圧Ｖ_ｉｎの単調減少関数である。

またステップ１６０の判定ではステップ１５２で算出された限界値を用い、ステップ１６４ではその限界値に上記した定数Ａ_２を乗じたものを限界値として用いても良い。

ただし、上記した定数Ａ_２の値があまりに小さいと応答性が得られない。そこで、この定数Ａ_２の値としては０．５以上が望ましく、その値より大きい値をとれば応答性の点でより好ましい。応答性の点で最も好ましいのは定数Ａ_２＝１、すなわちステップ１５２で算出された限界値をステップ１６０及び１６４の双方で用いる場合である。

さらに、上記した実施の形態はアクティブクランプ方式１石フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いている。しかしこの発明はそのような実施の形態には限定されない。この発明は、トランスの励磁とリセットとを交互に繰返すことで、入力される直流電圧を一定の直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける磁気飽和の防止に一般的に適用することが可能である。

今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。この発明の範囲は、発明の詳細な説明の記載により示されるわけではなく、特許請求の範囲の各請求項によって示され、特許請求の範囲の文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

Ｃ 昇圧コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ 寄生ダイオード
Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＬＭ トランスＴＲのコア励磁インダクタンス
Ｑ１、Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ
ＴＲ トランス
５０ アクティブクランプ方式１石フォワード型ＤＣ―ＤＣコンバータ
６０、６２、７０ 磁気飽和
８０、８２ 電流のピーク
１００ ＤＣ―ＤＣ電力変換装置
１１０ 制御部
１２０ 入力電圧センサ
１２２ 出力電圧センサ
１２４ Ａ／Ｄ変換回路
１２６ ＣＰＵ
１２８ プログラムメモリ
１３０ メモリ
１３２ ゲート信号生成回路
１５０、１５２、１５４、１５６、１５８、１６０、１６２、１６４、１６６ ステップ
１８０ ピーク
１９０、１９２、１９４ 時刻
２０２、２０４ 直線

Claims (11)

1. 一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、
   前記トランスの前記一次側の巻線に流れる電流を制御するために前記トランスの前記一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、
   前記一次側に入力される前記直流電圧を検知する第１の電圧センサと、
   前記トランスの前記二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサと、
   前記第１の電圧センサの出力及び前記第２の電圧センサの出力に応答して、前記第２の電圧センサの出力が目標値となるよう前記半導体スイッチを駆動する駆動信号の各サイクルにおけるデューティを制御する駆動制御部とを含み、
   前記駆動制御部は、先行するサイクルにおけるデューティに対する、後続するサイクルにおけるデューティの変動量の絶対値が前記第１の電圧センサの出力の関数である一定値以内となるように前記半導体スイッチを駆動する、電力変換装置。
2. 前記先行するサイクルは、デューティ制御の対象となるサイクルの直前のサイクルである、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記関数は、前記第１の電圧センサの出力に対する単調減少関数である、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１の電圧センサの出力をＶ_ｉｎ、前記直前のサイクルにおけるデューティをＤｕｔｙ_Ｐ、前記デューティの変動量の絶対値の上限をΔＤｕｔｙ_ｍａｘとすると、前記関数は以下の式
   

   

   により表される、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記定数Ａ_１は以下の式
   

   

   により表される、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記定数Ａ_２は
   

   

   を満たす、請求項４又は請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記定数Ａ_２＝１である、請求項４〜請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記第１の電圧センサの出力をＶ_ｉｎ、前記先行するサイクルにおけるデューティをＤｕｔｙ_Ｐ、前記デューティの変動量の絶対値の上限をΔＤｕｔｙ_ｍａｘとすると、前記関数は以下の式
   

   

   により表される、請求項３に記載の電力変換装置。
9. 前記駆動制御部は、
   前記第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、前記変動量の絶対値を算出する上限算出部と、
   前記第２の電圧センサの出力値と前記第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により前記第２の電圧センサの出力が前記目標値となるように前記デューティの変動量を算出するデューティ算出部と、
   前記デューティ算出部が算出した前記デューティの変動量の絶対値と前記上限とを比較する比較部と、
   前記比較部による比較結果に応答して、前記デューティ算出部が算出した前記デューティの変動量と、前記上限とのいずれかを選択して前記先行するサイクルにおけるデューティに選択された値を累積するデューティ累積部と、
   前記デューティ累積部により得られたデューティを用いて、前記半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し前記半導体スイッチに供給するゲート信号生成部とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
10. 一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、
    前記トランスの前記一次側の巻線に流れる電流を制御するために前記トランスの前記一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、
    前記一次側に入力される前記直流電圧を検知する第１の電圧センサと、
    前記トランスの前記二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサとを含む電力変換装置の制御方法であって、
    前記第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、前記半導体スイッチの駆動信号の各サイクルにおけるデューティの変動量の絶対値の上限を算出するステップと、
    前記第２の電圧センサの出力値と前記第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により前記第２の電圧センサの出力が前記目標値となるように前記デューティの変動量を算出するステップと、
    前記デューティを算出するステップにおいて算出された前記デューティの変動量の絶対値と前記上限とを比較するステップと、
    前記比較するステップにおける比較結果に応答して、前記デューティ算出部が算出した前記デューティの変動量と、前記上限とのいずれかを選択して前記先行するサイクルにおける前記デューティに選択された値を累積するステップと、
    前記累積するステップによって得られたデューティに基づき、前記半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し前記半導体スイッチに供給するステップとを含む、電力変換装置の制御方法。
11. 一次側に入力される直流電圧を二次側に伝達するトランスと、
    前記トランスの前記一次側の巻線に流れる電流を制御するために前記トランスの前記一次側の巻線に接続された一端子を持つ半導体スイッチと、
    前記一次側に入力される前記直流電圧を検知する第１の電圧センサと、
    前記トランスの前記二次側に出力される直流電圧を検知する第２の電圧センサと、含む電力変換装置を制御するための制御装置であって、
    前記第１の電圧センサの出力を検出し、その検出値に基づき、前記変動量の絶対値の上限を算出する上限算出部と、
    前記第２の電圧センサの出力の検出値と前記第１の電圧センサの出力値とによる電圧フィードバック制御により前記第２の電圧センサの出力が前記目標値となるように前記デューティの変動量を算出するデューティ算出部と、
    前記デューティ算出部が算出した前記デューティの変動量の絶対値と前記上限とを比較する比較部と、
    前記比較部による比較結果に応答して、前記デューティ算出部が算出した前記デューティの変動量と、前記上限とのいずれかを選択して前記先行するサイクルにおける前記デューティに選択された値を累積するデューティ累積部と、
    前記デューティ累積部により得られたデューティを用いて、前記半導体スイッチを駆動するためのゲート信号を生成し前記半導体スイッチに供給するゲート信号生成部とを含む、制御装置。

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