JP2015019509A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】絶縁型DC−DCコンバータの制御回路の小型化及び低コスト化を図り、分解能の向上を図り、給電電流を精度良く制御可能にする。
【解決手段】絶縁型DC−DCコンバータ100と、制御回路103と、絶縁型DC−DCコンバータの給電電流を検出する電流検出素子11と、1次巻線側101に流れる電流を断続するスイッチ素子1a〜1dを交互にオンオフするドライバ15とを備える。電流検出素子11で検出された電流をA/Dコンバータ21でデジタル値に変換する。制御回路103は、スイッチ素子1a〜1dがオンからオフになるタイミングで、A/Dコンバータ21から出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い値となるよう、スイッチ素子1a〜1dの次周期のデューティ比を決定し、該デューティ比でドライバ15を介してスイッチ素子1a〜1dをオンオフする。
【選択図】図1
【解決手段】絶縁型DC−DCコンバータ100と、制御回路103と、絶縁型DC−DCコンバータの給電電流を検出する電流検出素子11と、1次巻線側101に流れる電流を断続するスイッチ素子1a〜1dを交互にオンオフするドライバ15とを備える。電流検出素子11で検出された電流をA/Dコンバータ21でデジタル値に変換する。制御回路103は、スイッチ素子1a〜1dがオンからオフになるタイミングで、A/Dコンバータ21から出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い値となるよう、スイッチ素子1a〜1dの次周期のデューティ比を決定し、該デューティ比でドライバ15を介してスイッチ素子1a〜1dをオンオフする。
【選択図】図1
Description
本発明は、電力変換装置に関し、特に、バッテリを充電する充電器等における電力変換装置に関する。
バッテリを充電する充電器等における電力変換装置として、絶縁型DC−DCコンバータを用いたものが知られている。絶縁型DC−DCコンバータは、変成器の1次巻線側(以下、1次側という)と2次巻線側(以下、2次側という)とで磁気的に結合され、電気的に絶縁されている。
絶縁型DC−DCコンバータの1次側では、スイッチ素子のオン/オフ動作により、直流を交流に変換し、該交流を変成器により変圧(又は変流)し、2次側では、該変成器から出力される交流を、整流回路により整流して所定の直流を出力する。
図3に示すように、絶縁型DC−DCコンバータ100の1次側回路101は、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)のスイッチ素子1a〜1dと、ダイオード2a,2bと、変成器の1次巻線3aとを有する。
絶縁型DC−DCコンバータ100の2次側回路102は、変成器の2次巻線3bと、整流用ダイオード4a〜4dと、インダクタ5と、平滑用ダイオード6と、平滑用コンデンサ7a,7bと、コモンモードチョークコイル8及びコンデンサ9を含ノイズ除去回路とを有する。
絶縁型DC−DCコンバータ100の1次側回路101には、PFC(Power Factor Correction)回路200により商用電圧を例えば390Vに昇圧した直流源が接続される。該直流源には、1次側回路101のスイッチ素子1a〜1dが接続される。スイッチ素子1a〜1dはブリッジ回路を構成し、該ブリッジ回路の出力側は、変成器の1次巻線3aに接続される。
絶縁型DC−DCコンバータ100の2次側回路102の整流用ダイオード4a〜4dは整流回路を構成する。該整流回路は、入力側が変成器の2次巻線3bに接続され、出力側がインダクタ5と平滑用コンデンサ7a,7bと平滑用ダイオード6とから成る平滑回路に接続される。平滑用コンデンサ7bの両端には、コモンモードチョークコイル8を介してバッテリ10が接続される。
次に、絶縁型DC−DCコンバータ100の動作について説明する。絶縁型DC−DCコンバータ100では、同時にスイッチ素子1a,1dをオンにし、同時にスイッチ素子1b,1cをオフにし、変成器の1次巻線3aの巻き始めを示す黒丸印側から電流を流す。
次に、同時にスイッチ素子1a,1dをオフにし、同時にスイッチ素子1b,1cをオンにし、変成器の1次巻線3aの巻き終わり側(黒丸印の無い側)から電流を流す。そして、これらの動作を所定の周期で交互に繰り返す。
ここで、スイッチ素子1a,1cを同時にオン、あるいはスイッチ素子1b,1dを同時にオンにすると、PFC回路200の直流出力が短絡された状態となり、過大な電流が流れる。このため、スイッチ素子1a,1cが共に短い期間オフとなり、また、スイッチ素子1b,1dが共に短い期間オフとなるいわゆるデッドタイムが設けられる。
また、スイッチ素子1a〜1dのオンからオフへの変化時に、変成器の1次巻線3aに逆起電圧が発生し、該逆起電圧からスイッチ素子1a〜1dを保護するために、ダイオード2a,2bが設けられる。
このように、変成器の1次巻線3aに所定の周期で交互に電流の向きが反転する電流を供給することにより、変成器の2次巻線3bから、1次巻線3aと2次巻線3bとの巻線数の比に反比例した交流電流が出力される。
変成器の2次巻線3bから出力される交流電流は、整流用ダイオード4a〜4dから成る整流回路により整流され、インダクタ5と平滑用ダイオード6と平滑用コンデンサ7a,7bとから成る平滑回路により平滑され、コモンモードチョークコイル8及びコンデンサ9を含むノイズ除去回路により高周波ノイズ等が除去され、直流電流となってバッテリ10に供給される。
絶縁型DC−DCコンバータ100の2次側回路102から出力される直流電流の大きさは、電流検出/絶縁回路11、ラダー抵抗回路12、比較回路13、及びスイッチ制御回路14から成る制御回路によって、以下のように制御される。
給電電流のピーク電流が検出される点、例えば、インダクタ5と平滑用ダイオード6との間の接続線上の点P1の電流を、電流検出/絶縁回路11により検出する。電流検出/絶縁回路11の出力レベルを、ラダー抵抗回路12の出力レベルと共に比較回路13に入力する。
ラダー抵抗回路12は、2次側回路102から出力される電流の目標ピーク電流に対応したレベルを出力するように設定する。比較回路13は、電流検出/絶縁回路11の出力レベルとラダー抵抗回路12の出力レベルとの大小を比較し、該比較の判定結果をスイッチ制御回路14に送出する。
スイッチ制御回路14は、所定の周期でスイッチ素子1a,1dの組、及びスイッチ素子1b,1cの組の何れか一方の組のみを交互にオンにし、比較回路13により、電流検出/絶縁回路11の出力レベルがラダー抵抗回路12の出力レベルを超えたと判定されたとき、直ちに該スイッチ素子をオフにするよう制御する。
スイッチ制御回路14から出力されるスイッチ素子1a〜1dの制御信号は、ドライバ15に入力され、ドライバ15は、スイッチ制御回路14からの制御信号に従って、スイッチ素子1a〜1dをオン又はオフさせる4つ分の駆動信号を出力する。こうすることにより、ラダー抵抗回路12に設定された目標ピーク電流に合致するピーク電流の直流電流が、絶縁型DC−DCコンバータ100の2次側回路102から出力される。
そのほかの電力変換装置として、ハードウェア回路の電圧調整器により、バッテリの放電状態に適応して目標電圧を設定し、バッテリを充電する充電器の電力変換装置が、例えば特許文献1等により知られている。
絶縁型DC−DCコンバータ100に対して、ラダー抵抗回路12や比較回路13等のハードウェア回路を用いてピーク電流制御を行う場合、ハードウェア回路の部品点数が増えるため、絶縁型DC−DCコンバータ100の制御回路の小型化及び低コスト化が困難となる。また、目標ピーク電流をラダー抵抗回路12等による抵抗分割で設定するため、分解能の点で性能が劣り、ピーク電流を精度良く制御することができないという欠点があった。
上記課題に鑑み、本発明は、絶縁型DC−DCコンバータ100の制御回路の小型化及び低コスト化を図ることができ、分解能が良く、充電電流のピーク電流を精度良く制御することができる電力変換装置を提供する。
本発明に係る電力変換装置は、変成器の1次巻線側と2次巻線側とが磁気的に結合され、電気的に絶縁される絶縁型DC−DCコンバータと、制御回路と、前記絶縁型DC−DCコンバータの給電電流を検出する電流検出素子と、前記1次巻線側に流れる電流の導通と非導通とを切り替えるスイッチ素子を交互にオンオフするドライバとを有する電力変換装置であって、前記電流検出素子で検出された電流をデジタル値に変換するA/Dコンバータを有し、前記制御回路は、前記スイッチ素子がオンからオフになるタイミングで、前記A/Dコンバータから出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるよう、前記スイッチ素子の次周期のデューティ比を決定し、該デューティ比の所定の周期のスイッチ制御信号を前記ドライバに出力し、前記ドライバは、前記スイッチ制御信号に従って前記スイッチ素子をオンオフさせることを特徴とする。
本発明によれば、絶縁型DC−DCコンバータの給電電流のピーク電流を制御する制御回路の機能をソフトウェア処理によって実現することができるため、ラダー抵抗回路や比較回路等を設ける必要が無いので、部品点数が少なくなり、制御回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
また、ピーク電流の制御をソフトウェア処理によって行うことができるため、電流の制御の分解能を向上させることができ、また、目標電流値に対する回路部品の特性によるバラツキ等が無いので、充電電流等のピーク電流を精度良く制御することができる。
以下、実施形態について図面を参照して説明する。図1は本実施形態の電力変換装置の第1の構成例を示す。図1に示すように、電力変換装置は、絶縁型DC−DCコンバータ100と、該絶縁型DC−DCコンバータ100の1次側回路101のスイッチ素子1a〜1dのオン/オフを制御する制御回路103と、1次側回路101のスイッチ素子1a〜1dをオン又はオフするドライバ15とを備える。
第1の構成例では、絶縁型DC−DCコンバータ100の2次側回路102における給電電流のピーク電流が検出される点P1での電流を検出する電流検出/絶縁回路11を備える。2次側回路102におけるピーク電流が検出される点P1として、例えば、インダクタ5と平滑用ダイオード6との間の点とすることができる。電流検出/絶縁回路11としては、ホール素子を用いることにより、電流検出、絶縁及び電圧低減化の機能を1つの素子で実現することができる。
電力変換装置は、電流検出/絶縁回路11により検出される電流を、アナログ信号からデジタル信号に変換するA/Dコンバータ21を備える。制御回路103は、絶縁型DC−DCコンバータ100の1次側回路101のスイッチ素子1a〜1dがオンからオフになるタイミングで、A/Dコンバータ21の電流値を読み取り、該電流値を用いて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えないように、次周期のデューティ比を決定する。
なお、ここで、デューティ比とは、各スイッチ素子1a〜1dをオンにしてからオフにし、再びオンにする直前までの期間を1周期とすると、該1周期の期間における各スイッチ素子1a〜1dのオンの期間の比率である。
1次側回路101のスイッチ素子1a〜1dがオフからオンになると、変成器の1次巻線3aに流れる電流が増加し、それに伴って変成器の2次巻線3bに流れる電流も増加する。一方、該スイッチ素子1a〜1dがオンからオフになると、変成器の1次巻線3aに流れる電流が減少し、それに伴って変成器の2次巻線3bに流れる電流も減少する。
従って、オンにしたスイッチ素子1a〜1dがオフになるタイミングで、A/Dコンバータ21の電流値を読み取ることにより、ピーク電流値を検出することができる。制御回路103は、検出したピーク電流値と目標電流値との差分ΔILを減算器22により算出し、該差分ΔILに対して以下の演算を行う。
まず、差分ΔILに対して比例係数Kpを乗算器25で乗算し、比例項を算出する。また、該差分ΔILの所定期間の積分値を積分器23で算出し、該積分値に積分係数Kiを乗算器26で乗算し、積分項を算出する。また、該差分ΔILの所定期間の微分値を微分器24で算出し、該微分値に微分係数Kdを乗算器27で乗算し、微分項を算出する。
各乗算器25,26,27からそれぞれ出力される各比例項、積分項及び微分項の値を、加算器28で加算し、該加算した値により、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるよう、デューティ決定回路29により次周期のデューティ比を決定する。
デューティ決定回路29は、A/Dコンバータ21で読取ったピーク電流値が目標電流値以下で、その差分ΔILが所定の閾値以上の場合には、次周期のデューティ比が今周期のデューティ比より大きくなるようにし、A/Dコンバータ21で読取ったピーク電流値と目標電流値との差分ΔILが所定の閾値以内の場合には、次周期のデューティ比を今周期のデューティ比と同一にし、A/Dコンバータ21で読取ったピーク電流値が目標電流値以上の場合には、次周期のデューティ比を今周期のデューティ比より小さくするように決定する。
フェーズシフト回路30は、デューティ決定回路29により決定された次周期のデューティ比に従って、スイッチ素子1a,1d及びスイッチ素子1b,1cに対して、互いに位相が半周期ずれた、次周期のオン/オフ制御信号を生成する。フェーズシフト回路30で生成されたオン/オフ制御信号は、ドライバ15に入力され、ドライバ15は、該オン/オフ制御信号に従って、スイッチ素子1a〜1dをオン又はオフさせる。
この構成例では、検出したピーク電流と目標電流値との差分ΔILの比例項、積分項及び微分項を用いて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えないように次周期のデューティ比を決定している。これは、積分項により外乱に対する抑制を行い、微分項により目標電流値に対する追従性を高めるためである。
バッテリ10の充電の際に、充電電流がバッテリ10側から指示される。指示される充電電流は、バッテリ10の充電状態によって変動する場合がある。そのような場合、目標電流値は、指示される充電電流に従って変動するので、微分項を加えることにより、目標電流値の変動に対する追従性を高めることができる。微分項は、充電器の使用環境に応じて適宜省いても良い。
次に、本実施形態の電力変換装置の第2の構成例について説明する。図2は第2の構成例を示す。図2に示すように、第2の構成例では、絶縁型DC−DCコンバータ100の1次側回路101において、ピーク電流が検出される点P2で電流を検出する電流検出回路16を設ける。
1次側回路101におけるピーク電流が検出される点P2として、例えば、スイッチ素子1bとスイッチ素子1dとの接続点と、変成器の1次巻線3aとを接続する接続線上の点とすることができる。又は点P2として、スイッチ素子1aとスイッチ素子1cとの接続点と、変成器の1次巻線3aとを接続する接続線上の点としてもよい。
第1の構成例のように、ピーク電流を検出する点を2次側回路102の点P1とした場合、2次側回路102は、1次側回路101及び制御回路103と電気的に絶縁されているため、電流検出回路として絶縁型のものを用いたが、第2の構成例では、1次側回路101と制御回路103とは電気的に絶縁されてはいないので、電流検出回路16として非絶縁型のものを用いることができる。
第2の構成例では、1次側回路101のピーク電流が検出される点P2で検出される電流の向きは双方向であるので、電流検出回路16として、双方向電流を検出するカレントトランスに絶対値回路を組み合わせた回路を用いることができる。電流検出回路16が検出し、絶対値化されたた電流は、第1の構成例と同様に、A/Dコンバータ21によりアナログ信号からデジタル信号に変換される。
制御回路103は、第1の構成例と同様に、スイッチ素子1a〜1dをオンからオフに制御するタイミングで、A/Dコンバータ21の電流値を読み取り、該電流値を用いて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるように、次周期のデューティ比を決定する。
なお、第2の構成例では、目標電流値は、2次側の目標ピーク電流に対して、変成器の巻線数の比に反比例した電流値となる。検出したピーク電流と目標電流値との差分ΔILに対して、比例項、積分項及び微分項を求めて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるように、次周期のデューティ比を決定する動作は、第1の構成例と同様である。
なお、第2の構成例における電流検出回路16として、カレントトランスに絶対値回路を組み合わせた回路を用いる構成のほかに、カレントトランスで検出される正及び負の電流をA/Dコンバータ21でデジタル信号に変換し、該デジタル信号に変換された正及び負の電流値を、図示省略のデジタル整流回路を用いて絶対値化する構成としてもよい。デジタル整流回路の機能は、数値を絶対値化するソフトウェア処理によって実現することができる。デジタル整流回路を設けた場合、絶対値回路を制御回路103とは別に設ける必要がない。
第1及び第2の構成例において、制御回路103は、検出されたピーク電流と目標ピーク電流とを比較して、次周期のスイッチ素子1a〜1dのデューティ比を決定するため、該決定に次周期開始タイミングまでの演算処理時間が許容される。従って、制御回路103の機能は、CPU(Central Processing Unit)等を用いてソフトウェア処理によって実現することができる。
制御回路103の機能をソフトウェア処理によって実現することにより、ハードウェア回路の部品点数を減らすことができ、制御回路103の小型化及び低コスト化を図ることができる。また、ピーク電流の目標電流値を、ラダー抵抗回路の分解能よりきめ細かく数値によって設定することができるため、電流制御の分解能が向上し、ピーク電流を精度良く制御することができる。
以上、本発明の実施形態について説明したが本発明は、以上に述べた実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の構成又は実施形態を採ることができる。
100 絶縁型DC−DCコンバータ
101 絶縁型DC−DCコンバータの1次側回路
102 絶縁型DC−DCコンバータの2次側回路
103 制御回路
1a〜1d スイッチ素子
2a,2b ダイオード
3a 変成器の1次巻線
3b 変成器の2次巻線
4a〜4d 整流用ダイオード
5 インダクタ
6 平滑用ダイオード
7a,7b 平滑用コンデンサ
8 コモンモードチョークコイル
9 コンデンサ
10 バッテリ
11 電流検出/絶縁回路
15 ドライバ
21 A/Dコンバータ
22 減算器
23 積分器
24 微分器
25,26,27 乗算器
28 加算器
29 デューティ決定回路
30 フェーズシフト回路
200 PFC回路
101 絶縁型DC−DCコンバータの1次側回路
102 絶縁型DC−DCコンバータの2次側回路
103 制御回路
1a〜1d スイッチ素子
2a,2b ダイオード
3a 変成器の1次巻線
3b 変成器の2次巻線
4a〜4d 整流用ダイオード
5 インダクタ
6 平滑用ダイオード
7a,7b 平滑用コンデンサ
8 コモンモードチョークコイル
9 コンデンサ
10 バッテリ
11 電流検出/絶縁回路
15 ドライバ
21 A/Dコンバータ
22 減算器
23 積分器
24 微分器
25,26,27 乗算器
28 加算器
29 デューティ決定回路
30 フェーズシフト回路
200 PFC回路
Claims (5)
- 変成器の1次巻線側と2次巻線側とが磁気的に結合され、電気的に絶縁される絶縁型DC−DCコンバータと、制御回路と、前記絶縁型DC−DCコンバータの給電電流を検出する電流検出素子と、前記1次巻線側に流れる電流の導通と非導通とを切り替えるスイッチ素子を交互にオンオフするドライバとを有する電力変換装置であって、
前記電流検出素子で検出された電流をデジタル値に変換するA/Dコンバータを有し、
前記制御回路は、前記スイッチ素子がオンからオフになるタイミングで、前記A/Dコンバータから出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるよう、前記スイッチ素子の次周期のデューティ比を決定し、前記デューティ比の所定の周期のスイッチ制御信号を前記ドライバに出力し、
前記ドライバは、前記スイッチ制御信号に従って前記スイッチ素子をオンオフさせる
ことを特徴とする電力変換装置。 - 前記電流検出素子を、前記絶縁型DC−DCコンバータの2次巻線側の給電電流を検出するよう設けたことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記電流検出素子としてホール素子を用いたことを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
- 前記電流検出素子を、前記絶縁型DC−DCコンバータの1次巻線側の給電電流を検出するよう設けたことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記A/Dコンバータで変換されたデジタル値を、デジタル整流回路を用いて絶対値化し、該絶対値化した電流値を読み取り、該電流値を用いて前記次周期のデューティ比を決定することを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
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