CN110651420B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电压控制的分辨率高的开关电源装置。本发明的开关电源装置具备：电力转换电路，其包含开关元件而构成；以及控制电路部，其根据电力转换电路的输出电压指令值和输出电压值，向开关元件输出驱动脉冲，控制电路部根据基于输出电压指令值和输出电压值的操作量的运算值与操作量的设定值的差分，使开关周期变化，输出驱动脉冲。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种开关电源装置。
背景技术
近年来，从开关电源装置的小型化、高性能化、高功能化的要求出发，广泛采用数字控制方式取代以往的模拟控制方式。在数字控制方式中，由对控制对象的电压值进行采样的A/D转换器、根据电压值运算操作量的数字控制器、与时钟信号同步进行递增/递减的计数器、以及比较计数器的计数值和操作量来决定开关元件的驱动脉冲宽度和相位的比较器等构成。例如，在PWM(脉宽调制)控制中，通过改变操作量，来改变比较器输出的驱动脉冲的导通占空比(逻辑“H”的时间比率)，从而控制控制对象的电压。此外，各个功能也大多包含在数字控制器内。
在这样的数字控制方式中，由于操作量的最小变化幅度被限制在时钟信号的1个周期的时间内，因此与模拟控制方式相比，存在电压的控制分辨率降低的问题。与此相对，虽然能够考虑通过提高时钟信号的频率来提高控制分辨率的方法，但时钟频率的增加存在耗电的增加、控制器的高成本化这样的问题。
因此，在专利文献1中，公开了如下方法：具备将数字控制器输出的数字脉冲平滑化而转换为连续值的平滑化电压的脉冲平滑电路、锯齿波发生电路以及比较电路，将锯齿波电压和平滑化电压输入到比较电路，从而生成驱动脉冲。由此，由于操作量成为不受时钟频率限制的连续值，因此即使使用时钟频率低的低成本的数字控制器，也能够提高控制分辨率。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009-95091号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，在专利文献1所记载的方法中，由于需要新设置脉冲平滑化电路、锯齿波发生电路以及比较电路，因此存在部件数量、成本、安装面积增加的问题。另外，由于通过脉冲平滑化电路进行平滑，因此存在控制的响应轻微延迟的问题。
这样，在以往的数字控制方式的开关电源装置中，为了提高控制的分辨率，存在需要增加成本、降低性能的缺点。
本发明是鉴于这样的状况而完成的，其目的在于提供一种不用设置追加电路且不会延迟控制的响应的、电压控制的分辨率高的开关电源装置。
用于解决问题的技术手段
本发明的开关电源装置具备：电力转换电路，其包含开关元件而构成；以及控制电路部，其根据电力转换电路的输出电压指令值和输出电压值，向开关元件输出驱动脉冲，控制电路部根据基于输出电压指令值和输出电压值的操作量的运算值与操作量的设定值的差分，使开关周期变化，输出驱动脉冲。
发明的效果
根据本发明，在数字控制方式的开关电源装置中，不用使用高性能的数字处理器或设置追加电路，且不会延迟响应就能够提高PWM控制、相移控制的分辨率。由此，能够提供一种电压控制的分辨率高、低成本、响应高速且电压波动小的开关电源装置。
附图说明
图1是以混合动力汽车为代表的车辆1中的电源系统的构成图。
图2是根据第1实施方式的DC-DC转换器5的电路框图。
图3是表示比较例和第1实施方式的导通占空比变化幅度的差异的说明图。
图4是本实施方式的开关周期运算单元26的详细方框电路图。
图5是根据第2实施方式的DC-DC转换器5的电路框图。
图6表示第2实施方式的开关元件S1～S4的驱动脉冲Ps1～Ps4的导通/断开状态、开关电路31的输出电压(＝N1电压)、一次绕组N1电流以及平滑电感器Lo电流的波形。
图7(a)是与图6(a)的期间对应的电力转换电路30的电流路径的流线图。
图7(b)是与图6(b)的期间对应的电力转换电路30的电流路径的流线图。
图7(c)是与图6(c)的期间对应的电力转换电路30的电流路径的流线图。
图7(d)是与图6(d)的期间对应的电力转换电路30的电流路径的流线图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的多个实施方式进行说明。
图1是以混合动力汽车为代表的车辆1中的电源系统的构成例。车辆1具备主机用电池2、逆变器3、马达4、DC-DC转换器5、辅机用电池6和辅机类7。逆变器3将积蓄在主机用电池2中的直流电力转换为交流电力，以驱动马达4。
DC-DC转换器5通过半导体元件等的开关控制，对积蓄在主机用电池2中的直流电力进行电压转换，并供给至辅机用电池6及辅机类7。本实施方式优选适用于DC-DC转换器5那样的开关电源装置。作为对DC-DC转换器5的应用例，对第1实施方式及第二实施方式进行说明。
(第1实施方式)
使用图2～图4对本发明的第1实施方式进行说明。本实施方式是在使用PWM(脉宽调制)控制的非绝缘型降压转换器作为DC-DC转换器5的情况下，提高电压控制的分辨率。
图2是第1实施方式的DC-DC转换器5的电路框图。图2所示的DC-DC转换器5具备电力转换电路10和控制电路20。
电力转换电路10具备开关元件11、二极管12、电感器13、输入平滑电容器14和输出平滑电容器15，控制电路20根据通过PWM控制输出的驱动脉冲P1驱动开关元件11从而进行电力转换。
电力转换电路10是对输入端子T1-T2间的输入电压Vi进行降压并在输出端子T3-T4间输出输出电压Vo的所谓降压斩波器。降压斩波器的输出电压用Vo＝Vi×Don表示，通过改变Don，可以调整Vo。这里，Don是导通占空比，即，开关元件的导通期间Ton相对于开关周期Tsw的比例，为Don＝Ton÷Tsw的关系。在通常的PWM控制中，使开关周期Tsw固定，通过控制Ton来调整Vo。
控制电路20具有时钟信号产生单元21和与时钟信号同步进行运算的DSP(数字信号处理器)22，以输出电压Vo接近规定的电压指令值Vref的方式运算并输出适当的驱动脉冲P1。
DSP22包括A/D转换单元23、导通时间运算单元24、小于1个时钟的舍弃处理部25、开关周期运算单元26、导通时间设定寄存器27、开关周期设定寄存器28和驱动脉冲产生单元29。
A/D转换单元23对输出电压Vo的模拟电压进行采样，进行将其转换为数字值的A/D转换，将转换值输出到导通时间运算单元24。
导通时间运算单元24根据输出电压Vo的A/D转换值与输出电压指令值Vref的偏差，运算作为操作量的驱动脉冲P1的导通时间Ton。导通时间运算单元24例如由PI(比例积分)控制构成。
小于1个时钟的舍弃处理部25将导通时间运算值转换为时钟信号周期单位，输出设定到导通时间设定寄存器27中的导通时间设定值。
开关周期运算单元26根据导通时间运算值与导通时间设定值的差分来运算开关周期，并输出到开关周期设定寄存器28。具体而言，开关周期运算单元26是在基本的开关周期T上加上开关周期的变化量ΔT的构成，开关周期的变化量ΔT是在差分上乘以比例系数来决定的构成，由此运算开关周期的设定值。
导通时间设定寄存器27及开关周期设定寄存器28保持导通时间的设定值及开关周期的设定值，在每个规定的控制周期Tc将设定值输出到驱动脉冲产生单元29。
虽未图示，但驱动脉冲产生单元29具备计数器和比较器，计数器与时钟信号同步地进行递增/递减，并且在每个规定的复位周期复位计数值，比较器通过输入计数器的计数值和操作量并进行比较来输出PWM(脉宽调制)脉冲。在本实施方式中，作为复位周期输入开关周期设定寄存器28的设定值，作为操作量输入导通时间设定寄存器的设定值。以上是DC-DC转换器5的动作及构成。
接着，使用图3说明本实施方式的效果。图3是表示比较例和第1实施方式的导通占空比变化幅度的差异的说明图。
图3的(a)列表示在比较例的开关电源装置的PWM控制中，使作为操作量的导通时间Ton变化了1个时钟量时的导通时间Ton、开关周期Tsw、导通占空比Don的变化。
图3的(b)列表示在应用了本实施方式的开关电源装置的PWM控制中，使导通时间Ton变化了1个时钟量时的导通时间Ton、开关周期Tsw、导通占空比Don的变化。
在图3的(a)列中，由于使开关周期Tsw恒定，因此导通占空比Don的最小变化幅度依赖于导通时间Ton的1个时钟宽度而决定。与此相对，在图3的(b)列中，根据导通时间Ton的运算值与设定值的差分的大小，使开关周期Tsw也变化。
因此，导通占空比Don由导通时间Ton和开关周期Tsw两者决定，从而对于某个导通时间Ton，可以取多个导通占空比Don的值。由此，比较图3(a)和图3(b)的导通占空比Don可知，能够精细地控制导通占空比Don，能够提高分辨率。
此外，在使开关周期Tsw变化的情况下，导通占空比Don的分辨率提高的具体理由如下。
首先，如果将使Ton变化1个时钟时的Don变化量设为ΔD1，则用下式表示：
ΔD1＝(Ton+1)÷Tsw-Ton÷Tsw＝1÷Tsw。
另一方面，如果将使Tsw变化1个时钟时的Don变化量设为ΔD2，则用下式表示：
ΔD2＝Ton÷Tsw-Ton÷(Tsw+1)＝(Ton÷Tsw)×1÷(Tsw+1)。
这里，通常，开关周期Tsw相比1个时钟周期足够大，Tsw>>1，因此可以近似为：
ΔD2≒(Ton÷Tsw)×1÷Tsw＝Don×1÷Tsw＝ΔD2＝Don×ΔD1。
最终，使开关周期Tsw变化了1个时钟时的导通占空比Don的变化量与使导通时间Ton变化1个时钟时的导通占空比Don的变化量相比，成为Don倍，从而分辨率提高1÷Don倍。这里，由于导通占空比Don由输入电压Vi和输出电压Vo决定，因此为了提高分辨率，最佳的开关周期的变化量根据输入输出电压条件而变化。
因此，开关周期运算单元26例如也可以采用图4所示的构成。图4是本实施方式的开关周期运算单元26的详细方框电路图。在图4中，开关周期运算单元26根据输入电压Vi和输出电压Vo运算比例系数，将差分乘以比例系数的结果作为开关周期的变化量来决定开关周期设定值。由此，不管输入输出电压条件如何，都能够提高分辨率。
以上，根据第1实施方式，通过根据导通时间Ton的操作量与设定值的差分使开关周期Tsw变化，能够精细地控制导通占空比Don。
(第2实施方式)
使用图5～图7说明本发明的第2实施方式。本实施方式是在使用相移控制方式的绝缘型降压转换器作为DC-DC转换器5的情况下，提高电压控制的分辨率。使用图5说明应用了本实施方式的DC-DC转换器5的构成及动作。
图5所示的DC-DC转换器5具备电力转换电路30和控制电路40。控制电路30仅是将图2的控制电路20中的操作量的导通时间变为相移量，省略详细的说明。
首先，说明电力转换电路30的构成。电力转换电路30由变压器T、开关电路31、整流电路32、平滑电感器Lo、输入平滑电容器35和输出平滑电容器36构成，其中，变压器T具有一次绕组N1、二次绕组N2和二次绕组N3(N2匝数＝N3匝数)，开关电路31具有开关元件S1～S4，整流电路32由二极管D1及D2构成。
开关电路31由串联连接了开关元件S1和S2的第1开关支路和串联连接了开关元件S3和S4的第2开关支路构成。
开关电路31是全桥构成，在该全桥构成中，第1开关支路及第2开关支路的两端之间连接在输入平滑电容器35的两端之间，开关元件S1、S2的串联连接点和开关元件S3、S4的串联连接点之间连接在变压器T1的一次绕组的两端之间。此外，在图5中，使用MOSFET作为开关元件S1～S4，但也可以使用IGBT等其他半导体元件。
接着，说明电力转换电路30的动作。首先，在开关电路31中，通过交替反复进行使开关元件S1～S4中的S1和S4同时导通、使S2和S3的组同时导通的动作，由输入平滑电容器35的直流电压生成矩形波交流电压。
开关元件S1～S4的驱动脉冲Ps1～Ps4以导通占空比50％为基础，使开关元件S1和S2以及S3和S4互补地进行开关。另外，通过改变第1开关支路的驱动脉冲和第2开关支路的驱动脉冲的相位差，来改变开关元件S1和S4的同时导通期间以及S2和S3的同时导通期间的长度。由此，调整矩形交流电压的正侧及负侧的电压施加时间比率。
由开关电路31生成的矩形波交流电压被输入到变压器的一次绕组N1的两端之间，在一次绕组N1中流过交流电流。流过一次绕组的交流电流在二次绕组N2及N3中流过交流的感应电流。交流的感应电流由整流电路32整流，输出由平滑电感器Lo及输出平滑电容器36平滑后的直流电压。
用图6及图7表示以上的动作。图6表示开关元件S1～S4的驱动脉冲Ps1～Ps4的导通/断开状态、开关电路31的输出电压(＝N1电压)、一次绕组N1电流以及平滑电感器Lo电流的波形。此外，优选在S1驱动脉冲Ps1和S2驱动脉冲Ps2之间、S3驱动脉冲Ps3和S4驱动脉冲Ps4之间设置死区时间，但在此省略。图7(a)～图7(d)表示电力转换电路30的电流路径，图7的电流路径(a)～(d)与图6的期间(a)～(d)对应。期间(a)～(d)的动作如下所示。
在期间(a)中，S1和S4导通，N1被施加正电压。一次侧在S1、N1、S4的路径中电流流动，二次侧在D1、N21、Lo的路径中电流流动，并且不断增加。
在期间(b)中，从(a)的状态断开S4，导通S3。一次侧由于流过S4的电流的路径被切断，因此N1上未被施加电压。积蓄在变压器T(未示出)的漏感Lr中的能量通过S1和S3回流并释放。一次侧电流在S1、N1、S3的路径中流动，电流不断减少。二次侧也释放积蓄在Lo中的能量，因此电流不断减少。
在期间(c)中，从(b)的状态断开S1，导通S2。S2和S3导通，N1被施加负电压。一次侧在S3、N1、S2的路径中电流流动，二次侧在D2、N3、Lo的路径中电流流动，并且不断增加。
在期间(d)中，从(c)的状态断开S3，导通S4。一次侧由于流过S2的电流的路径被切断，因此N1上未被施加电压。积蓄在变压器T的漏感Lr中的能量通过S2和S4回流并释放。一次侧电流在S4、N1、S2的路径中流动，电流不断减少。二次侧也释放积蓄在L中的能量，因此电流不断减少。
期间(d)后，S3断开，S1导通，再次返回期间(a)，重复期间(a)～期间(d)的动作。
如上所述，本实施方式中的DC-DC转换器5的电力转换电路30通过改变与第1开关支路和第2开关支路的驱动脉冲的相位差相当的相移量Tps，来控制输出电压Vo。这里，如果将相移量与开关周期Tsw的半周期之比定义为相移占空比Dps，则为Dps＝Tps÷(Tsw÷2)，输出电压Vo与相移量Tps的关系表示为Vo＝N×Vi×Dps＝N×Vi×Tps÷(Tsw÷2)。因此，与第1实施方式相同，通过除了使作为操作量的相移量Tps变化之外还使开关周期Tsw变化，能够提高相移占空比Dps的分辨率，能够提高输出电压控制的分辨率。
此外，在如本实施方式那样具备变压器T的情况下，为了抑制变压器T的偏磁现象，优选使输入到变压器T的矩形波交流电压的正侧和负侧的期间相等。但是，如果将开关周期设定为奇数时钟，则矩形波交流电压的正侧和负侧的期间有时会产生差异。例如，如果将开关周期Tsw设为601个时钟，则在如开关元件S1、S2那样将驱动脉冲的导通占空比设为50％，互补地进行驱动的情况下，会出现一方的导通时间为300个时钟，另一方的导通时间为301个时钟的情况。其结果，输入变压器T的矩形波交流电压的正侧和负侧的期间产生差异。因此，在具备变压器T的情况下，将基本的开关周期设为偶数时钟，在图5的开关周期运算单元中，对于开关周期Tsw的变化量最好限制为偶数时钟，以使开关周期成为偶数时钟。
(总结)
以上，根据本发明的第1以及第2实施方式，在数字控制方式的开关电源装置中，根据操作量的运算值与设定值的差分，使开关周期Tsw变化，从而能够精细地控制导通占空比Don。其结果，能够提供电压的控制分辨率高、电压波动小的开关电源装置。进一步地，在本发明中，为了提高控制的分辨率，不需要新追加电路，因此，能够对小型、低成本的开关电源装置做出贡献。此外，在第1、第2实施方式中，以搭载在车辆上的开关电源装置为例，但不限于车辆，也可以适用于任何开关电源装置。另外，操作量不限于本实施方式所示的导通时间、相移量，只要是能够与开关周期Tsw的变化组合来提高控制对象的分辨率的操作量，就能够应用本发明。进一步地，电力转换电路不限于本实施方式所示的降压斩波器、相移方式的降压转换器，也可以适用于升压斩波器、双向升降压斩波器、相移方式的升压转换器、其他的反激式转换器、正激式变换器等任何一种电路方式。控制单元不限于DSP，也可以由微机或其他的数字控制单元来代替。
符号说明
1…车辆、2…主机用电池、3…逆变器、4…电机、5…DC-DC转换器、6…辅机用电池、7…辅机类、10…电力转换电路、11…开关元件、12…二极管、13…电感器、14…输入平滑电容器、15…输出平滑电容器、20…控制电路、21…时钟信号产生单元、22…DSP(数字信号处理器)、23…A/D转换单元、24…导通时间运算单元、25…小于1个时钟的舍弃处理部、26…开关周期运算单元、27…导通时间设定寄存器、28…开关周期设定寄存器、29…驱动脉冲产生单元、30…电力转换电路、31…开关电路、35…输入平滑电容器、36…输出平滑电容器、40…控制电路、D1…二极管、D2…二极管、S1…开关元件、S2…开关元件、S3…开关元件、S4…开关元件、T…变压器、Lo…平滑电感器、N1…一次绕组、N2…二次绕组、N3…二次绕组。

Claims (7)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：
电力转换电路，其包含开关元件而构成；以及
控制电路部，其根据所述电力转换电路的输出电压指令值和所述电力转换电路的输出电压值，向所述开关元件输出驱动脉冲，
所述控制电路部根据基于所述输出电压指令值和所述输出电压值的操作量的运算值与所述操作量的设定值的差分，使开关周期变化，输出驱动脉冲。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
将所述驱动脉冲的导通时间作为所述操作量。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述电力转换电路包括：
第1开关支路，其串联连接第1开关元件与第2开关元件；以及
第2开关支路，其串联连接第3开关元件与第4开关元件，
做成将所述第1开关支路和所述第2开关支路的两端之间作为直流端子之间、将所述第1开关元件和所述第2开关元件的串联连接点与所述第3开关元件和所述第4开关元件的串联连接点之间作为交流端子之间的全桥电路，
将针对所述第1开关支路的所述驱动脉冲与针对所述第2开关支路的所述驱动脉冲的相位差作为所述操作量。
4.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路部具备产生时钟信号的单元，
所述设定值为时钟周期的自然数倍。
5.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路部使所述开关周期的变化量与所述差分成比例。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路部具备检测所述电力转换电路的输入电压和/或输出电压的单元，
根据所述输入电压和/或输出电压，改变决定所述开关周期的变化量的比例系数。
7.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于，
在所述电力转换电路中，所述控制电路部具备产生时钟信号的单元，
以所述开关周期成为偶数时钟的方式运算所述开关周期的变化量。
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