JP7337032B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

電力系統間若しくは電源間等において、入出力間を電気的に分離できる絶縁型の電力変換装置が広く用いられる。例えば、ハイブリッド車の車載電源系では２バッテリ型車両用電源装置が使用されており、高電圧バッテリの出力は、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータを通じて低電圧の負荷に給電するように構成されている。このような電力変換装置には自動車における積載性の向上のため常に小型化が求められている。

絶縁型の電力変換装置には、入力電源と負荷の電気的な分離、及び電圧変換を目的として絶縁トランスが用いられる。絶縁トランスは、鉄を主成分としたトランスコアと、トランスコアに巻かれた一次巻線及び二次巻線から構成され、一次巻線及び二次巻線には目的の変圧比に応じた巻き数が設定される。

一般に、電力変換装置の小型化において、スイッチング周波数を高める方法が用いられる。スイッチング周波数を高めることにより、トランスコアの磁束密度変化量と、トランスコア損失(鉄損)を低減でき、トランスコアを小型化することができるためである。

しかしながら、スイッチング周波数の増加に伴い、巻線の高周波抵抗値が増加して巻線損失(銅損)が増大する。銅損の増大に伴い巻線温度が上昇するため、巻線の温度上限を超えないように巻線断面積を大きくして巻線損失を低減したり、巻線に冷却構造を設ける必要があり、絶縁トランスが大型化する。

電力変換装置には更なる小型化が求められており、主要部品である絶縁トランスの小型化は必須である。絶縁トランスの小型化にあたって、スイッチング周波数を増加させる必要があるが、これに伴い巻線の抵抗値及び巻線損失が増大するため小型化が制限される。

例えば、特許文献１には、高圧側巻線と低圧側巻線を交互に複数層重ねることで、巻線の高周波抵抗を低減する薄型大電流トランスが開示されているが、巻線層毎のターン数が異なる場合までは言及されておらず、そのような場合にどの様な構成をとることが最適であるのか示されていない。

特開２００４－３０３８５７号公報

本願は、前記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、絶縁トランスの巻線損失を低減させ、効率を向上させると共に巻線の温度上昇を抑制し、小型化を可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、磁気回路を形成するコア部と、前記コア部に巻回された高圧側と低圧側の二種類の巻線を有し、前記二種類の巻線のそれぞれが巻線層で形成された絶縁トランスと、前記絶縁トランスに接続された電力変換部と、を備え、
前記絶縁トランスは、前記低圧側の巻線を二つ備えたセンタータップ方式で構成されると共に、前記二種類の巻線は、複数の巻線層で形成された巻線を含み、前記複数の巻線層で形成された巻線のうち、前記二種類の巻線の一種類以上の巻線にターン数が異なる巻線層が存在し、
同一方向に電流の流れる巻線層が隣接することなく積層されて、ターン数の最も多い巻線層の少なくとも一層が最外層以外に配置されていることを特徴とする。

本願に開示される電力変換装置によれば、絶縁トランスの巻線損失を低減させ、効率を向上させると共に巻線の温度上昇を抑制し、小型化を可能とする電力変換装置が得られる。

実施の形態１に係る絶縁トランスを用いた電力変換装置の構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における電力変換部のモード１の動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における電力変換部のモード２の動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における電力変換部のモード３の動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における電力変換部のモード４の動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤＣ－ＤＣコンバータの動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤＣ－ＤＣコンバータの動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における絶縁トランスの一次巻線に流れる電流の周波数スペクトルの一例を示す説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における絶縁トランスの一次巻線の抵抗値の周波数特性の一例を示す説明図である。 実施の形態１に係る絶縁トランスの一例を示す分解斜視図である。 実施の形態１に係る絶縁トランスの巻線部の断面図、及び近接効果によって流れる電流を模式的に示した図である。 従来の絶縁トランスの巻線部の断面図の一例、及び近接効果によって流れる電流を模式的に示した図である。

以下、本願の実施の形態について図を参照しながら説明する。なお、各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
実施の形態１に係る電力変換装置は、高圧バッテリの電圧を降圧して負荷に供給するＤＣ－ＤＣコンバータ、制御部、及び冷却器を備えている。ＤＣ－ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子で構成された電力変換部、絶縁トランス、及び整流ダイオードを備え、絶縁トランスは磁気回路を形成する磁性コアと高圧巻線である一次巻線と低圧巻線である二次巻線から構成される巻線部を備えている。絶縁トランスの一次巻線と二次巻線は、それぞれ平面方向に巻回して形成された一次巻線層及び二次巻線層を有し、一次巻線層と二次巻線層を交互に積層することで巻線部を形成しており、最もターン数の多い巻線層を最外層以外に配置させている。

まず、実施の形態１に係る電力変換装置の構成について、図１に基づいて説明する。
図１において、電力変換装置１００は、主要構成要素として入力側から出力側に、主電源である高圧バッテリ１、ＤＣ－ＤＣコンバータ２、負荷３、低圧バッテリ４を備えると共に、ＤＣ－ＤＣコンバータ２を制御する制御部５を備えている。ここで、Ｖ_ｉは高圧バッテリ１の電源電圧、Ｖ_ｏは出力電圧を示している。

ＤＣ－ＤＣコンバータ２は、４つの半導体スイッチング素子６ａ～６ｄでフルブリッジを構成した電力変換部６、絶縁トランス７、整流ダイオード８ａ、８ｂ、平滑リアクトル９、及び平滑コンデンサ１０を備えている。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ２は、冷却器１１を備え、電力変換部６の半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、絶縁トランス７、整流ダイオード８ａ、８ｂ、平滑リアクトル９等の発熱部品を冷却し、熱から保護している。

半導体スイッチング素子６ａのソースと半導体スイッチング素子６ｂのドレインとの接続点は、絶縁トランス７の一次巻線の一端に接続され、この一次巻線の他端が半導体スイッチング素子６ｃのソースと半導体スイッチング素子６ｄのドレインとの接続点に接続されている。ここで、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を想定している。

絶縁トランス７の二次巻線には、二次側整流のために整流ダイオード８ａ、８ｂが接続され、さらに平滑リアクトル９、平滑コンデンサ１０が接続されている。ＤＣ－ＤＣコンバータ２は、絶縁トランス７を備えた絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータで、その出力は、負荷３及び低圧バッテリ４に所定の直流電圧を供給する。

この電力変換装置１００が電気自動車及びハイブリッド自動車に適用された場合には、高圧バッテリ１は、代表的にはニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池で、高圧バッテリ１の電圧は、少なくとも１００Ｖ以上である。

ここで、ＤＣ－ＤＣコンバータ２の基本的な動作について、図２～図５、図６、図７を用いて説明する。なお、実施の形態１に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２は、電力変換部６の各半導体スイッチング素子６ａ～６ｄの状態に応じて、図２～図５に示す４つの動作モード（モード１～モード４）が存在する。

図２は、モード１を示し、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがオン、半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがオフの状態である。
このとき、絶縁トランス７の一次巻線側に流れる電流は、高圧バッテリ１→半導体スイッチング素子６ａ→絶縁トランス７の一次巻線→半導体スイッチング素子６ｄの経路で流れる。ここで、絶縁トランス７は一次側から二次側に電力を伝達し、絶縁トランス７の二次巻線側に流れる電流は、絶縁トランス７の二次巻線→整流ダイオード８ａ→平滑リアクトル９→負荷３の経路で流れる。

図３は、モード２を示し、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄが全てオフの状態である。
このとき、絶縁トランス７の一次側には電流が流れず、二次側へ電力は伝達されない。ただし、二次側では平滑リアクトル９の自己誘導により、平滑リアクトル９→負荷３→絶縁トランス７の二次巻線→整流ダイオード８ａ、８ｂ→平滑リアクトル９の経路で電流が流れる。

図４は、モード３を示し、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがオフ、半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがオンの状態である。
このとき、絶縁トランス７の一次巻線側に流れる電流は、高圧バッテリ１→半導体スイッチング素子６ｃ→絶縁トランス７の一次巻線→半導体スイッチング素子６ｂの経路で流れる。ここで、絶縁トランス７は一次側から二次側に電力を伝達し、絶縁トランス７の二次巻線側に流れる電流は、絶縁トランス７の二次巻線→整流ダイオード８ｂ→平滑リアクトル９→負荷３の経路で流れる。

図５は、モード４を示し、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄが全てオフの状態である。
このとき、絶縁トランス７の一次側には電流が流れず、二次側へ電力は伝達されない。ただし二次側では、平滑リアクトル９の自己誘導により、平滑リアクトル９→負荷３→絶縁トランス７の二次巻線→整流ダイオード８ａ、８ｂ→平滑リアクトル９の経路で電流が流れる。

モード４の終了後、モード１に戻り、再びモード１～モード４を繰り返す。なお、各モードにおいて、平滑リアクトル９に流れる電流のうち、交流成分は平滑コンデンサ１０を流れている。

図６は、図２～図５で説明したモード１～モード４における各半導体スイッチング素子６ａ～６ｄのオン／オフ動作、絶縁トランス７の１次側電圧、平滑リアクトル９の電流のタイムチャートを示している。また、図７は、図２～図５で説明したモード１～モード４における絶縁トランス７の一次巻線、二次巻線の電流、及び平滑リアクトル９の電流のタイムチャートを示している。なお、図６、図７において、Ｔｓｗはスイッチング周期であり、Ｄはオンデューティを示している。

図１に戻り、制御部５は、入力電圧検出器１２からの入力電圧Ａ及び出力電圧検出器１３からの出力電圧Ｂに基づいて、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄをオン／オフ動作をさせながら、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄのオンデューティ幅を調整することで、所望の値に出力電圧を制御する。図１において符号ａ～ｄは、制御部５から半導体スイッチング素子６ａ～６ｄへの信号線を示している。

次に、実施の形態１に係る絶縁トランス７について説明する。絶縁トランス７の磁性コアの動作磁束密度Ｂ_ｍは、磁性コアが磁気飽和しないように、磁性コア材料の飽和磁束密度Ｂ_ｓに対して設計マージンを考慮した値（一般的に、２×Ｂ_ｍ＜Ｂ_ｓ程度）以下とする必要がある。また、絶縁トランス７の磁性コアの動作磁束密度Ｂ_ｍは、絶縁トランス７の巻線への印加電圧と、印加時間の積である電圧時間積に比例し、出力電圧Ｖ_ｏを用いて次式（１）のように示される。なお、式（１）において、Ａ_ｅは磁性コアの断面積、Ｆｓｗはスイッチング周波数、Ｎ_ｓは二次側の巻き数を示している。

式（１）から分かるように、スイッチング周波数Ｆｓｗを増加させることで、絶縁トランス７の磁性コアの断面積Ａ_ｅを小さくすることができ、その結果、絶縁トランス７の磁性コアを小型化することができる。

絶縁トランス７の磁性コアの損失密度Ｐ_ｃｖは、次式（２）のように示される。なお、ｋ、α、βの各係数は、磁性コアの材料によって決定される損失係数である。

式（２）において、一般的な磁性材料では、損失係数αは、βよりも小さい。従って、式（１）から分かるように、スイッチング周波数Ｆｓｗを増加させることで動作磁束密度Ｂ_ｍを低減させ、磁性コアを小型化でき、また、磁性コアの小型化と併せて、磁性コアの損失密度Ｐｃｖを小さくでき、コアの損失（鉄損）の低減化も実現できる。

次に、絶縁トランス７の一次巻線に流れる電流の周波数スペクトルＩ_ｔｒ１について、図８を参照しながら説明する。図８は、図７で示した絶縁トランス７の一次巻線に流れる電流の周波数スペクトルＩ_ｔｒ１の一例を示す説明図である。

図８において、符号Ｆは周波数を示し、絶縁トランス７の一次巻線には、スイッチング周波数Ｆｓｗを基本周波数として整数倍の周波数で電流スペクトルが発生する。従って、スイッチング周波数Ｆｓｗを増加させた場合、絶縁トランス７の巻線に流れる電流の周波数スペクトルＩ_ｔｒ１は、高周波の方向に移行する。

次に、絶縁トランス７の一次巻線の抵抗値Ｒ_ｔｒ１の周波数特性について、図９を参照しながら説明する。図９は、図１の絶縁トランス７の一次巻線の抵抗値Ｒ_ｔｒ１の周波数特性の一例を示す説明図である。

図９に示すように、絶縁トランス７の一次巻線の抵抗値Ｒ_ｔｒ１は、周波数Ｆが増加するほど大きくなる。ここで、絶縁トランス７の一次巻線の損失をＷ_{ｃｏｉｌ１}とすると、Ｗ_{ｃｏｉｌ１}は、絶縁トランス７の一次巻線の抵抗値Ｒ_ｔｒ１と、電流の周波数スペクトルＩ_ｔｒ１の積として、次式（３）で示される。

式（３）から分かるように、絶縁トランス７の一次巻線に流れる電流の周波数スペクトルＩ_ｔｒ１が高周波の方向に移行すると、絶縁トランス７の一次巻線の抵抗値Ｒ_ｔｒ１が大きくなるため、絶縁トランス７の一次巻線の損失Ｗ_{ｃｏｉｌ１}が増大する。なお、絶縁トランス７の二次巻線においても、一次巻線と同様の特性を有する。

絶縁トランス７の一次巻線及び二次巻線の損失が増加すると、巻線の温度が上昇する。巻線の温度が、巻線、巻線の絶縁部材等によって決まる温度上限を超えると、巻線が破損する。従って、巻線の径を大きくすることで巻線の抵抗値を下げて損失を減らす手法、または冷却機構を別途設けて巻線を冷却する手法を採用する必要がある。しかしながら、巻線の径を増大させたり、冷却機構を追加したりすると、絶縁トランス７が大型化するという課題が生じる。

前記の課題は、半導体スイッチング素子の高スイッチング周波数化に関するものであり、高スイッチング周波数化による絶縁トランスの小型化の効果を大きく低減させるものである。

前記の課題に着目し、実施の形態１では、一次巻線及び二次巻線の抵抗値を低減させることを可能とする絶縁トランス７を使用している。実施の形態１における絶縁トランス７は、一次巻線層と二次巻線層を交互に積層することによって、一次巻線及び二次巻線のそれぞれに流れる電流で発生させる磁束を低減させる。これにより一次巻線と二次巻線間の磁気干渉を緩和し、なおかつ一次巻線層各層の巻回数が一定でない場合、最も巻回数が多い巻線層を最外層以外に配置する特徴を有する。

以下に説明するように、絶縁トランス７を具備する前記の技術的特徴によって、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄのスイッチング周波数を増大させた場合であっても、巻線の大型化を抑制して絶縁トランス７の小型化を実現するとともに、電力変換装置１００の高効率化を達成することができる。

まず、絶縁トランス７の構成について、図１０を参照しながら説明する。図１０は、実施の形態１に係る絶縁トランス７の一例を示す構成図である。なお、図１０では、絶縁トランス７を分解斜視図によって図示している。

図１０において、電力変換装置１００に適用される絶縁トランス７は、互いに対向して配置される一対のＥ型のコア部５１ａ、５１ｂによって構成される磁性コアと、それぞれ１層以上の巻線層から構成される一次巻線５２、二次巻線５３からなる巻線部を有する。

一次巻線５２、二次巻線５３は、コア部５１ａ及びコア部５１ｂのそれぞれの中央から突出する突出部５１ｃ、５１ｄに挿入されており、コア部５１ａとコア部５１ｂの端面同士が接続される。これにより、一次巻線５２、二次巻線５３が磁性コアに収納される外鉄型のトランスとなる。

外鉄型のトランスとすることにより、一次巻線５２と二次巻線５３の結合率を高めることができ、漏れインダクタンスを低減することが可能である。それにより、高周波駆動時に課題となる、漏れインダクタンスに起因する半導体スイッチング素子に発生するスイッチングサージを低減することが可能である。また、一般的に巻線部の冷却が難しい外鉄型トランスである方が、巻線損失を低減させることにより得られる効果が大きい。

図１０において、一次巻線５２は３つの巻線層５２ａ、５２ｂ、５２ｃから、また、二次巻線５３は２つの巻線層５３ａ、５３ｂからそれぞれ構成されており、同一巻線の巻線層が隣接しないように交互に積層することによって巻線部を構成している。なお、巻線層５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、及び巻線層５３ａ、５３ｂを構成する巻線の断面は、長辺と短辺を有する長方形の角型形状に形成されている。

また、一次巻線５２を構成する巻線層５２ａ、５２ｂ、５２ｃには、それぞれ巻回数が２ターン、３ターン、３ターンと巻回数が異なる巻線層が存在しており、その中でも最も巻回数の多い３ターンの巻線層５２ｂは最外層以外に配置されている。

また、巻線の断面角型形状としたのは、巻線の占積率を高くすることで、巻線部全体を小型化でき、巻線抵抗の低減に寄与でき、また、巻線部が小さくなることにより磁性コアの窓枠が小さくでき、磁性コアの損失低減、あるいは絶縁トランス全体としての小型化が可能であるからである。

更に、長辺と短辺を有する断面が長方形の角型形状に形成された巻線層は、巻線層の積層方向が長辺となるように配置されることが望ましい。後述するように、近接効果の影響により巻線内部の電流が偏るが、この構成により大きい面積に電流が流れるようにするためである。

次に、図１０に示す絶縁トランス７における一次巻線５２及び二次巻線５３の抵抗値低減の原理について説明する。
図１０に示す絶縁トランス７において、一次巻線５２及び二次巻線５３が導通状態になると、一次巻線５２に流れる電流が発生させる磁束は二次巻線５３に鎖交し、二次巻線５３に流れる電流が発生させる磁束は一次巻線５２に鎖交する。

導体には、鎖交する磁束の変化量に応じた誘導電圧が発生して渦電流が流れ、導体内に流れる電流に偏りが生じる。この磁気干渉は近接効果として知られており、例えば絶縁トランス７の一次巻線５２及び二次巻線５３においては、一次巻線５２と二次巻線５３に電流が対向して流れるため、互いに流れる電流が引き寄せあう方向に巻線内部で電流の偏りを発生させる。また、一次巻線層５２ａ、５２ｂ、５２ｃの内部においては、一次巻線５２同士の電流が同じ方向に流れるため、互いに流れる電流が、反発しあう方向に巻線内部で電流の偏りを発生させる。

図１１は、絶縁トランス７の巻線部の断面図、及び近接効果によって電流がどの様に流れるのかを模式的に示す図である。図１１において、黒色は巻線層の電流の流れる部分を示し、白色は巻線層の電流の流れない部分を示している。
最外層に配置される巻線層５２ａ、５２ｃに関しては、それぞれ巻線層５３ａ、５３ｂとの近接効果の影響により片側、即ち、巻線層５３ａ、５３ｂ側に電流が偏る。最外層以外に配置される巻線層５３ａ、５３ｂ、５２ｂに関しては、それぞれの両側に電流が対向して流れる巻線が存在するため、両側に電流が引き寄せられ、結果として比較的に均一な電流分布となる。

これから、一次巻線５２で考えると、巻線層５２ａ、５２ｃに関しては、各巻線内部で電流の偏りが発生しており、巻線の断面が縮小した場合と同等となり、その結果、巻線の抵抗値が増大する。それに対して、巻線層５２ｂに関しては、均一な電流分布であることから巻線の抵抗値増大が巻線層５２ａ、５２ｃに対して抑制される。

ここで、図１０に示す絶縁トランス７において、最も巻回数の多い巻線層が最外層以外に配置されていない場合を考える。図１２は、一次巻線５２’を構成する巻線層５２ａ’、５２ｂ’、５２ｃ’の巻回数を３ターン、２ターン、３ターンとした場合の巻線部の断面図及び、近接効果によって電流がどの様に流れるのかを模式的に示す図である。なお、図１２において、符号５３’は二次巻線、符号５３ａ’、５３ｂ’は二次巻線５３’を構成する巻線層を示している。

図１１の場合と同様に、最外層に配置される巻線層５２ａ’、５２ｃ’は巻線内部で電流が片側に偏り、最外層以外の巻線層５３ａ’、５３ｂ’、５２ｂ’は比較的に均一な電流分布となる。

ここで、図１１の場合と図１２の場合を比較すると、一次巻線５２全体で見た場合の抵抗値としては図１１の場合の方が小さくなる。これは、電流が偏っている場合と電流が均一に流れる場合の抵抗値の改善率がそもそも直流抵抗値の大きい３ターンの巻線層の方が２ターンの巻線層よりも高いからである。

これにより、高周波における巻線の抵抗値の増大を抑制することができ、小型で高効率な絶縁トランス７を実現することが出来る。また、実施の形態１に係る絶縁トランス７を備えた絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２であれば、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２の中でも比較的形状の大きい、また、発熱量が大きい構成部品である絶縁トランス７を小型化できることで、非常に小型な絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２を提供することができる。

なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ２の構成部品の半導体スイッチング素子６ａ～６ｄは、例えば、シリコン半導体、ワイドバンドギャップ半導体等によって形成されている素子であることが望ましい。ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドを用いている半導体である。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている半導体スイッチング素子は、シリコン半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であるとともに、高速スイッチング及び超高キャリア周波数動作に適するため、スイッチング周波数の高周波化が可能となる。従って、ワイドバンドギャップ半導体によって形成される半導体スイッチング素子を備えたＤＣ－ＤＣコンバータ２を適用することで効果をより奏するとともに、絶縁トランス７のさらなる小型化が実現できる。

また、ＤＣ－ＤＣコンバータ２の絶縁トランス７の二次巻線５３はセンタータップ方式であり、センタータップ部と電力変換装置１００の冷却器１１は等電位であり、それぞれが熱的に接続されていることが望ましい。一般的に絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは低圧側となる二次巻線に大電流が流れるため、二次巻線の断面積を大きくとる。そのため、二次巻線のセンタータップ部を冷却器と熱的に接続することで二次巻線の熱抵抗を小さくすることが可能である。

実施の形態１に係る絶縁トランス７においては、一次巻線５２を構成する巻線層５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、二次巻線５３を構成する巻線層５３ａ、５３ｂを交互に積層する構成であるため、熱抵抗の小さい二次巻線５３が巻線部の中に分散され、通常冷却が難しい高圧側の一次巻線５２を、二次巻線５３を経由して効果的に冷却することが可能となる。従って、実施の形態１に係る絶縁トランス７がセンタータップ方式でセンタータップ部が電力変換装置１００の冷却器１１と熱的に接続されていることで、効果をより奏するとともに、絶縁トランス７のさらなる小型化が実現できる。

また、絶縁トランス７を構成する一次巻線５２及び二次巻線５３はどちらか一方、もしくは両方ともアルミニウムで構成されていると更に好ましい。巻線の高周波抵抗増加の要因としては、渦電流起因による表皮効果、あるいは近接効果が挙げられる。通常、絶縁トランスの巻線としては銅が一般的に良く用いられるが、これを銅と比較して抵抗率の高いアルミニウムとすることで、渦電流の発生を抑制し、高周波駆動による抵抗値の増加を緩和することが可能である。さらに、アルミニウムは銅に対して、低価格かつ比重が小さい。そのため、実施の形態１で示すように、高周波で用いる絶縁トランス７の巻線にアルミニウムを用いることで、高周波駆動による巻線抵抗の増加を抑制しつつ、軽量で低コストな絶縁トランス７を実現できる。

さらに、絶縁トランス７の二次巻線５３がセンタータップ方式である場合は、一次巻線５２がアルミニウム、二次巻線５３が銅で構成されていることが最も望ましい。図７に示すトランス巻線に流れる電流のタイムチャートを見ると、センタータップ方式の場合、一次巻線電流は交流成分のみであるのに対して、二次巻線電流は直流成分に交流成分が重畳していることがわかる。このことから、交流電流のみが流れる一次巻線５２には高周波抵抗の増加を抑制できるアルミニウムを、直流電流に交流電流が重畳して流れる二次巻線５３には直流抵抗を小さくできる銅を用いることで最適な構成をとることができる。

本願は、例示的な実施の形態が記載されているが、実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合が含まれるものとする。

１ 高圧バッテリ、２ ＤＣ－ＤＣコンバータ、３ 負荷、４ 低圧バッテリ、５ 制御部、６ 電力変換部、６ａ～６ｄ 半導体スイッチング素子、７ 絶縁トランス、８ａ、８ｂ 整流ダイオード、９ 平滑リアクトル、１０ 平滑コンデンサ、１１ 冷却器、１２ 入力電圧検出器、１３ 出力電圧検出器、５１ａ、５１ｂ コア部、５１ｃ、５１ｄ 突出部、５２、５２’ 一次巻線、５３、５３’ 二次巻線、５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、５３ａ、５３ｂ 巻線層、５２ａ’、５２ｂ’、５２ｃ’、５３ａ’、５３ｂ’ 巻線層、１００ 電力変換装置、Ｔｓｗ スイッチング周期、Ｄ オンデューティ、Ｂ_ｍ 動作磁束密度、Ｂ_ｓ 飽和磁束密度、Ｖ_ｉ 電源電圧、Ｖ_ｏ 出力電圧、Ａ_ｅ 磁性コアの断面積、Ｆｓｗ スイッチング周波数、Ｎ_ｓ 二次側の巻き数、Ｐ_ｃｖ 磁性コアの損失密度、Ｉ_ｔｒ１ 周波数スペクトル、Ｆ 周波数、Ｒ_ｔｒ１ 一次巻線の抵抗値、Ｗ_{ｃｏｉｌ１} 一次巻線の損失。

Claims (10)

1. 磁気回路を形成するコア部と、前記コア部に巻回された高圧側と低圧側の二種類の巻線を有し、前記二種類の巻線のそれぞれが巻線層で形成された絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスに接続された電力変換部と、を備え、
   前記絶縁トランスは、前記低圧側の巻線を二つ備えたセンタータップ方式で構成されると共に、
   前記二種類の巻線は、複数の巻線層で形成された巻線を含み、前記複数の巻線層で形成された巻線のうち、前記二種類の巻線の一種類以上の巻線にターン数が異なる巻線層が存在し、
   同一方向に電流の流れる巻線層が隣接することなく積層されて、ターン数の最も多い巻線層の少なくとも一層が最外層以外に配置されていることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記巻線は、断面が角型形状に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記角型形状は、長辺と短辺を有する長方形であり、隣接する前記巻線層が対向する面が長辺となることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記絶縁トランスは、巻線がコア部によって囲われている外鉄型であることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記二種類の巻線の少なくとも一方がアルミニウムで構成されていることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記二種類の巻線のうち、高圧側がアルミニウムで構成されると共に、低圧側が銅で構成されていることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記絶縁トランスと前記電力変換部により、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを構成していることを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換部は、半導体スイッチング素子を含み、
   前記半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子であることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 冷却器を備え、前記低圧側の巻線のセンタータップ部は、前記冷却器に接続されていることを特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載の電力変換装置。

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