JP2016046952A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 整流回路、ＰＦＣ回路及びＤＣ／ＤＣ変換回路の各機能を持ちつつ、装置全体の変換効率を向上させる。【解決手段】実施形態の電力変換装置内の制御手段は、交流電源電圧の検出値、交流電源電流の検出値、及びキャパシタ電圧の検出値に基づいて、交流電源電圧に同期した交流電源電流を流すように、且つ出力電圧の検出値に基づいて、出力電圧指令値との偏差を解消するように、第１スイッチと第４スイッチの組と、第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、第１スイッチ乃至第４スイッチに供給する。制御手段内の信号生成手段は、出力電圧の検出値に基づいて出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号を生成する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

近年、デジタル家電やＯＡ（office automation）機器等のように、直流電力を用いる機器が普及している。一般的に、これらの機器には、商用交流電源から直流電力を得るための電力変換装置が搭載されている。電子機器の省電力化の要求が高まる中、各機器に搭載される電力変換装置は低損失化が必須の条件となっている。

交流から直流を得る電力変換装置へ適用する回路としては、ダイオード整流回路、力率改善回路（power factor correction：ＰＦＣ）、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の３つの回路要素からなる方式が一般的に知られている。

この方式において、ダイオード整流回路は、交流電圧を整流して直流電圧へ変換する。ダイオード整流回路で整流された電圧については、交流電圧同様に振幅が大きく変動するため、平滑コンデンサを接続して電圧を平滑する必要がある。

しかしながら、平滑コンデンサを接続すると、ダイオード整流回路は、平滑コンデンサよりも交流電圧が大きい場合にのみダイオードが導通する動作となる。このため、交流電源からダイオード整流回路に流れ込む電流は、交流電圧のピーク付近のみ振幅を有する、力率の悪い波形となる。そこで、ＰＦＣ回路をダイオード整流回路と平滑コンデンサとの間に接続し、力率を改善する。

ダイオード整流回路とＰＦＣ回路のみでも交流電源から直流電源が得られるが、負荷で必要な電圧は、特に電子機器の場合、５Ｖや１２Ｖ等のように、交流電源電圧よりも低い場合が多い。このため、降圧用のＤＣ／ＤＣ変換器を接続し、所望の電圧まで降圧する。

このように、ダイオード整流回路、ＰＦＣ回路、ＤＣ／ＤＣ変換器と３つの回路を用いることで、入力力率がよく、安定した出力電圧が得られる電力変換装置を構成できる。

Jun-Ho Kim et al, "Analysis and Design of Boost-LLC Converter for High Power Density AC-DC Adapter", ECCE Asia 2013, pp.6-11

しかしながら、従来の電力変換装置は、３つの回路を用いる多段構成であることから、装置全体の損失が各回路で生じる損失の和となる。このため、従来の電力変換装置では、各回路の変換効率が良くても、装置全体の変換効率が低下してしまう。

本発明が解決しようとする課題は、整流回路、ＰＦＣ回路及びＤＣ／ＤＣ変換回路の各機能を持ちつつ、装置全体の変換効率を向上し得る電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、ローパスフィルタ、第１インダクタ、トランス、Ｈブリッジ、第１整流手段、電源電圧検出手段、電源電流検出手段、キャパシタ電圧検出手段、出力電圧検出手段及び制御手段を具備する。

前記ローパスフィルタは、交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有する。

前記第１インダクタは、前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されている。

前記トランスは、前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有する。

前記Ｈブリッジは、前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなる。

前記第１整流手段は、前記トランス２次巻線に接続されている。

前記電源電圧検出手段は、前記交流電源の交流電源電圧を検出する。

前記電源電流検出手段は、前記交流電源に流す交流電源電流を検出する。

前記キャパシタ電圧検出手段は、前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出する。

前記出力電圧検出手段は、前記第１整流手段から負荷に出力される出力電圧を検出する。

前記制御手段は、前記交流電源電圧の検出値、前記電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した交流電源電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチに供給する。

前記制御手段は、信号生成手段を備えている。

前記信号生成手段は、前記出力電圧の検出値に基づいて前記出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じた前記スイッチング信号を生成する。

第１の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。 同実施形態における制御部の構成を示す模式図である。 同実施形態における交流指令値計算部の構成を示す模式図である。 同実施形態における交流指令値計算部の変形例を示す模式図である。 同実施形態における動作を説明するための模式図である。 同実施形態における動作を説明するための模式図である。 第３の実施形態におけるゲート信号生成部の構成を示す模式図である。 第３の実施形態におけるゲート信号生成部の構成を示す模式図である。 第４の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。 同実施形態における制御部の構成を示す模式図である。 同実施形態における動作を説明するための模式図である。 各実施形態に関連する電力変換装置の構成を示す模式図である。 同装置における電圧・電流波形を表す波形図である。 同装置の各周波数における等価回路を示す模式図である。 同装置の交流電源電圧のゼロクロス点における電圧・電流波形を示す波形図である。 同装置の交流電源電圧のボトム点における電圧・電流波形を示す波形図である。 同装置の制御構成を示す模式図である。 同装置の周波数−ゲイン特性を示す図である。 同装置の実験条件を示す図である。 同装置の各実験例に用いた定数を示す図である。 同装置の第１実験例における定常時の電圧・電流波形を示す波形図である。 同第１実験例の交流電源電圧のゼロクロス点における電圧・電流波形を示す波形図である。 同第１実験例の交流電源電圧のボトム点における電圧・電流波形を示す波形図である。 各実験例の出力電圧に対する効率及び周波数の特性を示す図である。 各実験例の出力１００Ｗ時における損失の内訳を示す図である。

以下、各実施形態について図面を用いて説明するが、その前に、各実施形態に関連する構成や動作などの概要を述べる。

図１２は各実施形態に関連する電力変換装置の構成を示す模式図である。図示するように、単相の交流電源に直列にＨブリッジのインバータ、トランス、インダクタ及びＬＣ高調波フィルタが接続される。トランスの２次側は２巻線が出ており、整流回路を介して平滑コンデンサＣ_outと負荷に接続されている。Ｈブリッジの平滑コンデンサＣ_DCには交流電源電圧Ｖ_ACを昇圧した電圧が充電される。Ｈブリッジはスイッチングにより交流の出力電圧Ｖ_abを出力する。ＬＣ高調波フィルタ（Ｌ_f，Ｃ_f）は、Ｈブリッジで発生する高周波の第１インダクタ電流Ｉ_L1が交流電源へ流れないように設置されたフィルタ回路である。第１インダクタＬ₁は、ＬＣ高調波フィルタのキャパシタＣ_fとの共振によりＨブリッジのソフトスイッチングを行うために設けられている。

次に、このような電力変換装置のＡＣ−ＤＣ変換原理について述べる。図１２に示す電力変換装置は、１つのＨブリッジインバータで交流電源電流を制御するＰＦＣ動作とトランスの２次側への電力伝送の制御を実現する。図１３（ａ）乃至図１３（ｆ）は、交流電源電圧、交流電源電流とインバータが出力する電圧・電流波形を示している。インバータは交流電源に同期した出力電圧Ｖ_abを出力し、１次側回路には、トランス１次側の電流Ｉ_L1が流れる。電流Ｉ_L1は、交流電源電流Ｉ_ACにインバータのキャリア周波数成分が重畳している。２次側の電流Ｉ_T2は、励磁電流Ｉ_mと巻き数ｎ₂，ｎ₁を用いて（１）〜（３）式で表せる。巻数ｎ₂のトランス２次巻線は２つが直列に接続され、電流Ｉ_T2が整流されるため、Ｉ_T2は常に正側のみに流れる。キャリア周波数成分のリプルを含んだ電流Ｉ_T2はコンデンサＣ_outで平滑される。コンデンサＣ_outは、一定の出力電圧Ｖ_outを出力する。

図１４（ａ）に上記電力変換装置の交流電源周波数（５０Ｈｚ）における等価回路を示し、図１４（ｂ）に上記電力変換装置のキャリア周波数（数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ）における等価回路を示す。

図１４（ａ）において、トランス２次側の負荷は可変インピーダンスＺとして置き換えている。Ｈブリッジインバータは、５０Ｈｚの正弦波状に変調制御され、インバータ出力電圧Ｖ_abと交流電源電圧Ｖ_ACとの差分電圧と負荷インピーダンスＺによって交流電源電流Ｉ_ACが流れる。この交流電源電流Ｉ_ACが交流電源電圧Ｖ_ACと同位相になるように制御することでＰＦＣ動作が実現される。ＰＦＣ、すなわち、有効電流のみを流すように制御することで交流電源電圧Ｖ_ACからＨブリッジキャパシタＣ_DCへの充電も実現される。

一方、図１４（ｂ）は、キャリア周波数成分の等価回路であり、高周波の第１インダクタ電流Ｉ_L1は高調波フィルタのキャパシタＣ_fを通り、トランスで２次側へ伝達される。インバータが出力する電圧Ｖ_abは、従来のＬＬＣコンバータと異なり、正弦波変調されているため、交流電源電圧のゼロクロス付近とボトム（ピーク）でオン比率が異なる。ゼロクロス付近では５０％パルスとなり、ボトム（ピーク）では太く（細く）なる。トランスで伝達される電力は印加電圧の高調波実効値と考えられるため、同じキャリア周波数、同じ直流電圧Ｖ_DCの場合、ゼロクロス付近では高調波最大（電力伝送最大）、ボトム（ピーク）では高調波最小（電力伝送最小）となる。

次に、上記電力変換装置のゼロ・ボルト・スイッチング（ＺＶＳ）動作原理について説明する。図１５及び図１６にインバータのキャリア周期における各部の電圧・電流波形を示す。図１５（ａ）乃至図１５（ｆ）は交流電源電圧Ｖ_ACのゼロクロス点における波形を示し、図１６（ａ）乃至図１６（ｆ）は交流電源電圧Ｖ_ACのボトム点における波形を示す。図中の任意の時間ｔにおける第１インダクタ電流Ｉ_L1は（４）式により表される。

Ｖ_Lfは（５）式で表される。ＬＣ高調波フィルタが交流電源への高調波の流出を十分防止できるようにＬ_f，Ｃ_fのカットオフ周波数を設計した場合、ｄＩ_AC がｄＩ_L1に比べ非常に小さくなるため、Ｖ_Lf ≒０として簡略化できる。図１５（ｅ）及び図１６（ｅ）に示すＶ_L1 は、簡略化して示している。

ここで、ＨブリッジインバータのＺＶＳ動作を述べる。いま、Ｖ_ab ＞０、すなわち、ｂ相ハイ側スイッチＳ₃ がオンしている状況では、Ｈブリッジ出力電流である第１インダクタ電流Ｉ_L1＜０ の場合、Ｓ₃ がオフすると、Ｉ_L1はデッドタイム期間中にＳ₃の寄生ダイオードを流れる。この後、ロウ側スイッチＳ₄ がオンすると、ＺＶＳを達成できずにＳ₃ 寄生ダイオードの逆回復時間中に大きなリカバリ損失が発生してしまう。これに対し、Ｖ_ab ＞０ 印加中にＩ_L1 が正まで増加すればＳ₃ オフ後のデッドタイム期間中にＳ₄ を流れるため、その後のＳ₄ オン時にＺＶＳが達成できる。図１５及び図１６に照らし合わせるとＶ_ab ＞０ は時間ｔ₀ からｔ₂ であり、この期間にＩ_L1 が負にならなければ良い。すなわち（４）式の２段目においてｔ＝ｔ₂ 時のＩ_L1（ｔ₂）が正となる（６）式が条件の１つとなる。同様にＶ_ab ＜０ 印加中を考えると（７）式が条件となり、（６），（７）式が同時に成立するとき、ＺＶＳが常に成立する。

（６），（７）式は従来のＬＬＣコンバータと比較すると、交流電源電圧Ｖ_AC と時間ｔ₀ 〜ｔ₄ を規定するＨブリッジインバータの変調率が常に０（＝パルス幅５０％）ではない点が異なる。

次に、上記電力変換装置の制御構成について図１７を用いて述べる。具体的には、交流電源電流の制御部と直流の出力電圧を制御する部分について説明する。

図１７中、破線Control for PFC で囲った部分が交流電源電流Ｉ_ACの位相を交流電源電圧Ｖ_ACに一致させるＰＦＣ動作を実現する制御部である。Ｖ_{DC_ref}は、Ｈブリッジのキャパシタ電圧の指令値であり、検出したキャパシタ電圧Ｖ_DC と比較し、ＰＩ演算により交流電源電流の振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref} を生成する。また、交流電源電圧Ｖ_ACからＰＬＬ（phase-locked loop）により交流電源電圧位相ωｔを検出し、Ｉ_{AC_amp_ref} とｓｉｎ ωｔを乗じ、交流電源電流指令値Ｉ_{AC_ref} を演算する。Ｉ_{AC_ref} は検出した交流電源電流Ｉ_AC と比較され、ＰＩ演算によりＨブリッジ出力電圧指令値Ｖ_{ab_ref}を生成する。Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖ_{ab_ref}は、Ｈブリッジキャパシタ電圧Ｖ_DC で割ることで変調指令値Ｄとなる。変調指令値Ｄは、三角波キャリアと比較され、ＰＷＭのパルスを生成する。Ａ相とＢ相のパルスはハイとロウが逆の同じ信号である。

キャパシタ電圧Ｖ_DC を一定指令値となるように交流電源電圧Ｖ_ACと同位相の交流電源電流指令値Ｉ_{AC_ref}を生成することで有効電流を制御し、ＰＦＣ動作が実現される。

一方、図１７中、破線Control for DC-DC で囲った部分が直流の出力電圧Ｖ_outを一定指令値に制御する制御部となる。トランス２次側の出力電圧Ｖ_out を検出し、出力電圧指令値Ｖ_{out_ref} と比較しＰＩ演算する。ＰＩ演算の結果はキャリア周波数ｆ_cとなる。

（８）式は、図１４（ｂ）に示した高周波成分等価回路におけるインバータ出力電圧Ｖ_ab に対するＶ_out の伝達関数Ｇ(s)である。

出力負荷の抵抗は巻数ｎ₁，ｎ₂ を乗じて１次側換算値としている。

式（８）の周波数−ゲイン特性を図１８に示す。各定数は、Ｌ_f ＝１．５ｍＨ，Ｃ_f ＝０．４５ｍＦ，Ｌ₁ ＝２００ｕＨ，Ｌ_m ＝２００ｕＨ，ｎ₁／ｎ₂ ＝５．５，Ｒ＝５．７６Ｗとしている。（８）式および図１８では５０Ｈｚの交流電源電圧Ｖ_ACの変動が考慮されないため、交流電源電圧Ｖ_ACのゼロクロス時の特性となっている点には注意が必要である。図１８に示すＬＣ共振特性において、上記電力変換装置では共振点より右側（高周波側）のみを用いる。このため、想定する最大出力Ｐ_maxで最小周波数ｆ_{c_min} となるように各部の定数を選定する必要がある。そして、負荷電流の大小によってキャリア周波数ｆ_c を調整し、出力電圧Ｖ_outを一定に保つ。なお、トランス２次側へ現れる電力量は、Ｈブリッジインバータの出力する高調波の大きさＶ_DC、キャリア周波数ｆ_c に基づく（８）式のゲイン特性、そして高調波実効割合α で決まる。高調波実効割合α は、インバータの変調率に関係し、パルス幅が５０％となる変調率０の点で最大となり、変調率が１あるいは−１に近づくほど減少する。交流電源電流Ｉ_ACの制御により変調率は ω＝５０Ｈｚで変動するため、前述の高調波実効割合α は２倍周波数の２ω＝１００Ｈｚで変動する。さらに、キャパシタ電圧Ｖ_DC は交流電源電流に実効値Ｉ_ACrmsの正弦波有効電流を流すとき、平均値Ｖ_{DC_avg} を中心に２ωのリプルを持つ。

すなわち、キャリア周波数ｆ_c を一定とした場合、出力電圧Ｖ_out は、キャパシタ電圧Ｖ_DCおよび高調波実効割合α の２つの影響を受け、２ωのリプルが発生する。出力電圧制御部は、これら２ωのリプルを抑制するように周波数変調することで一定の出力電圧Ｖ_out を出力する。

次に、上記電力変換装置の実験例の構成について述べる。

図１９に実験条件を示し、図２０にキャパシタ、インダクタとトランスの定数を示す。定数は、第１実験例と第２実験例との２種類について示す。入力は単相１００Ｖ_rms とし、出力は最大１００Ｗとした。動作スイッチング周波数は最小２５ｋＨｚ、最大１００ｋＨｚとしている。Ｈブリッジの各スイッチは、Ｒ_ON ＝５０ｍＷのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用い、２次側の整流素子は、Ｖ_f ＝０．４Ｖ程度のＳＢＤ(Schottky Barrier Diode)ダイオードＮＴＳＪ３０Ｕ１００ＣＴＧを用いた。実験例はＺＶＳ条件を確立する前であったため、ＳｉＣを用いたが、実際には、大きなＱ_rr を持つ耐圧６００Ｖ程度のSuper Junction−ＭＯＳＦＥＴを用いることが可能である。同様にインダクタ・トランスについても５０ｍｍの大きなコアを用いている。

次に、ＰＦＣ動作及び出力電圧制御の特性について述べる。図２１に第１実験例の定数を用いた定常時の上記電力変換装置の各部の電圧・電流波形を示す。交流電源電圧Ｖ_AC に対し、交流電源電流Ｉ_AC の位相が一致しており歪みも少ないことがわかる。また出力電圧Ｖ_out は指令値２４Ｖに制御されているが、１Ｖ_p-p 程度２ωのリプルが残っていることも確認できる。これは出力電圧のキャリア周波数制御のゲインが低いためと考えられる。

次に、ＺＶＳ特性について述べる。図２２及び図２３に、第１実験例の定数を用いたキャリア周期におけるＨブリッジ出力電圧Ｖ_ab，トランス励磁電圧Ｖ_m ，交流電源電流Ｖ_AC，第１インダクタ電流Ｉ_L1 の波形を示す。

図２２は図１５で説明した交流電源電圧・電流のゼロクロス時を示し、図２３は図１６で説明したボトム付近を示している。ゼロクロス時は、第１インダクタ電流Ｉ_L1 が正負均等に流れ、一般的なＬＬＣコンバータと同じＺＶＳ動作になっていることがわかる。

一方、交流電源電圧ボトム付近では、負側への電流リプルが大きくなり、正側は減少している。しかし、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_ab が正電圧を出力している間にＩ_L1 ＞０ となっており、（６）式で述べたＺＶＳ条件を満たしている。すなわち、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_ab の正電圧印加中にＩ_L1 が負から正に変化し、負電圧印加中に正から負に変化できており、いずれのスイッチングでもブリッジを構成する４素子がＺＶＳ動作している。

次に、効率と損失分析について述べる。

図２４は、図１９及び図２０の実験パラメータ時の上記電力変換装置の出力電力に対する効率及び周波数の特性を示している。第１及び第２実験例の結果を比較すると、効率は、第２実験例の方が最高９２％と高い。

また動作キャリア周波数も上がっている。パワーデバイスはＺＶＳ動作であるため、キャリア周波数の違いは主に磁性部品の損失に影響していると推測される。

図２５は、実験例における出力１００Ｗ時の上記電力変換装置の損失の内訳を示している。各損失は各部の電圧・電流を測定し、パワーデバイスのオン抵抗仕様値、コアの磁束密度に対する鉄損仕様、表皮・近接効果を含む高周波抵抗の測定値から算出している。１段での変換であるため、１次側のＨブリッジ（パワーデバイス）の損失割合は非常に小さい。磁性部品ではインダクタの損失が大きく異なる。主要要因は鉄損の違いである。インダクタの磁束密度は式（１０）で表されるが、第１実験例は第２実験例よりもインダクタンスＬ₁ が高い。また第１インダクタ電流Ｉ_L1 の実効値は（１１）式で示されるように励磁電流Ｉ_m が同じ場合、出力Ｐ_out，出力電圧Ｖ_out，とトランス巻数比ｎ₁ ／ｎ₂ で決まるため、同程度となる。さらに第１及び第２実験例では、コア断面積Ｓは、ほぼ同等であるが、Ｌ₁ のターン数ｎ_L1 は第１実験例のコアの方が大きい。

この結果、第１実験例の磁束密度Ｂが第２実験例の磁束密度Ｂよりも高くなり、両実験例のコア体積が同等程度であるため、第１実験例の鉄損が増加したと考えられる。

一方、２次側の整流素子であるＳＢＤの損失は４％超と大きな割合を占めており、整流器を低圧ＭＯＳＦＥＴに置き換え、同期整流化し、磁性部品を最適設計することで９６％程度まで効率を上げられると考えられる。

まとめると、上記電力変換装置によれば、従来多段構成で変換していたＡＣ−ＤＣ変換を１段で行うと共に、全てのスイッチをＺＶＳ（Zero Volt Switching）動作することができる。ここで、上記電力変換装置は、ＰＦＣ制御とＤＣ−ＤＣ変換を１段で行うが、各々の制御の分離方式については上述した通りである。そして、実験例により１段でのＰＦＣを備えた電力変換装置によるＡＣ−ＤＣ変換動作におけるＺＶＳ動作を実証した。変換効率は最大９２％が得られることを確認し、損失分析の結果、２次側整流素子の損失が大半を占めていることがわかった。

これについては、２次側を同期整流化することに加え、磁性部品と動作キャリア周波数の最適化を図ることにより、変換効率の向上を期待することができる。

以上が各実施形態に関連する電力変換装置の構成や動作などの概要である。続いて、各実施形態に係る電力変換装置について具体的に説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は第１の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。電力変換装置１００は、交流電源Ｖ１から得られる交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧Ｖ_outに変換して負荷５に電力を供給する主回路部と、主回路部に接続された制御部２００とを備えている。

主回路部は、ローパスフィルタ（Ｌ_f，Ｃ_f）、第１インダクタＬ₁、Ｈブリッジ（Ｓ₁〜Ｓ₄、Ｄ₁〜Ｄ₄、Ｃ_DC）、トランス（Ｔn₁，Ｔn₂）、ダイオードＤ₅，Ｄ₆、キャパシタＣ_out、入力電圧検出部１、電源電流検出部２、キャパシタ電圧検出部３及び出力電圧検出部４を備えている。

ローパスフィルタは、交流電源Ｖ１に直列に接続された（フィルタ用）インダクタＬ_fと、当該インダクタＬ_fと交流電源Ｖ１との間に直列に接続された（フィルタ用）キャパシタＣ_fとを備えている。すなわち、インダクタＬ_f及びキャパシタＣ_fは、交流電源Ｖ１に直列に接続されて閉ループを形成する。なお、「フィルタ用」の語は、請求項内でトランス１次側の第１インダクタＬ₁やＨブリッジ内のキャパシタＣ_DCと区別するための便宜的な修飾語であり、省略又は他の修飾語（例、「第０」又は「第１」など）に変更してもよい。

第１インダクタＬ₁は、一端がインダクタＬ_f及びキャパシタＣ_fの接続点に接続され、他端がＨブリッジの接続点Ｍ₁に接続されている。

トランスは、交流電源Ｖ１とキャパシタＣ_fとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線Ｔ_n1と、トランス１次巻線Ｔ_n1に電磁的に結合したトランス２次巻線Ｔ_n2とを有する。

Ｈブリッジは、第１インダクタＬ₁の他端を介して第１スイッチＳ₁と第２スイッチＳ₂とを直列に接続するとともに、トランス１次巻線Ｔ_n1の他端を介して第３スイッチＳ₃と第４スイッチＳ₄とを直列に接続し、第１スイッチＳ₁と第３スイッチＳ₃及び第２スイッチＳ₂と第４スイッチＳ₄をそれぞれ接続して閉ループを形成し、第３スイッチＳ₃と第４スイッチＳ₄の両端に（平滑用）キャパシタＣ_DCを接続してなる。なお、「平滑用」の語は、請求項内でローパスフィルタのキャパシタＣ_fと区別するための便宜的な修飾語であり、省略又は他の修飾語（例、「第２」など）に変更してもよい。

詳しくは、Ｈブリッジは、互いに直列に接続された第１及び第２スイッチＳ₁，Ｓ₂と、キャパシタＣ_DCと、互いに直接に接続された第３及び第４スイッチＳ₃，Ｓ₄とが互いに並列に接続されている。

各スイッチＳ₁〜Ｓ₄は、自己消弧型のスイッチング素子であり、ここではＮ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いている。また、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄と逆並列に接続されるダイオードＤ₁〜Ｄ₄は、ＭＯＳＦＥＴ等のボディーダイオードで代用してもよい。各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のゲート端子は、制御部２００に接続されている。

第１スイッチＳ₁のソース端子は接続点Ｍ₁を介して第２スイッチＳ₂のドレイン端子に接続される。

第３スイッチＳ₃のソース端子は接続点Ｍ₂を介して第４スイッチＳ₄のドレイン端子に接続される。

第１スイッチＳ₁のドレイン端子は、キャパシタＣ_DCの一端と、第３スイッチＳ₃のドレイン端子とに接続される。

第２スイッチＳ₂のソース端子は、キャパシタＣ_DCの他端と、第４スイッチＳ₄のソース端子とに接続される。

このようなＨブリッジは、キャパシタＣ_DCに充電されている電圧Ｖ_DCを元に各スイッチＳ₁〜Ｓ₄をスイッチングすることで、キャパシタ電圧Ｖ_DCを上限とする任意の電圧（Ｖ_ab）を出力できる。スイッチングにより電圧を出力する方法としては、公知であるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）やＰＤＭ（Pulse Density Modulation）等が適宜、使用可能となっている。また、ＰＷＭ、ＰＤＭの生成法は、キャリア比較やヒステリシスコンパレータ等、種々の公知の手法が適用可能である。なお、ＨブリッジのキャパシタＣ_DCへの充電方法及びその電圧制御方法については後述するが、交流電源電圧Ｖ_ACを利用してキャパシタＣ_DCへの充電および制御が可能である。

このようなＨブリッジの出力は、直列接続された第１及び第２スイッチＳ₁, Ｓ₂の接続点Ｍ₁と、直列接続された第３及び第４スイッチＳ₃, Ｓ₄の接続点Ｍ₂との間の電圧Ｖ_abとして得られる。以下、この電圧Ｖ_abをＨブリッジ出力電圧Ｖ_abともいう。

Ｈブリッジの接続点Ｍ₂と、キャパシタＣ_f及び交流電源Ｖ１の接続点との間には、トランスの１次巻線Ｔ_n1が直列に接続される。

トランスの２次巻線Ｔ_n2の両端には、それぞれ第５ダイオードＤ₅及び第６ダイオードＤ₆の各アノード端子が接続される。第５ダイオードＤ₅及び第６ダイオードＤ₆の各カソード端子は互いに接続される。各カソード端子の接続点と、トランスの２次巻線Ｔ_n2の中点との間には、キャパシタＣ_outが接続される。これら各ダイオードＤ₅，Ｄ₆及びキャパシタＣ_outは整流平滑回路（第１整流手段）を構成する。キャパシタＣ_outの両端には、負荷５が並列に接続される。

入力電圧検出部１は、交流電源Ｖ１の両端に並列接続され、交流電源Ｖ１から主回路部に入力される交流電源電圧Ｖ_ACを検出し、Ｖ_ACの瞬時値を示すＶ_AC検出値を制御部２００に出力する。入力電圧検出部１は、交流電源Ｖ１の交流電源電圧Ｖ_ACを検出する電源電圧検出手段を構成している。

電源電流検出部２は、交流電源Ｖ１とローパスフィルタのインダクタＬ_fとの間に直列接続され、交流電源Ｖ１に流す交流電源電流Ｉ_ACを検出し、Ｉ_ACの瞬時値を示すＩ_AC検出値を制御部２００に出力する。電源電流検出部２は、交流電源Ｖ１に流す交流電源電流Ｉ_ACを検出する電源電流検出手段を構成している。

キャパシタ電圧検出部３は、ＨブリッジのキャパシタＣ_DCの両端に並列接続され、キャパシタＣ_DCの電圧Ｖ_DCを検出し、Ｖ_DCの瞬時値を示すＶ_DC検出値を制御部２００に出力する。キャパシタ電圧検出部３は、（平滑用）キャパシタＣ_DCのキャパシタ電圧Ｖ_DCを検出するキャパシタ電圧検出手段を構成している。

出力電圧検出部４は、負荷５側のキャパシタＣ_outの両端に並列接続され、キャパシタＣ_outの出力電圧Ｖ_outを検出し、Ｖ_outの瞬時値を示すＶ_out検出値を制御部２００に出力する。出力電圧検出部４は、第１整流手段（Ｄ₅，Ｄ₆，Ｃ_outからなる整流平滑回路））から負荷５に出力される出力電圧Ｖ_outを検出する出力電圧検出手段を構成している。

制御部２００は、交流電源電圧Ｖ_ACの検出値、交流電源電流Ｉ_ACの検出値、及びキャパシタ電圧Ｖ_DCの検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖ_ACに同期した交流電源電流Ｉ_ACを流すように、且つ出力電圧Ｖ_outの検出値に基づいて、出力電圧Ｖ_outに対する出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差Ｖ_{out_dif}を解消するように、第１スイッチＳ₁と第４スイッチＳ₄の組と、第２スイッチＳ₂と第３スイッチＳ₃の組とを交互に開閉するためのスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を、第１スイッチＳ₁乃至第４スイッチＳ₄に供給する制御手段を構成している。

具体的には、制御部２００は、各検出部１〜４から受けた検出値に基づいて、例えば図１７の各破線（Control for PFC， Control for DC-DC）に囲まれた部分に示す機能により、主回路部を制御するためのスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する。スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}は、制御部２００から各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のゲート端子に個別に出力される。第１及び第４スイッチＳ₁，Ｓ₄は、ゲート端子にスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}が供給されている間、導通する。第２及び第３スイッチＳ₂，Ｓ₃は、ゲート端子にスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}が供給されている間、導通する。

ここで、制御部２００は、図２に示すように、Ｖ_{DC_ref}設定部２０１、減算部２０２、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３、交流指令値計算部２０４、減算部２０５、電流制御器（ＡＣＲ）２０６、除算部２０７及びスイッチング信号生成部２０８を備えている。

Ｖ_{DC_ref}設定部２０１は、予め設定されたキャパシタＣ_DCの電圧指令値Ｖ_{DC_ref}を減算部２０２に出力する。

減算部２０２は、キャパシタ電圧検出部３から受けたＶ_DC検出値から、Ｖ_{DC_ref}設定部２０１から受けた電圧指令値Ｖ_{DC_ref}を減算し、得られた偏差Ｖ_{DC_dif}（＝Ｖ_DC−Ｖ_{DC_ref}）を電圧制御器（ＡＶＲ）２０３に出力する。

電圧制御器（ＡＶＲ）２０３は、減算部２０２から受けた偏差Ｖ_{DC_dif}に基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、交流電源電流Ｉ_ACの振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}を生成し、振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}を交流指令値計算部２０４に出力する。

交流指令値計算部２０４は、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３から受けた振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}と、入力電圧検出部１から受けたＶ_AC検出値とに基づいて、インダクタＬ_fに関する電流指令値Ｉ_{AC_ref}を生成する。

例えば図３に示すように、交流指令値計算部２０４は、Ｖ_AC検出値からＰＬＬ２１１により、Ｖ_ACの電源電圧位相ωｔを検出し、正弦波生成部２１２により、電源電圧位相ωｔと同位相の正弦波ｓｉｎ ωｔを生成する。しかる後、交流指令値計算部２０４は、乗算部２１３により、振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}と正弦波ｓｉｎ ωｔを乗じて、、Ｖ_ACと同位相の電流指令値Ｉ_{AC_ref}を計算する。ここで、例えば図４に示すように、定数乗算部２１０により、Ｖ_AC検出値（例、振幅２００Ｖ）に定数Ｋ（例、１／２００）を乗じて、得られたＫ・Ｖ_AC検出値（例、振幅１Ｖ）をＰＬＬ２１１に送出するようにしてもよい。

いずれにしても、交流指令値計算部２０４は、図５に示すように、振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}に、Ｖ_ACと同位相の正弦波ｓｉｎ ωｔを乗じることにより、Ｖ_ACと同位相の電流指令値Ｉ_{AC_ref}を計算する。しかる後、交流指令値計算部２０４は、この電流指令値Ｉ_{AC_ref}を減算部２０５に出力する。

減算部２０５は、交流指令値計算部２０４から受けた電流指令値Ｉ_{AC_ref}から、電源電流検出部２から受けたＩ_AC検出値を減算し、得られた偏差Ｉ_{AC_dif}（＝Ｉ_{AC_ref}−Ｉ_AC）を電流制御器（ＡＣＲ）２０６に出力する。

電流制御器（ＡＣＲ）２０６は、減算部２０５から受けた偏差Ｉ_{AC_dif}に基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖ_{ab_ref}を生成し、Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖ_{ab_ref}を除算部２０７に出力する。

除算部２０７は、電流制御器（ＡＣＲ）２０６から受けたＨブリッジ出力電圧指令値Ｖ_{ab_ref}を、キャパシタ電圧検出部３から受けたＶ_DC検出値で除算し、得られた変調指令値Ｄ（＝Ｖ_{ab_ref}／Ｖ_DC）をスイッチング信号生成部２０８に出力する。なお、「変調指令値Ｄ」は、「電圧比率Ｄ」と呼んでもよい。「除算部」は「比率計算部」と呼んでもよい。

スイッチング信号生成部２０８は、除算部２０７から受けた変調指令値Ｄと、出力電圧検出部４から受けたＶ_out検出値とに基づいて、主回路部を制御するためのスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する。

ここで、スイッチング信号生成部２０８は、出力電圧Ｖ_outの検出値に基づいて出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差Ｖ_{out_dif}の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する信号生成手段を構成している。なお、スイッチング周波数は、偏差Ｖ_{out_dif}を解消するように決定される。

この信号生成手段は、出力電圧Ｖ_outの検出値に基づいて、出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差Ｖ_{out_dif}の大きさに基づいてキャリア周波数ｆ_cを計算する周波数計算手段と、キャリア周波数ｆ_cを有するキャリア信号Ｓ_carを生成するキャリア生成手段と、キャリア信号Ｓ_carに基づいて、スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する第１生成手段とを備えている。

具体的には、スイッチング信号生成部２０８は、例えば図１７の破線（Control for DC-DC）に囲まれた部分に示す機能により、スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する。例えば、スイッチング信号生成部２０８は、予め設定された出力電圧指令値Ｖ_{out_ref} をＶ_out検出値から減算し、得られた偏差Ｖ_{out_dif}（＝Ｖ_out−Ｖ_{out_ref}）に基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、キャリア周波数ｆ_cを得る。なお、キャリア周波数ｆ_cは、偏差Ｖ_{out_dif}を解消するように決定される。また、キャリア周波数ｆ_cの値は、スイッチング周波数の値に対応する。そのため、キャリア周波数ｆ_cを決定することは、スイッチング周波数を決定することに等しい。

また、スイッチング信号生成部２０８は、得られたキャリア周波数ｆ_cをもつ三角波キャリアのキャリア信号Ｓ_carを生成し、このキャリア信号Ｓ_carと変調指令値Ｄとを比較する。

比較結果がＳ_car＜Ｄのとき、スイッチング信号生成部２０８は、点弧用の「１」のスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}と、消弧用の「０」のスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}とを生成する。スイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}は、スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}又はＳ_{4_PWM}の反転信号である。

比較結果がＳ_car＞Ｄのとき、スイッチング信号生成部２０８は、消弧用の「０」のスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}と、点弧用の「１」のスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}とを生成する。

スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}は、スイッチング信号生成部２０８から各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のゲート端子に個別に出力される。

次に、以上のように構成された電力変換装置の動作について説明する。

回路構成は、図１に示した通り、交流電源Ｖ１、インダクタＬ_f、第１インダクタＬ₁、Ｈブリッジの接続点Ｍ₁，Ｍ₂、トランス１次巻線Ｔ_n1を直列接続した構成である。また、キャパシタＣ_fが交流電源Ｖ１とインダクタＬ_fに並列に接続される。インダクタＬ_f及びキャパシタＣ_fがローパスフィルタを構成する。

従って、図６に示すように、Ｈブリッジと交流電源Ｖ１とに直列接続されるインダクタＬ_f、第１インダクタＬ₁及びトランス１次巻線Ｔ_n1には、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abと交流電源電圧Ｖ_ACとの差分が印加される。

このとき、Ｈブリッジから交流電源電圧Ｖ_ACを打ち消す方向に、交流電源電圧Ｖ_AC相当の交流の出力電圧Ｖ_abを出力した場合について述べる。

Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abには、スイッチングによる高調波成分と、出力する電圧の５０Ｈｚや６０Ｈｚの低周波成分が含まれる。Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの低周波成分は、交流電源Ｖ１と同一な５０Ｈｚや６０Ｈｚの周波数をもつが、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のスイッチング周波数はそれよりも十分高い数十〜数百キロＨｚの周波数を用いる。

直列接続されるインダクタＬ_f、第１インダクタＬ₁及びトランス１次巻線Ｔ_n1には、交流電源電圧Ｖ_ACとＨブリッジ出力電圧Ｖ_abとの差分が印加される。但し、ＨブリッジとインダクタＬ_fの間にはキャパシタＣ_fが接続される。

インダクタＬ_fに対しては、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの高周波成分がキャパシタＣ_fにより減衰するため、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abに含まれる５０Ｈｚや６０Ｈｚの低周波成分と交流電源電圧Ｖ_ACとの差分が印加される。なお、インダクタＬ_fは、第１インダクタＬ₁及びトランス１次巻線Ｔ_n1にあらわれる励磁インダクタンスよりも十倍以上の十分大きな値のインダクタンスとするため、低周波成分の大部分がインダクタＬ_fに印加される。

インダクタＬ_fに印加されるＨブリッジ出力電圧Ｖ_abの低周波成分と交流電源電圧Ｖ_ACとの差分の大きさは、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abを調整することで任意に操作可能である。そのためインダクタＬ_fに流れる交流電源電流Ｉ_AC、すなわち交流電源Ｖ１から電力変換装置１００に流入する電流の大きさを、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_Abの低周波成分を操作することで制御可能となる。

制御部２００は、この特性を利用して主回路部に整流器およびＰＦＣ動作をさせるため、交流電源電圧Ｖ_ACに同期した交流電源電流Ｉ_ACを流すように、スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を各スイッチＳ₁〜Ｓ₄に供給する。

一方、第１インダクタＬ₁とトランス１次巻線Ｔ_n1にも同様に、交流電源電圧Ｖ_ACとＨブリッジ出力電圧Ｖ_abの差分が印加される。但し、Ｈブリッジは交流電源電圧Ｖ_ACを打ち消す大きさの交流の出力電圧Ｖ_abを出力する。

このため、第１インダクタＬ₁とトランス１次巻線Ｔ_n1には、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの高周波成分が印加される。トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高周波成分は、トランス２次巻線Ｔ_n2に励起電圧を生じさせる。この励起電圧はダイオードＤ₅，Ｄ₆及びキャパシタＣ_outによって整流及び平滑され、直流の出力電圧Ｖ_outとして負荷５に供給される。このように、電力変換装置１００は、交流直流変換の電源装置として動作する。なお、「電力変換装置」は「電源装置」と呼んでもよい。

ここで、トランス２次巻線Ｔ_n2に生じる励起電圧は、トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高周波成分の大きさによって決まる。Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの高周波成分は、トランス１次巻線Ｔ_n1と第１インダクタＬ₁それぞれに印加される。このため、トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高調波成分は第１インダクタＬ₁により分圧された電圧となる。

第１インダクタＬ₁及びトランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高周波成分は、Ｈブリッジのスイッチングにより生じる高周波電圧であるため、この高周波電圧の周波数は、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のスイッチング周波数によって変化する。

第１インダクタＬ₁は、一定のインダクタンスを有しているため、印加される電圧の周波数によってインピーダンスが変化する特性をもつ。

制御部２００は、この特性を利用し、スイッチング周波数の制御により、第１インダクタＬ₁に印加される電圧Ｖ_L1を加減してトランス１次巻線Ｔ_n1に印加される電圧を調整し、出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差を解消するように出力電圧Ｖ_outを制御する。

まとめると、制御部２００は、交流電源電圧Ｖ_ACの検出値、交流電源電流Ｉ_ACの検出値、及びキャパシタ電圧Ｖ_DCの検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖ_ACに同期した交流電源電流Ｉ_ACを流すように、且つ出力電圧Ｖ_outの検出値に基づいて、出力電圧Ｖ_outに対する出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差Ｖ_{out_dif}を解消するように、第１スイッチＳ₁と第４スイッチＳ₄の組と、第２スイッチＳ₂と第３スイッチＳ₃の組とを交互に開閉するためのスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を、第１スイッチＳ₁乃至第４スイッチＳ₄に供給する。

これにより、制御部２００は、交流電源電圧Ｖ_ACに同期した交流電源電流Ｉ_ACを流すように、整流器およびＰＦＣ動作を行うと共に、出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差Ｖ_{out_dif}を解消するように、出力電圧Ｖ_outを制御する。

ここで、ＨブリッジのキャパシタＣ_DCへの充電及びその電圧制御方法について補足的に説明する。

起動時には、キャパシタＣ_DCは全く充電されていない状態である。

この状態で電力変換装置１００へ交流電源Ｖ１を接続すると、インダクタＬ_f，Ｌ₁等を介してＨブリッジ出力に交流電源電圧Ｖ_ACが印加される。キャパシタ電圧Ｖ_DCが全くない状態なので、印加される交流電源電圧Ｖ_ACにより各スイッチＳ₁〜Ｓ₄に並列に接続されるダイオードＤ₁〜Ｄ₄が点弧し、キャパシタＣ_DCに対して各ダイオードＤ₁〜Ｄ₄が全波整流回路として動作する。

これにより、キャパシタＣ_DCは、交流電源電圧Ｖ_ACのピーク値程度まで充電される。キャパシタＣ_DCが交流電源電圧Ｖ_ACまで充電されると、Ｈブリッジは、交流電源電圧Ｖ_AC相当の出力電圧Ｖ_abを出力可能となる。前述した通り、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abを操作してインダクタＬ_fに流れる交流電源電流Ｉ_ACを制御可能であるため、交流電源電圧Ｖ_ACと同位相になるように交流電源電流Ｉ_ACを制御することで、電力変換装置１００に対して有効電力を供給できる。

ここで、インダクタＬ_fは、電力変換装置１００の定格容量に対して、数％のインピーダンスしか持たない。このため、交流電源電流Ｉ_ACを制御するためにインダクタＬ_fに印加する電圧は、交流電源電圧Ｖ_ACの数％程度である。

Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abは、交流電源電圧Ｖ_ACを打ち消す成分と、インダクタＬ_fに印加する電圧とを含む。インダクタＬ_fに印加する電圧が交流電源電圧Ｖ_ACの数％程度のため、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの大部分は、交流電源電圧Ｖ_ACを打ち消す成分となり、交流電源電圧Ｖ_ACに近似した正弦波電圧となる。

そのため、交流電源電圧Ｖ_ACと同位相の交流電源電流Ｉ_ACを電力変換装置１００に流入するように制御して得られる有効電力の大部分は、Ｈブリッジへ供給される。よって、交流電源Ｖ１からＨブリッジへ電力を与える方向に交流電源電流Ｉ_ACを流した場合、Ｈブリッジのキャパシタ電圧Ｖ_DCは上昇する。

一方、Ｈブリッジから交流電源Ｖ１へ電力を与える方向に交流電源電流Ｉ_ACを流した場合、Ｈブリッジのキャパシタ電圧Ｖ_DCは下降する。

このように、交流電源電圧Ｖ_ACと同位相の交流電源電流Ｉ_ACを制御することにより、ＨブリッジのキャパシタＣ_DCへの充電及びキャパシタ電圧Ｖ_DCを制御する。

上述したように本実施形態によれば、交流電源電圧Ｖ_ACの検出値、交流電源電流Ｉ_ACの検出値、及びキャパシタ電圧Ｖ_DCの検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖ_ACに同期した交流電源電流Ｉ_ACを流すように、且つ出力電圧Ｖ_outの検出値に基づいて、出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差を解消するように、スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄に供給する。このとき、出力電圧Ｖ_outの検出値に基づいて出力電圧指令値Ｖ_{out_ref}との偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する。

これにより、整流回路、ＰＦＣ回路及びＤＣ／ＤＣ変換回路の各機能を持ちつつ、装置全体の変換効率を向上することができる。

補足すると、交流電源Ｖ１とインダクタＬ_f，Ｌ₁、Ｈブリッジ、トランスを直列接続する構成とすることで、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの低周波成分を操作することで交流電源電流Ｉ_ACを制御してＰＦＣ回路の機能を実現でき、また、交流電源電流Ｉ_ACを利用してＨブリッジのキャパシタ電圧Ｖ_DCを制御でき、整流回路の機能を実現できる。

またＨブリッジのスイッチング周波数を可変することで、負荷５に供給する出力電圧Ｖ_outを制御でき、ＤＣ／ＤＣ変換回路の機能を実現できる。

このように本実施形態は、従来の整流回路、ＰＦＣ回路、ＤＣ／ＤＣ変換回路といった３つの回路機能を１つの回路段数（Ｈブリッジ）で実現でき、低損失、変換効率の向上、部品点数の低減を実現することができる。

＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置について図１及び図６を参照しながら説明する。

第２の実施形態は、第１の実施形態のうち、スイッチング周波数の制御により、負荷５に供給する出力電圧Ｖ_outを制御する部分を詳細に述べるものである。以下、第１の実施形態と異なる部分について主に述べる。

前述した通り、第１インダクタＬ₁及びトランス１次巻線Ｔ_n1に印加される電圧は、Ｈブリッジのスイッチングにより生じる高周波電圧であり、この高周波電圧の周波数は、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のスイッチング周波数によって変化する。

第１インダクタＬ₁は、一定のインダクタンスを有しているため、印加される電圧の周波数によってインピーダンスが変化する。そのため、Ｈブリッジのスイッチング周波数が変化すると、第１インダクタＬ₁のインピーダンスも変化する。

一方、トランス１次巻線Ｔ_n1には励磁インダクタンスＬ_mが現れるために、第１インダクタＬ₁同様に周波数特性がある。しかしながら、トランス２次巻線Ｔ_n2に抵抗負荷が接続されるため、トランス１次巻線Ｔ_n1から見たときのトランスのインピーダンスは、トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される電圧の周波数によってそれほど変化しない。これは、スイッチング周波数における励磁インダクタンスＬ_mのインピーダンスに比べ、負荷抵抗が十分小さいからである。

このため、スイッチング周波数を上げると、第１インダクタＬ₁のインピーダンスがトランスのインピーダンスよりも相対的に大きくなり、トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高周波電圧が低下する。

逆に、スイッチング周波数を下げると、第１インダクタＬ₁のインピーダンスが相対的に小さくなり、トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高周波電圧が上昇する。

従って、Ｈブリッジのスイッチング周波数を可変して、トランス１次巻線Ｔ_n1に印加される高周波電圧を調整することにより、負荷５に供給する出力電圧Ｖ_outを制御することができる。

上述したように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態に係る電力変換装置に適用されたスイッチング信号生成部の構成を示す模式図である。

第３の実施形態は、第１又は第２の実施形態の具体例又は変形例であり、スイッチング信号生成部２０８に関する部分を詳細に述べるものである。以下、第１又は第２の実施形態と異なる部分について主に述べる。

ここで、スイッチング信号生成部２０８は、Ｖ_{out_ref}設定部２２１、減算部２２２、電圧制御器（ＡＶＲ）２２３、キャリア生成部２２４、コンパレータ２２５、ＮＯＴ回路２２６、定数乗算部２２７、コンパレータ２２８及びＮＯＴ回路２２９を備えている。

ここで、Ｖ_{out_ref}設定部２２１は、予め設定されたキャパシタＣ_outの電圧指令値Ｖ_{out_ref}を減算部２２２に出力する。

減算部２２２は、出力電圧検出部４から受けたＶ_out検出値から、Ｖ_{out_ref}設定部２２１から受けた電圧指令値Ｖ_{out_ref}を減算し、得られた偏差Ｖ_{out_dif}（＝Ｖ_out−Ｖ_{out_ref}）を電圧制御器（ＡＶＲ）２２３に出力する。

電圧制御器（ＡＶＲ）２２３は、減算部２２２から受けた偏差Ｖ_{out_dif}に基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、キャリア周波数ｆ_cを生成し、キャリア周波数ｆ_cをキャリア生成部２２４に出力する。

キャリア生成部２２４は、電圧制御器（ＡＶＲ）２２３から受けたキャリア周波数ｆ_cをもつ三角波キャリアのキャリア信号Ｓ_carを生成し、このキャリア信号Ｓ_carを各コンパレータ２２５，２２８の反転入力端子に出力する。

コンパレータ２２５は、除算部２０７から非反転入力端子に受けた変調指令値Ｄと、キャリア生成部から反転入力端子に受けたキャリア信号Ｓ_carとを比較し、比較結果に応じて「１」又は「０」の値をもつスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}を第１スイッチＳ₁及びＮＯＴ回路２２６に出力する。

ＮＯＴ回路２２６は、コンパレータ２２５から受けたスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}を反転させてスイッチング信号Ｓ₂を生成し、このスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}を第２スイッチＳ₂に出力する。

定数乗算部２２７は、除算部２０７から受けた変調指令値Ｄに定数「−１」を乗じて、得られた変調指令値「−Ｄ」をコンパレータ２２８の非反転入力端子に出力する。

コンパレータ２２８は、定数乗算部２２７から非反転入力端子に受けた変調指令値「−Ｄ」と、キャリア生成部から反転入力端子に受けたキャリア信号Ｓ_carとを比較し、比較結果に応じて「０」又は「１」の値をもつスイッチング信号Ｓ_{3_PWM}を第３スイッチＳ₃及びＮＯＴ回路２２９に出力する。

ＮＯＴ回路２２９は、コンパレータ２２８から受けたスイッチング信号Ｓ_{3_PWM}を反転させてスイッチング信号Ｓ₄を生成し、このスイッチング信号Ｓ_{4_PWM}を第４スイッチＳ₄に出力する。

次に、以上のように構成されたスイッチング信号生成部２０８により、Ｈブリッジの出力に所望の電圧を得るための方法について述べる。

前述した通り、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abは、キャパシタ電圧Ｖ_DCを電源として得られる。そこで、制御部２００においては、Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖ_{ab_ref}を、キャパシタ電圧検出部３から受けたＶ_DC検出値で除算し、得られた変調指令値Ｄ（＝Ｖ_{ab_ref}／Ｖ_DC）をスイッチング信号生成部２０８に出力している。

スイッチング信号生成部２０８では、変調指令値Ｄからパルス波のスイッチング信号を得る方法として、キャリア比較方式を用いている。例えば図７に示した構成により、−１〜＋１の範囲で周期的に変化する三角波キャリアからなるキャリア信号Ｓ_carを生成し、キャリア信号Ｓ_carと変調指令値Ｄとをコンパレータ２２５，２２８で比較する。

キャリア信号Ｓ_carよりも変調指令値Ｄが大きければ、「１」の値をもつスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}を出力すると共に、「０」の値をもつスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}を出力する。

キャリア信号Ｓ_carよりも変調指令値Ｄが小さければ、「０」の値をもつスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}を出力すると共に、「１」の値をもつスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}を出力する。

電力変換装置１００では、このスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}に応じて、Ｈブリッジの各スイッチＳ₁〜Ｓ₄を「１」で点弧し、「０」で消弧することで、所望のＨブリッジ出力電圧Ｖ_abを得ている。

また、このキャリア信号Ｓ_carの周期（＝１／ｆ_c）を変化させることで、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のスイッチング周波数を可変することができる。

キャリア周波数ｆ_cだけを変化させる場合、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abには影響がない。そのため、キャリア周波数ｆ_cを可変することで、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abの低周波成分（すなわち、交流電源電流Ｉ_ACに対応する成分）に影響を与えることなく、スイッチング周波数を可変でき、負荷側の出力電圧Ｖ_outを制御することができる。

上述したように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

＜第４の実施形態＞
図８は、第４の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。

第４の実施形態は、第１〜第３の各実施形態の変形例であり、第１インダクタＬ₁に流れる第１インダクタ電流Ｉ_L1に基づいて、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄をスイッチングする形態である。

ここで、電力変換装置２００ａは、図１に示した構成のうち、交流電源電流Ｉ_ACを検出する電源電流検出部２（電源電流検出手段）に代えて、第１インダクタＬ₁に流れる第１インダクタ電流Ｉ_L1を検出する回路電流検出部２ａ（第１電流検出手段）を備えている。なお、回路電流検出部２ａは、第１インダクタＬ₁と接続点Ｍ₁との間に直列に接続され、第１インダクタＬ₁に流れる第１インダクタ電流Ｉ_L1を検出し、Ｉ_L1検出値を制御部２００ａに出力する。

これに伴い、制御部２００ａは、Ｉ_AC検出値に代えて、Ｉ_L1検出値に基づく制御を実行する。

このような制御部２００ａは、例えば図９に示すように、Ｖ_{DC_ref}設定部２０１、減算部２０２、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３、交流指令値計算部２０４、Ｖ_{DC_ref}設定部２３１、差動増幅部２３２、幅調整部２３３、コンパレータ２３４，２３５、ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６及びＮＯＴ回路２３７を備えている。

ここで、Ｖ_{DC_ref}設定部２０１、減算部２０２、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３及び交流指令値計算部２０４は、前述同様の機能をもっている。但し、交流指令値計算部２０４により得られた電流指令値Ｉ_{AC_ref}の出力先は、幅調整部２３３である。なお、Ｖ_{DC_ref}設定部２０１、減算部２０２及び電圧制御器（ＡＶＲ）２０３は、キャパシタ電圧Ｖ_DCの検出値に基づいて、交流電源電流Ｉ_ACの振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}を計算する振幅指令値計算手段を構成している。交流指令値計算部２０４のうち、例えば図３に示したＰＬＬ２１１及び正弦波生成部２１２は、交流電源電圧Ｖ_ACの検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖ_ACと同位相の正弦波ｓｉｎ ωｔを生成する正弦波生成手段を構成している。また、交流指令値計算部２０４のうち、例えば図３に示した乗算部２１３は、振幅指令値Ｉ_{AC_amp_ref}及び正弦波ｓｉｎ ωｔに基づいて、交流電源電流の電流指令値Ｉ_{AC_ref}を計算する電流指令値計算手段を構成している。

Ｖ_{out_ref}設定部２３１は、予め設定されたキャパシタＣ_outの電圧指令値Ｖ_{out_ref}を差動増幅部２３２に出力する。

差動増幅部（幅送出手段）２３２は、Ｖ_{out_ref}設定部２３１から受けた電圧指令値Ｖ_{out_ref}と、出力電圧検出部４から受けたＶ_out検出値との偏差を検出し、偏差に応じた値を幅dif1として幅調整部２３３に出力する。

幅調整部２３３は、電流指令値Ｉ_{AC_ref}に幅dif1を持たせて消弧指令値ｅｎｖＵＰ及び点弧指令値ｅｎｖＤＮを生成する指令値生成手段を構成している。

具体的には、幅調整部２３３は、図１０に示すように、交流指令値計算部２０４から受けた電流指令値Ｉ_{AC_ref}に、差動増幅部２３２から受けた幅dif1を加算及び減算して、消弧指令値及び点弧指令値を生成する。消弧指令値は、電流指令値Ｉ_{AC_ref}に幅ｄｉｆ１を加算した値ｅｎｖＵＰとし、点弧指令値は、電流指令値Ｉ_{AC_ref}に幅ｄｉｆ１を減算した値ｅｎｖＤＮとする。

ｅｎｖＵＰ＝Ｉ_{AC_ref}＋ｄｉｆ１
ｅｎｖＤＮ＝Ｉ_{AC_ref}−ｄｉｆ１
幅調整部２３３は、点弧指令値ｅｎｖＤＮをコンパレータ２３４の非反転入力端子に出力し、消弧指令値ｅｎｖＵＰをコンパレータ２３５の反転入力端子に出力する。

コンパレータ２３４，２３５は、交流電源電流Ｉ_ACの検出値に代えて第１インダクタ電流Ｉ_L1の検出値を用い、第１インダクタ電流Ｉ_L1の検出値が消弧指令値ｅｎｖＵＰと点弧指令値ｅｎｖＤＮとの範囲内に収まるか否かを判定する判定手段を構成している。

具体的には、コンパレータ２３４は、幅調整部２３３から非反転入力端子に受けた点弧指令値ｅｎｖＤＮと、回路電流検出部２ａから反転入力端子に受けたＩ_L1検出値とを比較し、Ｉ_L1検出値が点弧指令値ｅｎｖＤＮより低いとき、「１」の値をもつセット信号Ｓ_{_set}をＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６に出力する。具体的には、Ｉ_L1＜ｅｎｖＤＮのとき、「１」のセット信号Ｓ_{_set}が出力され、Ｉ_L1＞ｅｎｖＤＮのとき、「０」のセット信号Ｓ_{_set}が出力される。

コンパレータ２３５は、幅調整部２３３から反転入力端子に受けた消弧指令値ｅｎｖＵＰと、回路電流検出部２ａから非反転入力端子に受けたＩ_L1検出値とを比較し、Ｉ_L1検出値が消弧指令値ｅｎｖＵＰより高いとき、「１」の値をもつリセット信号Ｒ_{_reset}をＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６に出力する。具体的には、Ｉ_L1＞ｅｎｖＵＰのとき、「１」のリセット信号Ｒ_{_reset}が出力され、Ｉ_L1＜ｅｎｖＵＰのとき、「０」のリセット信号Ｒ_{_reset}が出力される。

ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６及びＮＯＴ回路２３７は、判定手段（２３４，２３５）による判定の結果に応じて、第１インダクタ電流Ｉ_L1の検出値が範囲内（ｅｎｖＵＰ≦Ｉ_L1≦ｅｎｖＤＮ）から外れるタイミングで開閉を切り替えるようにスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成する第２生成手段を構成している。

具体的には、ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６は、各コンパレータ２３４，２３５から受けた信号Ｓ_{_set}，Ｒ_{_reset}に応じてスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}をＮＯＴ回路２３７並びに第２及び第３スイッチＳ₂，Ｓ₃に出力する。

具体的には、Ｓ_{_set}＝０、Ｒ_{_reset}＝０のとき、スイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}の状態を変化させない。

Ｓ_{_set}＝１、Ｒ_{_reset}＝０のとき、「１」のスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}を出力する。

Ｓ_{_set}＝０、Ｒ_{_reset}＝１のとき、「０」のスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}を出力する。

ＮＯＴ回路２３７は、ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６から受けたスイッチング信号Ｓ_{2_PWM}，Ｓ_{3_PWM}を反転させてスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}を生成し、このスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}，Ｓ_{4_PWM}を第１及び第４スイッチＳ₁，Ｓ₄に出力する。

次に、以上のように構成された電力変換装置の動作について説明する。

前述した通り、交流電源電圧Ｖ_ACとＨブリッジ出力電圧Ｖ_abの差分が第１インダクタＬ₁やトランス１次巻線Ｔ_n1に印加される。すなわち、Ｈブリッジ出力電圧Ｖ_abに応じて第１インダクタＬ₁に印加される電圧Ｖ_L1が変化し、その結果第１インダクタＬ₁に流れる第１インダクタ電流Ｉ_L1が変化する。ここでは、その第１インダクタ電流Ｉ_L1の変化に応じてＨブリッジの各スイッチＳ₁〜Ｓ₄をスイッチングさせる方法について述べる。

スイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成するために、Ｈブリッジに直列接続した第１インダクタＬ₁に流れる第１インダクタ電流Ｉ_L1の瞬時値を示すＩ_L1検出値を用いる。第１インダクタ電流Ｉ_L1の検出値は、交流電源Ｖ１からＨブリッジに向かって流れる方向を正とする。その第１インダクタ電流検出値と、第１インダクタＬ₁に流したい電流、すなわち電力変換装置１００へ流れ込む交流電源電流Ｉ_ACの電流指令値Ｉ_{AC_ref}とを比較する。そして、電流指令値Ｉ_{AC_ref}に対して第１インダクタＬ₁の第１インダクタ電流Ｉ_L1が小さければ、第１インダクタ電流Ｉ_L1が増える方向にＨブリッジをスイッチングする。

図８を例にすると、第２及び第３スイッチＳ₂，Ｓ₃を点弧し、第１及び第４スイッチＳ₁，Ｓ₄を消弧する。そして、第１インダクタ電流値Ｉ_L1が電流指令値Ｉ_{AC_ref}に達したら第２及び第３スイッチＳ₂，Ｓ₃を消弧し、第１及び第４スイッチＳ₁，Ｓ₄を点弧し、第１インダクタ電流Ｉ_L1を減らす方向にスイッチングする。

しかしながら、一つの電流指令値Ｉ_{AC_ref}と、第１インダクタ電流Ｉ_L1の検出値Ｉ_L1とを比較してスイッチング動作を判定すると、連続的なスイッチング動作が生じ、発振してしまう。

そこで、制御部２００ａでは、第２及び第３スイッチＳ₂，Ｓ₃を点弧するための点弧指令値ｅｎｖＤＮと、消弧するための消弧指令値ｅｎｖＵＰとを用意し、第１インダクタ電流Ｉ_L1の検出値とそれぞれ比較することでスイッチの点弧と消弧のタイミングに幅を持たせている。

ここで、点弧指令値ｅｎｖＤＮと消弧指令値ｅｎｖＵＰは、入力電流指令値Ｉ_{AC_ref}に対して偏差ｄｉｆ１を持たせた値とする。これは、いわゆるヒステリシスコンパレータの構成である。

ヒステリシスコンパレータの構成を用いることで、図１０に示す第１インダクタ電流Ｉ_L1は、電流指令値Ｉ_{AC_ref}に追従しながら２つの指令値ｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮの間を折り返すようにスイッチング制御される。このような第１インダクタ電流Ｉ_L1は、電流指令値Ｉ_{AC_ref}の低周波成分と、折り返しによる高周波成分とを含む。

制御部２００ａは、各指令値ｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮとＩ_L1検出値とを常に比較し、例えば、Ｉ_L1検出値が消弧指令値ｅｎｖＵＰより外側に出たことを検出したら４つのスイッチＳ₁〜Ｓ₄の状態を反転させ、第１インダクタ電流Ｉ_L1の傾きを反転させる。

また、制御部２００ａは、Ｉ_L1検出値が点弧指令値ｅｎｖＤＮより外に出たことを検出したら再び４つのスイッチＳ₁〜Ｓ₄の状態を反転させ、第１インダクタ電流Ｉ_L1の傾きを再び反転させる。

従って、制御部２００ａは、電流指令値Ｉ_{AC_ref}に追従するようにＨブリッジのスイッチング信号Ｓ_{1_PWM}〜Ｓ_{4_PWM}を生成してＨブリッジ出力電圧Ｖ_abを制御できる。このとき、点弧指令値ｅｎｖＤＮと、消弧指令値ｅｎｖＵＰのそれぞれ偏差ｄｉｆ１を調整することでスイッチング周波数を加減でき、出力電圧Ｖ_outを制御できる。

上述したように本実施形態によれば、第１インダクタＬ₁に流れる第１インダクタ電流Ｉ_L1に基づいて、各スイッチＳ₁〜Ｓ₄をスイッチングする構成としても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜第５の実施形態＞
図１１は第５の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。

第５の実施形態は、第１〜第３の実施形態の変形例であり、キャパシタＣ_DCの出力電圧Ｖ_DCを検出する出力電圧検出部４に代えて、トランスに設けられた電圧検出用の回路（第２電圧検出手段）を備えている。なお、第５の実施形態は、第４の実施形態の変形例としてもよいが、ここでは第１〜第３の実施形態の変形例の場合を例に挙げて述べる。

ここで、電圧検出用の回路は、トランス１次巻線Ｔ_n1に電磁的に結合したトランス３次巻線Ｔ_n3と、トランス３次巻線Ｔ_n3に接続された第２整流手段（Ｄ₇，Ｄ₈，Ｃ_det）と、、第２整流手段の出力電圧（Ｖ_out’）を第１整流手段（Ｄ₅，Ｄ₆，Ｃ_out）の出力電圧Ｖ_outとして検出する出力電圧検出部４ａ（第２電圧検出部）とを備えている。

具体的には、トランス３次巻線Ｔ_n3の両端には、それぞれ第７ダイオードＤ₇及び第８ダイオードＤ₈の各アノード端子が接続される。第７ダイオードＤ₇及び第８ダイオードＤ₈の各カソード端子は互いに接続される。各カソード端子の接続点と、第８ダイオードＤ₈のアノード端子との間には、キャパシタＣ_outが接続される。キャパシタＣ_detの両端には、キャパシタＣ_detの電圧Ｖ_out’を検出する出力電圧検出部４ａが並列に接続される。

出力電圧検出部４ａは、キャパシタＣ_detの電圧Ｖ_out’を検出し、Ｖ_out’検出値を制御部２００に出力する。制御部２００は、Ｖ_out’検出値を定数乗算部（図示せず）などによりＶ_out検出値に換算し、得られたＶ_out検出値に基づいて、前述同様に動作する。なお、制御部２００は、トランスに設けられた電圧検出用の回路の設計値によっては、Ｖ_out’検出値をＶ_out検出値として入力し、このＶ_out検出値に基づいて、前述同様に動作することも可能である。

以上のような構成によれば、トランス３次巻線Ｔ_n3の電圧を整流して得られる電圧Ｖ_out’を制御部２００にフィードバックしてスイッチング周波数を可変し、負荷５に供給される出力電圧Ｖ_outを制御する。トランスの２次側及び３次側に現れる電圧は、トランス１次側に印加される電圧によって決まる。そのため、トランスの２次側及び３次側に現れる各々の電圧は同様の挙動を示す。

よって、トランス３次巻線Ｔ_n3の電圧を整流及び平滑して得られた電圧Ｖ_out’を検出することにより、２次側の負荷５に供給する出力電圧Ｖ_outを間接的に検出することが可能となる。

上述したように本実施形態によれば、キャパシタＣ_DCの出力電圧Ｖ_DCを検出する出力電圧検出部４に代えて、トランスに設けられた電圧検出用の回路を備えたとしても、第１〜第４の各実施形態と同様の効果を得ることができる。

これに加え、一般に、制御部は、１次側の電位を基準として構成されることが多いため、２次側の電圧Ｖ_outを検出するには絶縁アンプ等の部品が必要となる。これに対し、本実施形態では、トランス３次巻線Ｔ_n3を追加して電圧Ｖ_out’を検出し、Ｖ_out’検出値を制御部２００に入力する。

従って、本実施形態によれば、絶縁アンプ等の追加部品なしで、第１〜第３の各実施形態と同様の制御を実現することができる。

なお、本実施形態は、第１〜第３の実施形態に限らず、第４の実施形態に適用する場合も同様に実施でき、この場合も同様の作用効果を得ることができる。

＜他の実施形態＞
各実施形態では、単相の交流電源Ｖ１を用いたが、交流電源Ｖ１は単相に限定するものではない。三相あるいはそれ以上の多相の交流電源を用いることも可能である。

また、各実施形態ではスイッチとしてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４を用いたが、これに限定されるものではない。例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体素子を用いても良い。あるいはリレーのような機械式スイッチとダイオードの組み合わせで、ＨブリッジのスイッチＳ₁〜Ｓ₄を構成してもよい。

なお、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…入力電圧検出部、２…電源電流検出部、２ａ…回路電流検出部、３…キャパシタ電圧検出部、４，４ａ…出力電圧検出部、５…負荷、１００，１００ａ…電力変換装置、２００，２００ａ…制御部、２０１，２３１…Ｖ_{DC_ref}設定部、２０２，２０５，２２２…減算部、２０３，２２３…電圧制御器（ＡＶＲ）、２０４…交流指令値計算部、２０６…電流制御器（ＡＣＲ）、２０７…除算部、２０８…スイッチング信号生成部、２１０，２２７…定数乗算部、２１１…ＰＬＬ、２１２…正弦波生成部、２１３…乗算部、２２１…Ｖ_{out_ref}設定部、２２４…キャリア生成部、２２５，２２８，２３４，２３５…コンパレータ、２２６，２２９，２３７…ＮＯＴ回路、２３２…差動増幅部、２３３…幅調整部、２３６…ＳＲ-Ｆ/Ｆ。

Claims (4)

1. 交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有するローパスフィルタと、
   前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続された第１インダクタと、
   前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有するトランスと、
   前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなるＨブリッジと、
   前記トランス２次巻線に接続された第１整流手段と、
   前記交流電源の交流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記交流電源に流す交流電源電流を検出する電源電流検出手段と、
   前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出するキャパシタ電圧検出手段と、
   前記第１整流手段から負荷に出力される出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
   前記交流電源電圧の検出値、前記交流電源電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した交流電源電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とに供給する制御手段と、
   を具備し、
   前記制御手段は、前記出力電圧の検出値に基づいて前記出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号を生成する信号生成手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記信号生成手段は、
   前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてキャリア周波数を計算する周波数計算手段と、
   前記キャリア周波数を有するキャリア信号を生成するキャリア生成手段と、
   前記キャリア信号に基づいて、前記スイッチング信号を生成する第１生成手段と
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電源電流検出手段に代えて、前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流を検出する第１電流検出手段を備え、
   前記制御手段は、
   前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電流の振幅指令値を計算する振幅指令値計算手段と、
   前記交流電源電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、
   前記振幅指令値及び前記正弦波に基づいて、前記交流電源電流の電流指令値を計算する電流指令値計算手段と、
   前記出力電圧の検出値と前記出力電圧指令値との偏差を検出し、前記偏差に応じた値を幅として送出する幅送出手段と、
   前記電流指令値に前記幅を持たせて消弧指令値及び点弧指令値を生成する指令値生成手段と、
   前記交流電源電流の検出値に代えて前記第１インダクタ電流の検出値を用い、前記第１インダクタ電流の検出値が前記消弧指令値と前記点弧指令値との範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
   前記判定の結果に応じて、前記第１インダクタ電流の検出値が前記範囲内から外れるタイミングで前記開閉を切り替えるように前記スイッチング信号を生成する第２生成手段と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記出力電圧検出手段に代えて、第２電圧検出手段を備え、
   前記第２電圧検出手段は、
   前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス３次巻線と、
   前記トランス３次巻線に接続された第２整流手段と、
   前記第２整流手段の出力電圧を前記第１整流手段の出力電圧として検出する第２電圧検出部と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。