JP6851472B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
近年、スイッチング電源装置の小型化、高性能化、高機能化の要求から従来のアナログ制御方式に替わって、デジタル制御方式が広く採用されている。デジタル制御方式では、制御対象の電圧値をサンプリングするＡ／Ｄ変換器、電圧値に基づいて操作量を演算するデジタルコントローラ、クロック信号に同期してカウントアップ／ダウンを行うカウンタ、カウンタのカウント値と操作量とを比較してスイッチング素子の駆動パルス幅や位相を決める比較器、等で構成される。例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御では操作量を変化させることで、比較器が出力する駆動パルスのＯＮデューティ（論理“Ｈ”の時間比率）を変化させて制御対象の電圧を制御する。なお、それぞれの機能はデジタルコントローラ内に含まれていることも多い。
このようなデジタル制御方式では操作量の最小変化幅はクロック信号の1周期分の時間に制限されるため、アナログ制御方式と比較して電圧の制御分解能が低下する問題がある。これに対して、クロック信号の周波数を高くすることで制御分解能を上げる方法が考えられるが、クロック周波数の増加には消費電力の増加、コントローラの高コスト化といった問題がある。
そこで、特許文献１では、デジタルコントローラが出力するデジタルパルスを平滑化して連続値の平滑化電圧に変換するパルス平滑回路と、のこぎり波発生回路および比較回路を備え、のこぎり波電圧と平滑化電圧とを比較回路に入力して駆動パルスを生成する方法が開示されている。これにより、操作量がクロック周波数によって制限されない連続値となるため、クロック周波数が低い低コストのデジタルコントローラを用いても制御分解能を上げることができる。
しかしながら、特許文献１に記載の方法では、パルス平滑化回路、のこぎり波発生回路および比較回路を新たに設ける必要があるため、部品点数やコスト、実装面積が増加する問題がある。また、パルス平滑化回路によって平滑を行うため、制御の応答がわずかでも遅れる問題がある。
このように、従来のデジタル制御方式のスイッチング電源装置では、制御の分解能を上げるには少なからずコスト増加や性能の低下が必要となる欠点があった。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、追加回路を設けることなく、かつ制御の応答を遅らせることなく、電圧制御の分解能が高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
本発明によるスイッチング電源装置は、スイッチング素子を含んで構成される電力変換回路と、電力変換回路の出力電圧指令値と出力電圧値に基づいてスイッチング素子に駆動パルスを出力する制御回路部を備え、制御回路部は出力電圧指令値と出力電圧値に基づく操作量の演算値と、操作量の設定値との差分に基づいてスイッチング周期を変化させて駆動パルスを出力する。
本発明によれば、デジタル制御方式のスイッチング電源装置において、高性能のデジタルプロセッサを使用したり、追加回路を設けたりすることなく、かつ応答を遅らせることなくＰＷＭ制御や位相シフト制御の分解能を向上させることができる。これにより、電圧制御の分解能が高く低コストかつ応答が高速で電圧リップルが小さいスイッチング電源装置を提供することができる。
以下、本発明の複数の実施形態について図を参照しながら説明する。
図１は、ハイブリッド自動車に代表される車両１における電源システムの構成例である。車両１は、主機用バッテリ２と、インバータ３と、モータ４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ５と、補機用バッテリ６と、補機類７と、を備える。インバータ３は、主機用バッテリ２に蓄えられた直流電力を交流電力に変換してモータ４を駆動する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、主機用バッテリ２に蓄えられた直流電力を半導体素子等のスイッチング制御により電圧変換して補機用バッテリ６および補機類７に供給する。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５のようなスイッチング電源装置に適用するのが好適である。ＤＣ−ＤＣコンバータ５への適用例として第１の実施形態および第２の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について図２〜図４を用いて説明する。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御の非絶縁型降圧コンバータを使用する場合において電圧制御の分解能を向上するものである。
本発明の第１の実施形態について図２〜図４を用いて説明する。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御の非絶縁型降圧コンバータを使用する場合において電圧制御の分解能を向上するものである。
図２は、第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ５の回路ブロック図である。図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ５は、電力変換回路１０と、制御回路２０と、を備える。
電力変換回路１０は、スイッチング素子１１と、ダイオード１２と、インダクタ１３と、入力平滑コンデンサ１４と、出力平滑コンデンサ１５とを備え、制御回路２０がＰＷＭ制御によって出力する駆動パルスＰ１に基づいてスイッチング素子１１を駆動して電力変換を行う。
電力変換回路１０は、入力端子Ｔ１−Ｔ２間の入力電圧Ｖｉを降圧して出力端子Ｔ３−Ｔ４間に出力電圧Ｖｏを出力する、いわゆる降圧チョッパである。降圧チョッパの出力電圧は、Ｖｏ＝Ｖｉ×Ｄｏｎで表され、Ｄｏｎを変えることで、Ｖｏを調整できる。ここで、ＤｏｎはＯＮデューティ、つまり、スイッチング周期Ｔｓｗに対するスイッチング素子のオン期間Ｔｏｎの割合であり、Ｄｏｎ＝Ｔｏｎ÷Ｔｓｗの関係にある。通常のＰＷＭ制御では、スイッチング周期Ｔｓｗを固定とし、Ｔｏｎを制御することで、Ｖｏを調整する。
制御回路２０は、クロック信号発生手段２１と、クロック信号に同期して演算を行うＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）２２とを備え、出力電圧Ｖｏが所定の電圧指令値Ｖｒｅｆに近づくように適切な駆動パルスＰ１を演算して出力する。
ＤＳＰ２２は、Ａ／Ｄ変換手段２３と、ＯＮ時間演算手段２４と、１クロック未満切捨て処理部２５と、スイッチング周期演算手段２６と、ＯＮ時間設定レジスタ２７と、スイッチング周期設定レジスタ２８と、駆動パルス発生手段２９とを備える。
Ａ／Ｄ変換手段２３は、出力電圧Ｖｏのアナログ電圧をサンプリングしてデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換を行い、変換値をＯＮ時間演算手段２４に出力する。
ＯＮ時間演算手段２４は、出力電圧ＶｏのＡ／Ｄ変換値と出力電圧指令値Ｖｒｅｆとの偏差に基づいて操作量である駆動パルスＰ１のＯＮ時間Ｔｏｎを演算する。ＯＮ時間演算手段２４は、例えばＰＩ（比例積分）制御で構成する。
１クロック未満切捨て処理部２５は、ＯＮ時間演算値をクロック信号周期単位に変換して、ＯＮ時間設定レジスタ２７に設定するＯＮ時設定値を出力する。
スイッチング周期演算手段２６は、ＯＮ時間演算値とＯＮ時間設定値との差分に基づいてスイッチング周期を演算し、スイッチング周期設定レジスタ２８に出力する。スイッチング周期演算手段２６は、具体的には、基本のスイッチング周期Ｔにスイッチング周期の変化量ΔＴを加える構成とし、スイッチング周期の変化量ΔＴは、差分に比例係数を乗じて決定する構成とすることでスイッチング周期の設定値を演算する。
ＯＮ時間設定レジスタ２７およびスイッチング周期設定レジスタ２８は、ＯＮ時間の設定値およびスイッチング周期の設定値を保持し、所定の制御周期Ｔｃ毎に設定値を駆動パルス発生手段２９に出力する。
駆動パルス発生手段２９は、図示はしないがクロック信号に同期してカウントアップ／ダウンを行い所定のリセット周期毎にカウント値をリセットするカウンタと、カウンタのカウント値と操作量とを入力して比較することでＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを出力する比較器とを備える。本実施形態では、リセット周期としてスイッチング周期設定レジスタ２８の設定値、操作量としてＯＮ時間設定レジスタの設定値を入力する。以上がＤＣ−ＤＣ−コンバータ５の動作および構成である。
次に、図３を用いて本実施形態の効果を説明する。図３は、比較例と第１実施形態とのＯＮデューティ変化幅の違いを示す説明図である。
図３の（ａ）列は、比較例のスイッチング電源装置のＰＷＭ制御において、操作量であるオン時間Ｔｏｎを１クロック分変化させたときのオン時間Ｔｏｎ、スイッチング周期Ｔｓｗ、ＯＮデューティＤｏｎの変化を示している。
図３の（ｂ）列は、本実施形態を適用したスイッチング電源装置のＰＷＭ制御において、ＯＮ時間Ｔｏｎを1クロック分変化させたときのＯＮ時間Ｔｏｎ、スイッチング周期Ｔｓｗ，ＯＮデューティＤｏｎの変化を示している。
図３の（ａ）列では、スイッチング周期Ｔｓｗを一定としているため、ＯＮデューティＤｏｎの最小変化幅はＯＮ時間Ｔｏｎの1クロック幅に依存して定まる。これに対して、図３の（ｂ）列では、ＯＮ時間Ｔｏｎの演算値と設定値との差分の大きさに応じてスイッチング周期Ｔｓｗも変化させている。
このため、ＯＮデューティＤｏｎはＯＮ時間Ｔｏｎとスイッチング周期Ｔｓｗの両者によって定まり、あるＯＮ時間Ｔｏｎに対して複数のＯＮデューティＤｏｎの値をとることができるようになる。これにより、図３（ａ）と図３（ｂ）のＯＮデューティＤｏｎを比較すると明らかなように、ＯＮデューティＤｏｎを細かく制御でき、分解能を向上させることができる。
なお、スイッチング周期Ｔｓｗを変化させた場合にＯＮデューティＤｏｎの分解能が向上するのは具体的に次の理由からである。
はじめに、Ｔｏｎを１クロック変化させた場合のＤｏｎ変化量をΔＤ１とすると、
ΔＤ１＝（Ｔｏｎ＋１）÷Ｔｓｗ−Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ＝１÷Ｔｓｗ
と表せる。
ΔＤ１＝（Ｔｏｎ＋１）÷Ｔｓｗ−Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ＝１÷Ｔｓｗ
と表せる。
一方、Ｔｓｗを1クロック変化させた場合のＤｏｎ変化量をΔＤ２とすると、
ΔＤ２＝Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ−Ｔｏｎ÷（Ｔｓｗ＋１）＝（Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ）×１÷（Ｔｓｗ＋１）
と表せる。ここで、通常、スイッチング周期Ｔｓｗは１クロックよりも十分に大きく、Ｔｓｗ＞＞１であるから、
ΔＤ２≒（Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ）×１÷Ｔｓｗ＝Ｄｏｎ×１÷Ｔｓｗ＝ΔＤ２＝Ｄｏｎ×ΔＤ１
と、近似できる。結局、スイッチング周期Ｔｓｗを１クロック変化させた場合のＯＮデューティＤｏｎの変化量はオン時間Ｔｏｎを1クロック変化させた場合と比較してＤｏｎ倍になり、１÷Ｄｏｎ倍だけ分解能が向上することになる。ここで、ＯＮデューティＤｏｎは入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏによって定まるため、分解能を向上するために最適なスイッチング周期の変化量は入出力電圧条件によって変わることになる。
ΔＤ２＝Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ−Ｔｏｎ÷（Ｔｓｗ＋１）＝（Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ）×１÷（Ｔｓｗ＋１）
と表せる。ここで、通常、スイッチング周期Ｔｓｗは１クロックよりも十分に大きく、Ｔｓｗ＞＞１であるから、
ΔＤ２≒（Ｔｏｎ÷Ｔｓｗ）×１÷Ｔｓｗ＝Ｄｏｎ×１÷Ｔｓｗ＝ΔＤ２＝Ｄｏｎ×ΔＤ１
と、近似できる。結局、スイッチング周期Ｔｓｗを１クロック変化させた場合のＯＮデューティＤｏｎの変化量はオン時間Ｔｏｎを1クロック変化させた場合と比較してＤｏｎ倍になり、１÷Ｄｏｎ倍だけ分解能が向上することになる。ここで、ＯＮデューティＤｏｎは入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏによって定まるため、分解能を向上するために最適なスイッチング周期の変化量は入出力電圧条件によって変わることになる。
したがって、スイッチング周期演算手段２６は、例えば、図４に示すような構成をとってもよい。図４は、本実施形態に係るスイッチング周期演算手段２６の詳細ブロック回路図である。図４では、スイッチング周期演算手段２６は、入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏに基づいて比例係数を演算し、差分に比例係数を乗じたものをスイッチング周期の変化量としてスイッチング周期設定値を決定する。これにより、入出力電圧条件に関わらず分解能を向上することができる。
以上、第１の実施形態によれば、オン時間Ｔｏｎの操作量と設定値との差分に基づいて、スイッチング周期Ｔｓｗを変化させることで、ＯＮデューティＤｏｎを細かく制御できるようになる。
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態について図５〜図７を用いて説明する。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５として位相シフト制御方式の絶縁型降圧コンバータを使用する場合において電圧制御の分解能を向上するものである。図５を用いて本実施形態を適用したＤＣ−ＤＣコンバータ５の構成および動作を説明する。
本発明の第２の実施形態について図５〜図７を用いて説明する。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５として位相シフト制御方式の絶縁型降圧コンバータを使用する場合において電圧制御の分解能を向上するものである。図５を用いて本実施形態を適用したＤＣ−ＤＣコンバータ５の構成および動作を説明する。
図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータ５は、電力変換回路３０と、制御回路４０と、を備える。制御回路３０は、図２の制御回路２０における操作量のＯＮ時間が位相シフト量に変わるのみであり、詳細の説明は省略する。
はじめに、電力変換回路３０の構成を述べる。電力変換回路３０は、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ３（Ｎ２巻数＝Ｎ３巻数）を有するトランスＴと、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有するスイッチング回路３１と、ダイオードＤ１及びＤ２で構成される整流回路３２と、平滑インダクタＬｏと、入力平滑コンデンサ３５と、出力平滑コンデンサ３６とにより構成される。
スイッチング回路３１は、スイッチング素子Ｓ１とＳ２を直列接続した第１のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｓ３とＳ４を直列接続した第２のスイッチングレッグで構成される。
スイッチング回路３１は、第１のスイッチングレッグおよび第２のスイッチングレッグの両端間が入力平滑コンデンサ３５の両端間に接続され、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の直列接続点とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続点の間が、トランスＴ1次巻線の両端間に接続されたフルブリッジ構成である。なお、図５ではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＩＧＢＴ等、他の半導体素子を用いてもよい。
次に、電力変換回路３０の動作を説明する。はじめに、スイッチング回路３１では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうち、Ｓ１とＳ４を同時にＯＮ、Ｓ２とＳ３の組を同時にＯＮする動作を交互に繰り返すことで入力平滑コンデンサ３５の直流電圧から、矩形波交流電圧を生成する。
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動パルスＰｓ１〜Ｐｓ４はＯＮデューティ５０％を基本とし、スイッチング素子Ｓ１とＳ２を相補的およびＳ３とＳ４を相補的にスイッチングさせる。また、第１のスイッチングレッグの駆動パルスと第２のスイッチングレッグの駆動パルスの位相差を変えることで、スイッチング素子Ｓ１とＳ４の同時ＯＮ期間およびＳ２とＳ３の同時ＯＮ期間の長さを変える。これによって、矩形状交流電圧の正側および負側の電圧印加時間比率を調整する。
スイッチング回路３１で生成した矩形波交流電圧は、トランスの1次巻線Ｎ１の両端間に入力され、1次巻線Ｎ１に交流電流を流す。１次巻線に流れる交流電流は２次巻線Ｎ２およびＮ３に交流の誘導電流を流す。交流の誘導電流は、整流回路３２によって整流され、平滑インダクタＬｏおよび出力平滑コンデンサ３６で平滑された直流電圧が出力される。
以上の動作を図６および図７で示す。図６は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動パルスＰｓ１〜Ｐｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態、スイッチング回路３１の出力電圧（＝Ｎ１電圧）、１次巻線Ｎ１電流および、平滑インダクタＬｏ電流の波形を示している。なお、Ｓ１駆動パルスＰｓ１とＳ２駆動パルスＰｓ２の間、Ｓ３駆動パルスＰｓ３とＳ４駆動パルスＰｓ４の間にはデッドタイムを設けるのが好適だがここでは省略している。図７（ａ）〜図７（ｄ）は、電力変換回路３０の電流経路を示しており、図７の電流経路（ａ）〜（ｄ）は、図６の期間（ａ）〜（ｄ）に対応する。 期間（ａ）〜（ｄ）の動作は以下のとおりである。
期間（ａ）において、Ｓ１とＳ４がＯＮしており、Ｎ１に正電圧がかかる。１次側はＳ１、Ｎ１、Ｓ４の経路、２次側はＤ１、Ｎ２１、Ｌｏの経路で電流が流れ、増加していく。
期間（ｂ）において、（ａ）の状態からＳ４をオフし、Ｓ３をオンする。１次側はＳ４を流れていた電流の経路が遮断されるため、Ｎ１には電圧がかからない。図示はしないトランスＴの漏れインダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーが、Ｓ１とＳ３を通って還流して放出される。1次側電流はＳ１、Ｎ１、Ｓ３の経路で流れ電流が減少していく。２次側もＬｏに蓄積されたエネルギーを放出するため電流が減少していく。
期間（ｃ）において、（ｂ）の状態からＳ１をオフし、Ｓ２をオンする。Ｓ２とＳ３がオンしており、Ｎ１に負電圧がかかる。1次側はＳ３、Ｎ１、Ｓ２の経路、２次側はＤ２、Ｎ３、Ｌｏの経路で電流が流れ、増加していく。
期間（ｄ）において、（ｃ）の状態からＳ３をオフし、Ｓ４をオンする。１次側はＳ２を流れていた電流の経路が遮断されるため、Ｎ１には電圧がかからない。トランスＴの漏れインダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーが、Ｓ２とＳ４を通って還流して放出される。1次側電流はＳ４、Ｎ１、Ｓ２の経路で流れ電流が減少していく。２次側もＬに蓄積されたエネルギーを放出するため電流が減少していく。
期間（ｄ）の後は、Ｓ３がオフし、Ｓ１をオンして再び期間（ａ）に戻り、期間（ａ）〜（ｄ）の動作を繰り返す。
以上のように、本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５の電力変換回路３０は、第１のスイッチングレッグと第２のスイッチングレッグの駆動パルスの位相差に相当する位相シフト量Ｔｐｓを変化させることで、出力電圧Ｖｏを制御する。ここで、位相シフト量とスイッチング周期Ｔｓｗの半周期の比を位相シフトデューティＤｐｓと定義すると、Ｄｐｓ＝Ｔｐｓ÷（Ｔｓｗ÷２）であり、出力電圧Ｖｏと位相シフト量Ｔｐｓの関係は、Ｖｏ＝Ｎ×Ｖｉ×Ｄｐｓ＝Ｎ×Ｖｉ×Ｔｐｓ÷（Ｔｓｗ÷２）として表せる。したがって、第１の実施形態と同様に、操作量である位相シフト量Ｔｐｓに加えてスイッチング周期Ｔｓｗを変化させることで、位相シフトデューティＤｐｓの分解能を上げることができ、出力電圧制御の分解能を上げることができる。
なお、本実施形態のようにトランスＴを備える場合には、トランスＴの偏磁現象を抑制するために、トランスＴに入力する矩形波交流電圧の正側と負側の期間を等しくするのが好ましい。ところが、スイッチング周期を奇数クロックに設定すると、矩形波交流電圧の正側と負側の期間に差が生じてしまう場合がある。例えば、スイッチング周期Ｔｓｗを６０１クロックとすると、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のように駆動パルスのＯＮデューティを５０％、相補として駆動する場合、一方のＯＮ時間が３００クロック、他方のＯＮ時間が３０１クロックといった具合になる。この結果、トランスＴに入力する矩形波交流電圧の正側と負側の期間に差が生じてしまう。したがって、トランスＴを備える場合には、基本のスイッチング周期を偶数クロックとし、図５のスイッチング周期演算手段において、スイッチング周期が偶数クロックとなるように、スイッチング周期Ｔｓｗの変化量についても偶数クロックに制限とするとよい。
（まとめ）
以上、本発明の第１および第２の実施形態によれば、デジタル制御方式のスイッチング電源装置において、操作量の演算値と設定値との差分に基づいて、スイッチング周期Ｔｓｗを変化させることで、ＯＮデューティＤｏｎを細かく制御できるようになる。この結果、電圧の制御分解能が高く、電圧リップルが小さなスイッチング電源装置を提供することができる。さらに本発明では、制御の分解能を向上するために、新たに回路を追加する必要がないため、小型・低コストのスイッチング電源装置に貢献できる。なお、第１、第２の実施形態では車両に搭載されるスイッチング電源装置を例にとったが、車両に限らない何れのスイッチング電源装置にも適用できる。また、操作量は、本実施形態で示したオン時間、位相シフト量に限らず、スイッチング周期Ｔｓｗの変化と組み合わせて制御対象の分解能を向上しうるものであれば、本発明を応用できる。さらに、電力変換回路は、本実施形態で示した降圧チョッパ、位相シフト方式の降圧コンバータに限らず、昇圧チョッパ、双方向昇降圧チョッパ、位相シフト方式の昇圧コンバータ、その他フライバックコンバータ、フォワードコンバータ等、何れの回路方式にも適用できる。制御手段は、ＤＳＰに限らず、マイコンやその他のデジタル制御手段で代用してもよい。
以上、本発明の第１および第２の実施形態によれば、デジタル制御方式のスイッチング電源装置において、操作量の演算値と設定値との差分に基づいて、スイッチング周期Ｔｓｗを変化させることで、ＯＮデューティＤｏｎを細かく制御できるようになる。この結果、電圧の制御分解能が高く、電圧リップルが小さなスイッチング電源装置を提供することができる。さらに本発明では、制御の分解能を向上するために、新たに回路を追加する必要がないため、小型・低コストのスイッチング電源装置に貢献できる。なお、第１、第２の実施形態では車両に搭載されるスイッチング電源装置を例にとったが、車両に限らない何れのスイッチング電源装置にも適用できる。また、操作量は、本実施形態で示したオン時間、位相シフト量に限らず、スイッチング周期Ｔｓｗの変化と組み合わせて制御対象の分解能を向上しうるものであれば、本発明を応用できる。さらに、電力変換回路は、本実施形態で示した降圧チョッパ、位相シフト方式の降圧コンバータに限らず、昇圧チョッパ、双方向昇降圧チョッパ、位相シフト方式の昇圧コンバータ、その他フライバックコンバータ、フォワードコンバータ等、何れの回路方式にも適用できる。制御手段は、ＤＳＰに限らず、マイコンやその他のデジタル制御手段で代用してもよい。
１…車両、２…主機用バッテリ、３…インバータ、４…モータ、５…ＤＣ−ＤＣコンバータ、６…補機用バッテリ、７…補機類、１０…電力変換回路、１１…スイッチング素子、１２…ダイオード、１３…インダクタ、１４…入力平滑コンデンサ、１５…出力平滑コンデンサ、２０…制御回路、２１…クロック信号発生手段、２２…ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）、２３…Ａ／Ｄ変換手段、２４…ＯＮ時間演算手段、２５…１クロック未満切捨て処理部、２６…スイッチング周期演算手段、２７…ＯＮ時間設定レジスタ、２８…スイッチング周期設定レジスタ、２９…駆動パルス発生手段、３０…電力変換回路、３１…スイッチング回路、３５…入力平滑コンデンサ、３６…出力平滑コンデンサ、４０…制御回路、Ｄ１…ダイオード、Ｄ２…ダイオード、Ｓ１…スイッチング素子、Ｓ２…スイッチング素子、Ｓ３…スイッチング素子、Ｓ４…スイッチング素子、Ｔ…トランス、Ｌｏ…平滑インダクタ、Ｎ１…１次巻線、Ｎ２…２次巻線、Ｎ３…２次巻線
Claims (7)
- スイッチング素子を含んで構成される電力変換回路と、
前記電力変換回路の出力電圧指令値と前記電力変換回路の出力電圧値に基づいて、前記スイッチング素子に駆動パルスを出力する制御回路部と、を備え、
前記制御回路部は、前記出力電圧指令値と前記出力電圧値に基づく操作量の演算値と、前記操作量の設定値との差分に基づいて、スイッチング周期を変化させて駆動パルスを出力するスイッチング電源装置。 - 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記駆動パルスのオン時間を前記操作量とするスイッチング電源装置。 - 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記電力変換回路は、
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、
第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列接続した第２のスイッチングレッグと、により構成され、
前記第１のスイッチングレッグと前記第２のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列接続点と前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたフルブリッジ回路とし、
前記第１のスイッチングレッグに対する前記駆動パルスと前記第２のスイッチングレッグに対する前記駆動パルスとの位相差を前記操作量とするスイッチング電源装置。 - 請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御回路部は、クロック信号を発生する手段を備え、
前記設定値は、クロック周期の自然数倍とするスイッチング電源装置。 - 請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御回路部は、前記スイッチング周期の変化量を前記差分に比例させるスイッチング電源装置。 - 請求項５に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御回路部は、前記電力変換回路の入力電圧および／または出力電圧を検出する手段を備え、
前記入力電圧および／または出力電圧に基づいて、前記スイッチング周期の変化量を決める比例係数を変化させるスイッチング電源装置。 - 請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御回路部は、クロック信号を発生する手段を備え、
前記スイッチング周期が偶数クロックとなるように前記スイッチング周期の変化量を演算するスイッチング電源装置。
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