JP6464034B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、容量負荷へ充電を行う電力変換装置に関する。

直流電源を用いて容量負荷へ充電を行うものとして、特許文献１記載の電源制御装置がある。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。

特開２００７−２９５６９９号公報

特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備える電流入力型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータであった場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。

ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、回路中の過剰な電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明は、直流電源が接続される入力側から、トランスを介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、前記直流電源の正極に入力端が接続されるチョークコイルと、センタータップを有し、両端がそれぞれ第１スイッチング素子、第２スイッチング素子を介して所定接続点に接続される、前記トランスを構成する第１コイルと、前記第１コイルと磁気的に結合する、前記トランスを構成する第２コイルと、前記第２コイル側の電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのそれぞれに、ＯＮ信号とＯＦＦ信号との一方を送信するパルス生成部と、を備え、前記センタータップが前記直流電源の負極に接続され且つ前記所定接続点が前記チョークコイルの出力端に接続されており、又は、前記センタータップが前記チョークコイルの出力端に接続され且つ前記所定接続点が前記直流電源の前記負極に接続されており、前記出力電圧が、第１所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御とを、順に繰り返す期間を含む第１モードとし、前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御とを、交互に繰り返す第２モードとすることを特徴とする。

出力電圧が第１所定値よりも小さい場合において、第１モードの制御を行うことにより、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が共にＯＮである期間と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のいずれか一方がＯＦＦである期間と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が共にＯＦＦである期間とを設けている。そのため、共にＯＦＦとする期間でチョークコイルの電流を減少させることができる。よって、チョークコイルに流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、ＤＣＤＣコンバータの劣化及び故障を抑制することができる。

一方、出力側への充電が進行した場合等、出力電圧が第１所定値より大きくなった場合には、第２モードの制御を行うことにより、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が共にＯＮである期間と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のいずれか一方がＯＮである期間を設けている。したがって、共にＯＮとする期間においてチョークコイルに流れる電流を増加させることができ、一方をＯＦＦとする期間において、チョークコイルに流れる電流を減少させることにより、出力側への充電が進行した場合でも、充電を迅速に行うことができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の回路図である。 第１モードの制御を示すタイムチャートである。 第２モードの制御を示すタイムチャートである。 第１実施形態における制御ブロック図である。 第１実施形態の処理を示すフローチャートである。 （ａ）は第３モードの制御を示すタイムチャートであり、（ｂ）及び（ｃ）は第１モードの制御を示すタイムチャートである。 第２実施形態の処理を示すタイムチャートである。 第３実施形態における第１モードの制御を示すタイムチャートである。 第４実施形態に係る電力変換装置の回路図である。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が１２Ｖである鉛バッテリ等の二次電池と、公称電圧が数百Ｖであるリチウムイオンバッテリ等の高電圧蓄電池とを備えるハイブリッドカーに搭載される。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、ＤＣＤＣコンバータ１０と、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端に接続された直流電源である二次電池２０と、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力端に並列接続された容量負荷３０（平滑コンデンサ）と、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力端に設けられた接続端子４０ａ、４０ｂを含んでいる。二次電池２０に蓄積された電力はＤＣＤＣコンバータ１０により変圧され、接続端子４０ａ、４０ｂから出力される。接続端子４０ａ、４０ｂから入力された電力は、ＤＣＤＣコンバータ１０により変圧され、二次電池２０に入力される。接続端子４０ａ、４０ｂには、図示しない高電圧蓄電池、電気負荷、発電機等が接続されており、二次電池２０との間で電力の授受が可能となっている。

ＤＣＤＣコンバータ１０は、チョークコイル１１と、トランスＴｒと、ブリッジ回路１４と、第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２とを備えている。

トランスＴｒは、互いに磁気的に結合した第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とにより構成され、第１コイルＬ１は、センタータップ１３を有している。第２コイルＬ２の巻数は、第１コイルＬ１の巻数のＮ／２倍である。すなわち、第２コイルＬ２の巻数が、第１コイルＬ１のいずれか一方の端からセンタータップ１３までの巻数のＮ倍となっている。第２コイルＬ２は、ブリッジ回路１４、及び、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力端を介して、容量負荷３０に接続されている。

第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２はＭＯＳＦＥＴであり、第１コイルＬ１の両端は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｑ１のソース、第２スイッチング素子Ｑ２のソースに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン及び第２スイッチング素子Ｑ２のドレインは、共に、所定接続点１２に接続されている。所定接続点１２には、チョークコイル１１の出力端が接続され、チョークコイル１１の入力端は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端を介して二次電池２０の正極に接続されている。また、第１コイルＬ１のセンタータップ１３は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端を介して、二次電池２０の負極に接続されている。なお、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、それぞれ、逆方向に並列接続された第１寄生ダイオードＤ１、第２寄生ダイオードＤ２を有している。

ブリッジ回路１４は、ＭＯＳＦＥＴである第３〜第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６及び、第３〜第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のそれぞれに対して逆方向に並列接続された、第３〜第６寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６により構成されている。第２コイルＬ２の端部の一方は、第３スイッチング素子Ｑ３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ４のドレインに接続されている。第２コイルＬ２の端部の他方は、第５スイッチング素子Ｑ５のソース及び第６スイッチング素子Ｑ６のドレインに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３のドレイン及び第５スイッチング素子Ｑ５のドレインは、高圧側の出力端に接続されており、第４スイッチング素子Ｑ４のソース及び第６スイッチング素子Ｑ６のソースは、低圧側の出力端に接続されている。このブリッジ回路１４では、第１コイルＬ１側から第２コイルＬ２側へと電力を供給する際には、第３〜第６寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６により整流回路として機能し、第２コイルＬ２側から第１コイルＬ１側へと電力を供給する際には、第３〜第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６によりスイッチング回路として機能する。なお、ブリッジ回路１４をスイッチング回路として機能させる際の制御については、公知のものであるため、説明を省略する。

ＤＣＤＣコンバータ１０は、入力電圧検出手段１５、出力電圧検出手段１６、電流検出手段１７、パルス生成部１８、駆動回路１９を備えている。入力電圧検出手段１５は、例えば電圧センサであり、二次電池２０からチョークコイル１１へ入力される電圧である入力電圧Ｖｉｎを検出する。出力電圧検出手段１６は、例えば電圧センサであり、容量負荷３０の電圧である出力電圧Ｖｃを検出する。電流検出手段１７は、例えば電流センサであり、チョークコイル１１の電流を示すリアクトル電流ＩＬを検出する。なお、出力電圧Ｖｃは容量負荷３０の電圧であるため、「容量負荷電圧」と称してもよい。

入力電圧検出手段１５が検出した入力電圧Ｖｉｎ、及び、出力電圧検出手段１６が検出した出力電圧Ｖｃは、パルス生成部１８に入力される。パルス生成部１８は、入力された入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｃに基づいて、第１スイッチング素子Ｑ１の駆動信号である第１ＰＷＭ信号、及び、第２スイッチング素子Ｑ２の駆動信号である第２ＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１９へ送信する。

駆動回路１９は、パルス生成部１８から受信した第１ＰＷＭ信号に基づいて第１スイッチング素子Ｑ１を駆動し、第２ＰＷＭ信号に基づいて第２スイッチング素子Ｑ２を駆動する。

本実施形態では、二次電池２０に蓄積された電力により容量負荷３０の充電を行う。この際に、ＤＣＤＣコンバータ１０は、電流入力型プッシュプルＤＣＤＣコンバータとして機能する。充電は、車両の電源がＯＮとなった場合に、車両に搭載されているＥＣＵ内で充電開始指令が生成され、開始される。一方、充電は、高電圧蓄電池の電圧に近い電圧を目標電圧とし、出力電圧Ｖｃが目標電圧となるまで行われる。なお、目標電圧は、ＥＣＵ内のメモリに記憶されている値を用いてもよいし、高電圧蓄電池の電圧の測定値に基づいて目標電圧を演算してもよい。なお、充電開始指令、及び目標電圧の値を、車両外部から取得する手段を採用することもできる。

第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の制御は、制御周期の長さがＴｓである第１モード及び第２モードの一方により制御が行われる。第１モードでは、リアクトル電流ＩＬの指令値として第１指令値Ｉｒｅｆ１を用いて制御を行い、第２モードでは、リアクトル電流ＩＬの指令値として、第１指令値Ｉｒｅｆ１よりも大きい値である第２指令値Ｉｒｅｆ２を用いて制御を行う。第１モードと第２モードとの切り替えは、出力電圧Ｖｃの値と、予め定められた値である第１所定値Ｖ１との大小関係に基づいて行われる。この第１所定値Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きな値として定められている。なお、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＮとする期間を期間αとし、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする期間を期間βとし、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＦＦとする期間を期間γとする。

図２は、第１モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。第１モードでの制御では、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間Ｔ１ｂを例えば５０％に固定し、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間Ｔ１ａを第１スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間よりも短くする。また、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間の始期を第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間の始期とは、同じである。こうすることにより、期間αと期間βと期間γとが、順に繰り返されることとなる。

第１モードでは、まず、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＮとし、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１となった際に、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとする。続いて、１／２制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦとする。この第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＦＦとする期間は、次の制御周期まで継続される。なお、期間αでのリアクトル電流ＩＬの時間当たりの変化量であるｄＩＬ／ｄｔは、次式（１）で表され、期間βでのリアクトル電流ＩＬの時間当たりの変化量であるｄＩＬ／ｄｔは、次式（２）で表される。

図３は、第２モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。第２モードの制御では、期間αと期間βとを交互に繰り返す制御を行う。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の制御周期は共にＴｓであり、位相差は１／２Ｔｓである。また、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間Ｔ２は、１／２制御周期よりも大きい値に設定される。各制御周期の始期において、それぞれＯＮ制御が開始され、ＯＦＦ制御を開始する時期を可変とすることにより、リアクトル電流ＩＬの平均値ＩＬ＿ａｖｅが第２指令値Ｉｒｅｆ２となるように制御する。

ところで、期間αにおける電流の増加量と、期間βにおける電流の減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。期間αと期間βの長さの比を１未満の数であるＤを用いて、Ｄ：（１−Ｄ）とすると、次式（３）が成立し、次式（４）によりＤが求まる。

加えて、第２モードでは、低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ２＊となるように、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとするタイミングを制御する。このスロープ電流Ｉｓは、直線的に増加する、仮想的な値である。なお、スロープ電流Ｉｓのその時間当たりの増加量をｍとしている。このとき、補正指令値Ｉｒｅｆ２＊は次式（５）で算出することができる。

続いて、パルス生成部１８が実行する処理を、図４の制御ブロック図により説明する。定電流制御部５０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２とを、メモリから読み出して制御に用いる。

第１指令値Ｉｒｅｆ１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との一方がＯＮである状態から、共にＯＦＦである状態へと遷移した場合に、第１指令値Ｉｒｅｆ１の値に基づいて発生するアバランシェ電流が過剰とならないように、設定されている。この第１指令値Ｉｒｅｆ１は、そのまま、定電流制御部５０から出力される。第２指令値Ｉｒｅｆ２は第１指令値Ｉｒｅｆ１と同じ値でもよく、異なる値でもよい。

第２指令値Ｉｒｅｆ２は、フィードバック制御部５３に入力される。この第２指令値Ｉｒｅｆ２は、第１指令値Ｉｒｅｆ１よりも十分に大きい値としている。フィードバック制御部５３は、加えて、リアクトル電流ＩＬの実電流である平均値ＩＬ＿ａｖｅを取得する。この平均値ＩＬ＿ａｖｅは、電流検出手段１７により検出されたリアクトル電流ＩＬを所定期間蓄積し、その値を平均化したものである。第２指令値Ｉｒｅｆ２と平均値ＩＬ＿ａｖｅは加算部５４に入力され、加算部５４は、第２指令値Ｉｒｅｆ２と平均値ＩＬ＿ａｖｅの差分をとる。この差分はＰＩ制御器５５に入力され、リミッタ５６へ入力される。このリミッタ５６では、ＰＩ制御器５５の出力値が上限値よりも大きければ、その出力値を上限値に制限する。リミッタ５６からの出力値は、加算器５７において第２指令値Ｉｒｅｆ２に加算され、フィードバック制御部５３から出力される。

一方、電流補正部５８には、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｃが入力され、第２指令値Ｉｒｅｆ２の補正量を出力する。この補正値は上式（５）に基づくものであり、加算器５９で第２指令値Ｉｒｅｆ２に加算されることにより、補正指令値Ｉｒｅｆ２＊が得られる。

定電流制御部５０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、補正指令値Ｉｒｅｆ２＊は、モード選択部６０に入力される。モード選択部６０には、さらに、出力電圧Ｖｃも入力され、その出力電圧Ｖｃと、第１所定値Ｖ１とを比較する。そして、第１指令値Ｉｒｅｆ１及び補正指令値Ｉｒｅｆ２＊のいずれを出力するかを決定して出力する。

モード選択部６０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、補正指令値Ｉｒｅｆ２＊の一方は、ピーク電流制御部７０に入力され、ＤＡ変換器７１においてアナログ値に変換され、コンパレータ７２のマイナス端子に入力される。

一方、ピーク電流制御部７０のスロープ補償部７３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器７４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器７４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部７５において加算して、コンパレータ７２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部７３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器７４を介さずコンパレータ７２に入力するものとしてもよい。

このスロープ補償部７３は、第１モードでは、スロープ電流Ｉｓの値をゼロとし、第２モードでは、上述した鋸歯状波のスロープ電流Ｉｓを出力するものとしている。これは、第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを共にＯＦＦとするタイミングにおいて、リアクトル電流ＩＬがゼロとなり、その結果として低調波発振現象が発生しないためである。

コンパレータ７２は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１及び補正指令値Ｉｒｅｆ２＊の一方と、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ７７のＲ端子には、クロック７６からクロック信号が入力される。

ＲＳフリップフロップ７７は、第１モードにおいて、入力された信号がハイ状態の信号であれば、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを共にＯＮとする信号を送信する。入力された信号がロー状態の信号であれば、制御周期の半周期まで、すなわち、Ｄｕｔｙ値が５０％となるまでは、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとする信号を出力する。そしてＤｕｔｙ値が５０％を超えれば、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＦＦとする信号を出力する。なお、入力された信号がロー状態の信号である場合において、Ｄｕｔｙ値が５０％となるまで第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮとする制御を、Ｄｕｔｙ制限部７８により処理により行ってもよい。

ＲＳフリップフロップ７７は、第２モードにおいて、入力された信号がハイ状態の信号であれば、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを共にＯＮとする信号を送信する。入力された信号がロー状態の信号であれば、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を出力する。

ＲＳフリップフロップ７７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７８によってＤｕｔｙ値の上限値及び下限値を設定された上で、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動回路１９に出力される。具体的には、第１モードでは、上述したとおり、第１スイッチング素子Ｑ１のＤｕｔｙ値を５０％としている。このため、第２モードでは、第２スイッチング素子Ｑ２のＤｕｔｙ値が第１スイッチング素子Ｑ１のＤｕｔｙ値よりも大きくならないように、上限値を設定する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間とが重なる期間が生ずるように、Ｄｕｔｙ値の下限値を５０％よりも大きい値とする。

続いて、パルス生成部１８が実行する一連の処理について、図５のフローチャートを用いて説明する。図５のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。

まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。

起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力電圧Ｖｃを取得し（Ｓ１０２）、その出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０５）。

第１モード及び第２モードの一方の制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０６）。Ｓ１０６の処理では、例えば、出力電圧Ｖｃを取得し、その出力電圧Ｖｃが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力電圧Ｖｃが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０３で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０７）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０７：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。

なお、図５のフローチャートでは、容量負荷３０への充電制御に関する制御のみを示しているが、ＤＣＤＣコンバータ１０は容量負荷３０への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、接続端子４０ａ，４０ｂを介して供給される電力を降圧し、二次電池２０への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、以下の効果を奏する。

・出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１よりも小さい場合において、第１モードの制御を行うことにより、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＮである期間αと、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のいずれか一方がＯＦＦである期間βと、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＦＦである期間γとを設けている。そのため、期間γでチョークコイル１１の電流を減少させることができる。よって、チョークコイル１１に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、ＤＣＤＣコンバータ１０の劣化及び故障を抑制することができる。

・容量負荷３０への充電が進行した場合等、出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１より大きくなった場合には、第２モードの制御を行うことにより、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＮである期間αと、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２のいずれか一方がＯＮである期間βを設けている。したがって、期間αにおいてチョークコイル１１に流れる電流を増加させることができ、期間βにおいて、チョークコイル１１に流れる電流を減少させることにより、充電が進行した容量負荷３０への充電を迅速に行うことができる。

・ピーク電流制御部７０において、定電流制御部５０から入力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、及び補正指令値Ｉｒｅｆ２＊を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力電圧Ｖｉｎに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。

・第１モードにおいて、一方のスイッチング素子のＤｕｔｙ値を固定し、ピーク電流制御を、他方のスイッチング素子のＯＮ期間を変更することにより行っている。そのため、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＤｕｔｙ値を共に変更する場合と比べて制御を簡略化することができる。ひいては、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。

・第１モードにおいて、固定したＤｕｔｙ値を５０％以下としているため、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＦＦである期間γを十分に長くとることができる。ゆえに、期間γにおいて、トランスＴｒに流れる励磁電流を十分に減少させることができ、トランスＴｒの偏磁、飽和を抑制することができる。

・第１モードの第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第２モードの第２指令値Ｉｒｅｆ２とを、乖離した値としている。これにより、第１モードでは、リアクトル電流ＩＬが過剰とならない。ゆえに、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＦＦとした場合に、リアクトル電流ＩＬに基づいて生ずるアバランシェ電流が過度に大きくならず、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の故障及び劣化を抑制することができる。加えて、第２モードでは第２指令値Ｉｒｅｆ２をより大きな値とすることにより、充電時間を短縮することができる。

＜第２実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成は第１実施形態と同様であり、制御が一部異なっている。

本実施形態では、第１モードにおける制御について、第１所定値Ｖ１よりも小さい値である第２所定値Ｖ２と出力電圧Ｖｃとを比較し、出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２よりも小さい場合には、制御を一部変更する。第２所定値Ｖ２は、本実施形態における、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の開閉状態、及び、リアクトル電流ＩＬを、図６に示す。なお、第２所定値Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎに巻数比Ｎを乗算した値よりも小さい値として設定されている。すなわち、出力電圧Ｖｃが第２所定値よりも小さければ、期間βにおいてリアクトル電流ＩＬが増加することを意味している。

図６（ａ）は出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２よりも小さい場合を示している。第２所定値は、この場合には、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間の長さを固定し、第１スイッチング素子のＯＮ期間の長さを第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間よりも長くする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦタイミングを制御することで、そのＯＦＦタイミングにリアクトル電流ＩＬが第３指令値Ｉｒｅｆ３となるようにする。なお、第３指令値Ｉｒｅｆ３は、期間αにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量よりも小さい値に設定される。

図６（ｂ）及び（ｃ）は、出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２よりも大きく、第１所定値Ｖ１よりも小さい場合を示している。図６（ｂ）は、特に、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｃを巻数比Ｎで除算した値とが等しい場合を示しており、図６（ｃ）は、入力電圧Ｖｉｎが、出力電圧Ｖｃを巻数比Ｎで除算した値よりも小さい場合を示している。この場合には、第１実施形態と同様に、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間を５０％に固定し、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間を制御することにより、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとするタイミングで、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１となるようにする。

なお、出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２よりも小さい場合でも、期間αの制御と、期間βの制御と、期間γの制御とが交互に繰り返されるため、この場合も第１モードということもできるが、便宜上、第３モードと称することとする。

続いて、パルス生成部１８が実行する一連の処理について、図７のフローチャートを用いて説明する。図７のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。

まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ２０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ２０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。

起動要求を取得すれば（Ｓ２０１：ＹＥＳ）、出力電圧Ｖｃを取得し（Ｓ２０２）、その出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２以下であるか否かを判定する（Ｓ２０３）。出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２以下であれば（Ｓ２０３：ＹＥＳ）、第３モードでの制御を行う（Ｓ２０４）。出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２以下でなければ（Ｓ２０３：ＮＯ）、出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ２０５）。出力電圧Ｖｃが第１所定値以下であれば（Ｓ２０５：ＹＥＳ）、第１モードで制御を行う（Ｓ２０６）。出力電圧Ｖｃが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ２０５：ＮＯ）、第２モードの処理を行う。

第１モード、第２モード及び第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ２０８）。Ｓ２０８の処理では、例えば、出力電圧Ｖｃを取得し、その出力電圧Ｖｃが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ２０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ２０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ２０９）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ２０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ２０９：ＮＯ）、Ｓ２０２以降の処理を再度実行する。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、以下の効果を奏する。

・出力電圧Ｖｃが小さい場合には、期間βにおいてもリアクトル電流ＩＬが増加する。このとき、期間αの終了時点でのリアクトル電流ＩＬを指令値とすべく制御を行えば、期間βの終了時に生ずるアバランシェ電流が過剰なものとなる。上記構成では、出力電圧Ｖｃが第２所定値Ｖ２よりも小さい場合に第３モードで制御しているため、アバランシェ電流を抑制することができる。

＜第３実施形態＞
本実施形態は、パルス生成部１８が実行する処理が一部異なっている。図８は、本実施形態における、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の開閉状態及び、リアクトル電流ＩＬを示している。

本実施形態では、第１スイッチング素子Ｑ１の制御と第２スイッチング素子Ｑ２の制御とを交互に入れ替えている。こうすることにより、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の負荷を均等とすることができる。

＜第４実施形態＞
図９は、実施形態に係る電力変換装置の回路図を示している。本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置と同様に、ＤＣＤＣコンバータ１０と、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端に接続された直流電源である二次電池２０と、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力端に並列接続された容量負荷３０（平滑コンデンサ）と、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力端に設けられた接続端子４０ａ、４０ｂとを含んでいる。

ＤＣＤＣコンバータ１０は、チョークコイル１１と、トランスＴｒと、ブリッジ回路１４と、第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２とを備えている。

トランスＴｒは、互いに磁気的に結合した第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とにより構成され、第１コイルＬ１は、センタータップ１３を有している。第２コイルＬ２は、ブリッジ回路１４、及び、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力端を介して、容量負荷３０に接続されている。

第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２はＭＯＳＦＥＴであり、第１コイルＬ１の両端は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン、第２スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１のソース及び第２スイッチング素子Ｑ２のソースは、共に、所定接続点１２に接続されている。また、所定接続点１２は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端を介して、二次電池２０の負極に接続されている。チョークコイル１１の入力端は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端を介して二次電池２０の正極に接続され、チョークコイル１１の出力端は、センタータップ１３に接続されている。なお、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、それぞれ、逆方向に並列接続された第１寄生ダイオードＤ１、第２寄生ダイオードＤ２を有している。

本実施形態に係る電力変換装置では、第１〜３実施形態に係る電力変換装置の制御と同様の制御が行われる。そして、第１〜３実施形態に係る電力変換装置と同様の効果を奏する。

＜変形例＞
・上記各実施形態では、第１モードにおいて各制御周期の始期に第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＮとしているが、一方のみをＯＮとした後に、他方もＯＮとしてもよい。この場合でも、期間αと期間βと期間γの制御を順に実行する期間を含むということができる。

・第１モードの制御を行ううえで、第１指令値Ｉｒｅｆ１を入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｃを用いて補正し、その補正した値によりピーク電流制御を行うものとしてもよい。図２に示すように、期間βでは、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｃとの関係により、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦとするタイミングにおけるリアクトル電流ＩＬの値は変化する。そのため、出力電圧Ｖｃが小さいほどアバランシェ電流が大きくなる。したがって、このアバランシェ電流が過剰なものとならないように、出力電圧Ｖｃが小さいほど、第１指令値Ｉｒｅｆ１を小さくする補正を行うものとすればよい。

・第１モードの制御を行ううえで、期間βの終了時点でのリアクトル電流ＩＬが指令値となるようにしてもよい。この場合には、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が固定されているため、期間αにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と期間βにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量とにより、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＦＦタイミングを算出するものとすればよい。こうすることで、アバランシェ電流を一定とすることができ、回路への負荷を抑制することができる。

・上記各実施形態において、ピーク電流制御を行うものとしたが、各モードにおけるＤｕｔｙ値を予め定めておき、そのＤｕｔｙ値で制御するものとしてもよい。

・上記各実施形態において、電力変換装置がハイブリッドカーに備えられるものとしたが、ハイブリッドカー以外においても適用可能である。また、ＤＣＤＣコンバータ１０を、双方向に電力の授受を可能なものとしたが、第１コイルＬ１側から第２コイルＬ２側への電力の供給のみが可能なものとしてもよく、その場合には、ブリッジ回路１４をダイオードブリッジ回路とすればよい。

１１…チョークコイル、１２…所定接続点、１３…センタータップ、１４…ブリッジ回路、１６…出力電圧検出手段、１７…電流検出手段、１８…パルス生成部、２０…二次電池、３０…容量負荷、Ｌ１…第１コイル、Ｌ２…第２コイル、Ｑ１…第１スイッチング素子、Ｑ２…第２スイッチング素子、Ｔｒ…トランス。

Claims (8)

1. 直流電源（２０）が接続される入力側から、トランス（Ｔｒ）を介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記直流電源の正極に入力端が接続されるチョークコイル（１１）と、
   センタータップ（１３）を有し、両端がそれぞれ第１スイッチング素子（Ｑ１）、第２スイッチング素子（Ｑ２）を介して所定接続点（１２）に接続される、前記トランスを構成する第１コイル（Ｌ１）と、
   前記第１コイルと磁気的に結合する、前記トランスを構成する第２コイル（Ｌ２）と、
   前記第２コイル側の電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出手段（１６）と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのそれぞれに、ＯＮ信号とＯＦＦ信号との一方を送信するパルス生成部（１８）と、を備え、
   前記センタータップが前記直流電源の負極に接続され且つ前記所定接続点が前記チョークコイルの出力端に接続されており、又は、前記センタータップが前記チョークコイルの出力端に接続され且つ前記所定接続点が前記直流電源の前記負極に接続されており、
   前記出力電圧が、第１所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御とを、１スイッチング周期において１回ずつ順に実施する第１モードとし、
   前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御とを、交互に繰り返す第２モードとすることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出手段（１７）をさらに備え、
   前記第１モード及び前記第２モードにおいて、それぞれ、検出された電流値が予め定められた値である指令値となるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御し、
   前記第１モードにおいて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとするＯＮ期間を可変とし、可変とした前記ＯＮ期間により、前記電流値が前記指令値となるように制御することを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 直流電源（２０）が接続される入力側から、トランス（Ｔｒ）を介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記直流電源の正極に入力端が接続されるチョークコイル（１１）と、
   センタータップ（１３）を有し、両端がそれぞれ第１スイッチング素子（Ｑ１）、第２スイッチング素子（Ｑ２）を介して所定接続点（１２）に接続される、前記トランスを構成する第１コイル（Ｌ１）と、
   前記第１コイルと磁気的に結合する、前記トランスを構成する第２コイル（Ｌ２）と、
   前記第２コイル側の電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出手段（１６）と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのそれぞれに、ＯＮ信号とＯＦＦ信号との一方を送信するパルス生成部（１８）と、を備え、
   前記センタータップが前記直流電源の負極に接続され且つ前記所定接続点が前記チョークコイルの出力端に接続されており、又は、前記センタータップが前記チョークコイルの出力端に接続され且つ前記所定接続点が前記直流電源の前記負極に接続されており、
   前記出力電圧が、第１所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御とを、順に繰り返す期間を含む第１モードとし、
   前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御とを、交互に繰り返す第２モードとし、
   前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出手段（１７）をさらに備え、
   前記第１モード及び前記第２モードにおいて、それぞれ、検出された電流値が予め定められた値である指令値となるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御し、
   前記第１モードにおいて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方のＯＮ期間を一定とし、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との他方のＯＮ期間を可変とし、可変としたＯＮ期間により、前記電流値が前記指令値となるように制御することを特徴とする電力変換装置。
4. 前記第２モードにおける前記指令値は、前記第１モードにおける前記指令値よりも大きいことを特徴とする、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 直流電源（２０）が接続される入力側から、トランス（Ｔｒ）を介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、
   前記直流電源の正極に入力端が接続されるチョークコイル（１１）と、
   センタータップ（１３）を有し、両端がそれぞれ第１スイッチング素子（Ｑ１）、第２スイッチング素子（Ｑ２）を介して所定接続点（１２）に接続される、前記トランスを構成する第１コイル（Ｌ１）と、
   前記第１コイルと磁気的に結合する、前記トランスを構成する第２コイル（Ｌ２）と、
   前記第２コイル側の電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出手段（１６）と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのそれぞれに、ＯＮ信号とＯＦＦ信号との一方を送信するパルス生成部（１８）と、を備え、
   前記センタータップが前記直流電源の負極に接続され且つ前記所定接続点が前記チョークコイルの出力端に接続されており、又は、前記センタータップが前記チョークコイルの出力端に接続され且つ前記所定接続点が前記直流電源の前記負極に接続されており、
   前記出力電圧が、第１所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御とを、順に繰り返す期間を含む第１モードとし、
   前記出力電圧が前記第１所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御とを、交互に繰り返す第２モードとし、
   前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出手段（１７）をさらに備え、
   前記第１モード及び前記第２モードにおいて、それぞれ、検出された電流値が予め定められた値である指令値となるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御し、
   前記第２モードにおける前記指令値は、前記第１モードにおける前記指令値よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
6. 前記第１モードでは、前記出力電圧が前記第１所定値よりも小さい値である第２所定値よりも小さい場合には、前記一定であるＯＮ期間は前記可変であるＯＮ期間よりも短く、前記出力電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記一定であるＯＮ期間は前記可変であるＯＮ期間よりも長いことを特徴とする、請求項３又は４に記載の電力変換装置。
7. 前記電流値に、鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部をさらに備え、
   前記スロープ補償部は、前記第１モードにおいて前記スロープ信号の加算を行わず、前記第２モードにおいて前記スロープ信号を加算することを特徴とする、請求項２〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記各モードにおいて、前記電流値を前記指令値とすべく、ピーク電流制御を行うことを特徴とする、請求項２〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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