JP2006034071A

JP2006034071A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2006034071A
Application number: JP2004213310A
Authority: JP
Inventors: Takayoshi Nishiyama; 隆芳西山
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2004-07-21
Filing date: 2004-07-21
Publication date: 2006-02-02

Abstract

【課題】入力電圧Ｖinの変動に起因した出力電圧の変動を抑制する。
【解決手段】トランス１の三次コイルＮ３の電圧を利用して二次側整流平滑回路３の出力電圧Ｖoutを間接的に検出し、この間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）に基づいて出力電圧Ｖoutの安定化制御が行われるスイッチング電源回路Ｓにおいて、補正電圧生成回路２０を設け、この補正電圧生成回路２０によって、外部の電力供給源５から供給される入力電圧Ｖinの変化に応じて変化する平滑用チョークコイル１５の電圧を利用し入力電圧Ｖinを検出して出力電圧Ｖoutに対する間接検出電圧Ｖcc'の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正するための補正電圧Ｖhを生成する。この補正電圧Ｖhは間接検出電圧Ｖcc'に重畳して当該間接検出電圧Ｖcc'の補正を行う。この補正後の間接検出電圧Ｖcc'に基づいて出力電圧Ｖoutの安定化制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁型のフォワードタイプのスイッチング電源回路に関するものである。

図６にはスイッチング電源回路の主要な回路構成部分の一例が示されている。このスイッチング電源回路Ｓは絶縁型のフォワードタイプのコンバータであり、トランス１を有している。このトランス１は、電磁結合された一次コイルＮ１と二次コイルＮ２と三次コイルＮ３を有して構成されており、一次コイルＮ１には主スイッチ素子Ｑ（例えばＭＯＳＦＥＴ）が直列に接続されている。また、二次コイルＮ２には二次側整流平滑回路３が接続され、さらに、三次コイルＮ３には出力電圧検出回路４が接続されている。

このスイッチング電源回路Ｓでは、一次コイルＮ１と主スイッチ素子Ｑの直列接続回路に、外部の電力供給源５が並列接続される構成と成しており、主スイッチ素子Ｑのオン・オフのスイッチング動作によって、電力供給源５からトランス１の一次コイルＮ１への直流電圧の供給が制御されて電力供給源５からの直流電圧が交流に変換される。そして、この交流電圧は一次コイルＮ１から、電磁結合により、二次コイルＮ２および三次コイルＮ３にそれぞれ伝達され、二次コイルＮ２と三次コイルＮ３のそれぞれから出力される。

二次側整流平滑回路３は、整流用のダイオード６，７と、平滑用のチョークコイル８およびコンデンサ１０とを有して構成されており、二次コイルＮ２から出力される交流電圧をダイオード６，７により整流し、また、チョークコイル８およびコンデンサ１０により平滑して直流電圧を作り出す。この作り出された直流電圧は、出力電圧Ｖoutとして外部の負荷１１に出力される。

出力電圧検出回路４は、整流用のダイオード１３，１４と、平滑用のチョークコイル１５およびコンデンサ１６とを有して構成されており、三次コイルＮ３から出力される交流電圧をダイオード１３，１４により整流し、また、チョークコイル１５およびコンデンサ１６により平滑して直流電圧を作り出す。三次コイルＮ３の出力電圧は二次コイルＮ２の出力電圧と略比例関係にあるため、二次コイルＮ２の出力電圧と同様に三次コイルＮ３の出力電圧を整流平滑することで、負荷１１への出力電圧Ｖoutと略比例関係にある直流電圧Ｖccを得ることができる。つまり、出力電圧検出回路４から出力される直流電圧Ｖccは、出力電圧Ｖoutの間接的な検出電圧（間接検出電圧）となっている。

このスイッチング電源回路Ｓでは、その間接検出電圧Ｖccを利用して、出力電圧Ｖoutを予め定めた設定値Ｖspで安定化すべく主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作を制御する制御回路１２が設けられている。この制御回路１２は、誤差増幅器（エラーアンプ）２６とコンパレータ２７と基準電圧源２８と三角波発振回路２９を有して構成されている。

このスイッチング電源回路Ｓでは、出力電圧検出回路４の出力電圧Ｖccは、分圧抵抗体１８，１９により分圧され、当該分圧電圧が間接検出電圧Ｖcc'として制御回路１２の誤差増幅器２６に入力する。誤差増幅器２６は、その間接検出電圧Ｖcc'と、基準電圧源２８の基準電圧とを比較し、その差分に応じた電圧を持つエラー信号をコンパレータ２７に向けて出力する。コンパレータ２７は、そのエラー信号と、三角波発振回路２９から出力される三角波とに基づいて、主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作を制御するためのパルス信号を作り出して主スイッチ素子Ｑの制御端子（ゲート）に加える。

例えば、出力電圧Ｖoutが設定値Ｖspよりも下がり、出力電圧検出回路４による間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）も低下すると、コンパレータ２７から主スイッチ素子Ｑに向けて出力されるスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅が間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）の低下分に応じて広くなる。これにより、主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間が長くなって、出力電圧Ｖoutの低下分が補償される。また反対に、出力電圧Ｖoutが設定値Ｖspよりも増加し、間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）も増加すると、コンパレータ２７から主スイッチ素子Ｑに向けて出力されるスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅が間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）の上昇分に応じて狭くなる。これにより、主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間が短くなって、出力電圧Ｖoutの上昇分が補正される。このような制御回路１２による主スイッチ素子Ｑのスイッチング制御によって、出力電圧Ｖoutの安定化を図ることができる。

特開２００１−２５２４５号公報

しかしながら、図６に示されるスイッチング電源回路Ｓの構成では、負荷１１への出力電圧Ｖoutを間接的に検出し、当該間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）を利用して出力電圧Ｖoutの安定化制御が行われるために、次に示すような問題が生じていた。つまり、スイッチング電源回路Ｓから負荷１１に出力される出力電圧Ｖoutは、図７の実線Ｍに示されるように、外部の電力供給源５から供給される入力電圧Ｖinの高低に関係無く、設定値Ｖspに安定化することが望ましいのに対して、スイッチング電源回路Ｓの構成では、図７の点線Ａに示されるように入力電圧Ｖinが高くなるに従って出力電圧Ｖoutが低くなる事態が生じたり、図７の鎖線Ｂに示されるように入力電圧Ｖinが高くなるに従って出力電圧Ｖoutも高くなるという事態が生じて、入力電圧Ｖinの変動によって出力電圧Ｖoutが設定値Ｖspからずれてしまうという問題が発生する。この問題は、出力電圧Ｖoutと、間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）との比例関係が入力電圧Ｖinの変動によって崩れ易いために生じる。

すなわち、二次コイルＮ２の出力電圧と、三次コイルＮ３の出力電圧とは異なる場合が多く、この場合には、出力電圧検出回路４は二次側整流平滑回路３の回路構成と同様の回路構成であっても、二次コイルＮ２の出力電圧と、三次コイルＮ３の出力電圧との差違によって、出力電圧検出回路４のダイオード１３，１４は、二次側整流平滑回路３のダイオード６，７とは耐電圧や順方向電圧や逆方向電流等の様々な特性の異なる素子が用いられることとなる。なお、もちろん、二次コイルＮ２の出力電圧と、三次コイルＮ３の出力電圧とが同じであっても、ダイオード６，７と、ダイオード１３，１４とは、互いに特性が異なる素子が用いられることがある。

例えば、電圧値αの入力電圧Ｖinを供給する電力供給源５が接続されると想定し、出力電圧検出回路４による間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）に基づいた制御回路１２の制御動作によって出力電圧Ｖoutが設定値Ｖspで安定的に出力できるように、制御回路１２や出力電圧検出回路４の回路定数を設定したとする。このように出力電圧Ｖoutが設定値Ｖspで安定化するように回路定数を設定しても、電圧値αとは異なる電圧値βの入力電圧Ｖinを供給する電力供給源５がスイッチング電源回路Ｓに接続されてしまうと、その入力電圧Ｖinの変動によってスイッチング周期の中で例えばダイオード６，７，１３，１４に順方向電圧が印加される期間がそれぞれ変化する。ダイオード６，７，１３，１４の順方向電圧特性が異なっていると、入力電圧Ｖinの変動による各ダイオード６，７，１３，１４の順方向電圧の変化量は、各ダイオード６，７，１３，１４毎に異なる。二次側整流平滑回路３と出力電圧検出回路４で例えば同じ特性のダイオードとチョークコイルを用いたとしても、二次コイルＮ２と三次コイルＮ３の巻数比が異なっていれば、その巻数比分だけ変化量に差が生じてしまう。このため、入力電圧Ｖinが変化すると、出力電圧Ｖoutと、間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）との比例関係が崩れてしまい、これに起因して、出力電圧Ｖoutを設定値Ｖspに安定化することができなくなり、出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinの変動に応じて設定値Ｖspからずれてしまう。

本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、入力電圧の変動に関係無く、出力電圧を設定値に安定化することができるスイッチング電源回路を提供することにある。

上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、外部の電力供給源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路とを有するスイッチング電源回路において、出力電圧検出回路は、三次コイルの電圧を平滑する平滑用のチョークコイルを有して構成され、外部の電力供給源からの入力電圧の変化に応じて変化する平滑用のチョークコイルの電圧を利用し入力電圧を検出して出力電圧検出回路の前記検出電圧の入力電圧に応じたずれを補正するための補正電圧を生成する補正電圧生成回路が設けられており、出力電圧検出回路の検出電圧には補正電圧生成回路の補正電圧が重畳されて検出電圧の前記入力電圧に応じたずれが補正され当該補正後の検出電圧が制御回路に加えられることを特徴としている。

この発明では、出力電圧検出回路は平滑用のチョークコイルを有して構成されており、その平滑用のチョークコイルに生じる電圧波形は外部の電力供給源からの入力電圧の変化に応じて変化することに着目した。つまり、この発明では、二次側整流平滑回路の出力電圧に対する出力電圧検出回路の検出電圧（間接検出電圧）の入力電圧に応じたずれを補正するための補正電圧を生成する補正電圧生成回路が設けられており、この補正電圧生成回路は、平滑用のチョークコイルの電圧を利用して入力電圧を検出して補正電圧を生成する構成とした。このため、例えば、入力電圧を検出するための入力電圧検出用のコイルをわざわざトランスに設けることなく、また、入力電圧を検出するために入力電圧に応じた電圧を発生させるための部品を設けることなく、間接検出電圧のずれ補正用の補正電圧を生成することができるので、トランスの大型化や部品点数の増加を抑えることができる。

また、出力電圧検出回路の平滑用のチョークコイルの電圧の波形は、外部の電力供給源からの入力電圧に応じて、そのデューティおよび正負の一方側の極性の振幅がそれぞれ変化するものであることから、その平滑用のチョークコイルの電圧の振幅とデューティの何れか一方を利用して入力電圧を検出することができる。このことを考慮して構成された補正電圧生成回路（つまり、平滑用のチョークコイルの電圧の振幅を利用して入力電圧を検出して補正電圧を生成する補正電圧生成回路、又は、平滑用のチョークコイルの電圧のデューティを利用して入力電圧を検出して補正電圧を生成する補正電圧生成回路）が設けられているものにあっては、簡単な回路構成でもって補正電圧を生成することができる。このため、スイッチング電源回路の回路構成の複雑化を抑制することができる。

例えば、平滑用のチョークコイルの電圧の振幅を利用して補正電圧を生成する補正電圧生成回路は、平滑用のチョークコイルの正負一方側の極性の電圧を半波整流するためのダイオードと、このダイオードにより半波整流された電圧のピーク値の電圧が充電されるコンデンサとを有して構成でき、コンデンサの充電電圧が補正電圧として出力される。また、平滑用のチョークコイルの電圧のデューティを利用して補正電圧を生成する補正電圧生成回路は、平滑用のチョークコイルの正負一方側の極性の電圧を半波整流するためのダイオードを有して構成でき、ダイオードにより半波整流された電圧が補正電圧として出力される。このように、平滑用のチョークコイルの電圧の振幅を利用する場合も、平滑用のチョークコイルの電圧のデューティを利用する場合も、少ない部品点数で、かつ、簡単な回路構成でもって補正電圧生成回路を構築することができる。

ところで、出力電圧検出回路との接続位置が同じという条件の下で、平滑用のチョークコイルの電圧の振幅を利用する補正電圧生成回路の補正電圧と、平滑用のチョークコイルの電圧のデューティを利用する補正電圧生成回路の補正電圧とが互いに逆極性となるように、上記振幅利用の補正電圧生成回路と、デューティ利用の補正電圧生成回路とをそれぞれ構成することができる。このため、例えば、振幅利用の補正電圧生成回路を出力電圧検出回路に接続することによって出力電圧を下げる方向に調整できる場合には、その振幅利用の補正電圧生成回路と出力電圧検出回路との接続部分にデューティ利用の補正電圧生成回路を振幅利用の補正電圧生成回路に代えて接続することによって出力電圧を上げる方向に調整できる。また反対に、振幅利用の補正電圧生成回路を出力電圧検出回路に接続することによって出力電圧を上げる方向に調整できる場合には、その振幅利用の補正電圧生成回路と出力電圧検出回路との接続部分にデューティ利用の補正電圧生成回路を振幅利用の補正電圧生成回路に代えて接続することによって出力電圧を下げる方向に調整できる。

すなわち、二次側整流平滑回路および出力電圧検出回路の回路構成が同じでも、二次側整流平滑回路の出力電圧に対する出力電圧検出回路の検出電圧の入力電圧に応じたずれに起因して、入力電圧が高くなるに従って出力電圧が上昇してしまう上向きの出力電圧特性を持つ場合と、入力電圧が高くなるに従って出力電圧が降下してしまう下向きの出力電圧特性を持つ場合とがあるが、出力電圧検出回路と、補正電圧生成回路とを接続するための配線形態を変更することなく、振幅利用の補正電圧生成回路と、デューティ利用の補正電圧生成回路との何れか一方の補正に適した方の補正電圧生成回路を設けるだけで、出力電圧特性の補正を適切に行うことができる。つまり、上向きの出力電圧特性を補正するための補正電圧生成回路を備える場合も、下向きの出力電圧特性を補正するための補正電圧生成回路を備える場合も、補正電圧生成回路と、出力電圧検出回路とを接続するための配線形態を同じにできることから、上向きの出力電圧特性を補正するための補正電圧生成回路を備えたスイッチング電源回路も、下向きの出力電圧特性を補正するための補正電圧生成回路を備えたスイッチング電源回路も、同じ配線パターンが形成された回路基板を利用して、構築することができる。つまり、回路基板の共通化を図ることができることから、材料コストの低減を図ることができて、スイッチング電源回路の低コスト化を促進することができる。

また、半波整流用のダイオードおよびピーク充電用のコンデンサを備えた振幅利用の補正電圧生成回路と、半波整流用のダイオードを備えたデューティ利用の補正電圧生成回路とは、コンデンサの有無およびダイオードの極性の向きの違いだけが異なる以外は同じであるという回路構成とすることができる。このため、例えば、ダイオードを別の特性を持つダイオードに変更する設計変更が成されたことにより、例えば上向きの出力電圧特性を補正しなければならない状態から、下向きの出力電圧特性を補正しなければならない状態になったときに、補正電圧生成回路のコンデンサの有無と、ダイオードの極性の向きを変更するだけで、出力電圧特性の変動に対応することができることとなるので、設計変更に迅速に対応することができる。

以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。

図１には第１実施形態例のスイッチング電源回路の主要な回路構成部分が示されている。この第１実施形態例のスイッチング電源回路Ｓは、図６に示すスイッチング電源回路Ｓの構成に加えて、補正電圧生成回路２０が設けられている。なお、この第１実施形態例の説明において、図６のスイッチング電源回路Ｓと同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。

この第１実施形態例では、出力電圧検出回路４の間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）の入力電圧Ｖinに応じたずれに起因して、図７の点線Ａに示されるように入力電圧Ｖinが高くなるに従って出力電圧Ｖoutが降下する下向きの出力電圧特性となってしまうことに対する対策として、補正電圧生成回路２０が設けられている。この第１実施形態例では、補正電圧生成回路２０は、入力電圧Ｖinを検出して、間接検出電圧Ｖcc'の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正するための補正電圧を生成し、当該補正電圧を間接検出電圧Ｖcc'に重畳して補正し、これにより、出力電圧特性を図７の実線Ｍに示されるような理想的な状態に補正する回路構成を有している。

ところで、出力電圧検出回路４の平滑用のチョークコイル１５において、コンデンサ１６と接続する側の端部Ｐsはグランド電位の直流電位となっている。また、整流用のダイオード１３，１４と接続する側のチョークコイル端部Ｐaは、主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作に応じて変動する交流電位となっており、この平滑用チョークコイル１５の一方側の端部Ｐaの電位の波形は、他方側の端部Ｐsのグランド電位を基準としたときに、主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作に応じた例えば図２（ｂ）に示されるような波形となる。つまり、平滑用チョークコイル１５に生じる電圧Ｖ15は、主スイッチ素子Ｑがスイッチオフしているときには（主スイッチ素子Ｑのゲートに駆動電圧が印加されていないときには（図２（ａ）参照））、出力電圧検出回路４から出力される間接検出電圧Ｖccと同じ電圧値を持つ正の極性の電圧となる。また、電力供給源５から供給される入力電圧をＶinとし、一次コイルＮ１の巻き数をＮ１とし、三次コイルＮ３の巻き数をＮ３としたときに、主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間中に平滑用チョークコイル１５に生じる電圧Ｖ15は、Ｖ15＝Ｖin×（Ｎ３／Ｎ１）−Ｖccの数式により求まる電圧値を持つ負の極性の電圧となる。

このような平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15は、入力電圧Ｖinが高くなると、図３（ｂ）に示されるような電圧波形となる。つまり、入力電圧Ｖinが高くなると、主スイッチ素子Ｑのデューティ（つまり、主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作の１周期Ｔswに対するスイッチオン期間Ｔonの割合（Ｔon／Ｔsw））が小さくなり、これにより、平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15のデューティ（電圧Ｖ15の波形の１周期Ｔswに占める基準電圧（グランド電位）よりも高くなる期間Ｔ_＋（Ｔ_＋／Ｔsw））は大きくなる。

また、主スイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中の平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15は、入力電圧Ｖinの変動に関係無く、出力電圧検出回路４から出力される間接検出電圧Ｖccと同じ電圧であるのに対して、主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間中の平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15は、前述したように、Ｖ15＝Ｖin×（Ｎ３／Ｎ１）−Ｖccの数式により求まる電圧値を持つ負の極性の電圧であることから、入力電圧Ｖinが高くなると、その入力電圧Ｖinの上昇に応じて、主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間における平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15は、負側に大きくなる。

すなわち、平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15は、入力電圧Ｖinに応じて、その電圧波形のデューティおよび電圧波形の負極性側の振幅が変化する。この第１実施形態例では、補正電圧生成回路２０は、その平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15の負極性側の振幅を利用して入力電圧Ｖinを検出し間接検出電圧Ｖcc'の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正するための補正電圧Ｖhを生成する回路構成を備えている。この第１実施形態例では、補正電圧生成回路２０は、半波整流用のダイオード２１と、コンデンサ２２と、抵抗体２３とを有して構成されている。ダイオード２１のカソード側は平滑用チョークコイル１５のダイオード接続側の端部Ｐaに接続され、ダイオード２１のアノード側はコンデンサ２２の一端側および抵抗体２３の一端側に接続されている。コンデンサ２２の他端側は平滑用チョークコイル１５のコンデンサ接続用の端部Ｐsに接続され、抵抗体２３の他端側は分圧抵抗体１８，１９の接続部に接続されている。

この第１実施形態例では、主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間中における平滑用チョークコイル１５の負極性側のピーク電圧値が入力電圧Ｖinの変動に応じて可変することに着目しており、補正電圧生成回路２０のダイオード２１は、その主スイッチ素子Ｑのスイッチオン期間中における平滑用チョークコイル１５の負極性側の電圧を半波整流して取り出し、コンデンサ２２には、そのダイオード２１により半波整流された電圧のピーク値が充電される。つまり、コンデンサ２２の充電電圧は入力電圧Ｖinに応じた負の電圧となり、このコンデンサ２２の充電電圧が抵抗体２３を通って補正電圧Ｖhとして間接検出電圧Ｖcc'に重畳される。抵抗体２３は、補正電圧Ｖhの電圧値の調整を行うためのものであり、当該抵抗体２３の抵抗値は、コンデンサ２２の充電電圧を、間接検出電圧Ｖcc'の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正するのに適切な値まで降下させることができる値となっている。

以下に、第２の実施形態例を説明する。なお、第２実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。

この第２実施形態例では、図７の鎖線Ｂに示されるように入力電圧Ｖinが高くなるに従って出力電圧Ｖoutが上昇する上向きの出力電圧特性に対する対策として、図４（ａ）に示されるような補正電圧生成回路２０が設けられている。その補正電圧生成回路２０以外の構成は第１実施形態例のスイッチング電源回路Ｓの構成と同様である。

この第２実施形態例における補正電圧生成回路２０は、平滑用チョークコイル１５の電圧のデューティを利用して入力電圧Ｖinを検出して補正電圧Ｖhを生成するのものであり、半波整流用のダイオード２４と、抵抗体２３とを有して構成されている。ダイオード２４のアノード側は平滑用チョークコイル１５のダイオード接続側の端部Ｐaに接続され、このダイオード２４のカソード側には抵抗体２３の一端側が接続され、抵抗体２３の他端側は分圧抵抗体１８，１９の接続部に接続されている。この第２実施形態例では、補正電圧生成回路２０のダイオード２４は、主スイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中の平滑用チョークコイル１５の正極性側の電圧を半波整流により取り出している。この半波整流された正の電圧が抵抗体２３を通って補正電圧Ｖｈとして間接検出電圧Ｖcc'に重畳される。なお、抵抗体２３は第１実施形態例と同様に補正電圧Ｖhの電圧値の調整を行うものである。

この第２実施形態例では、補正電圧生成回路２０から出力される補正電圧Ｖhの極性は、第１実施形態例で示した補正電圧生成回路２０から出力される補正電圧Ｖhと逆極性となっているため、第１実施形態例と逆向きに出力電圧特性が補正されて、図７の鎖線Ｂに示されるような上向きの出力電圧特性を図７の実線Ｍに示されるような要望の出力電圧特性に補正することができる。

ところで、コンパレータ２６は直流電圧同士を比較するものであることから、当該コンパレータ２６に対して高い応答性は必要ないと判断されて、この第２実施形態例では、コンパレータ２６の応答性は、例えば主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作の周波数（スイッチング周波数（例えば、数百kHz））に比べて十分に低い数十kHz程度に設定される場合が多い。このコンパレータ２６の応答性のために、間接検出電圧Ｖcc'に重畳されてコンパレータ２６に加えられる補正電圧Ｖhは半波整流の交流電圧であるのにも拘わらず、コンパレータ２６にとっては、ダイオード２４により半波整流された電圧の平均値に応じた直流電圧と見なされる。その半波整流電圧の平均値は半波整流電圧の振幅が変化しなければディーティに応じて変化することから、コンパレータ２６は、補正電圧Ｖhを、平滑用チョークコイル１５の電圧のデューティに応じた電圧値を持つ直流電圧（つまり、入力電圧Ｖinに応じた電圧値を持つ直流電圧）と見なすことができる。

このため、平滑用チョークコイル１５の電圧をダイオード２４により半波整流して、主スイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中の平滑用チョークコイル１５の正極性側の電圧を取り出しただけの電圧であっても、補正電圧Ｖhとして、出力電圧の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正することができる。

この第２実施形態例において特徴的な補正電圧生成回路２０は上記のように構成されている。この補正電圧生成回路２０を、第１実施形態例に示した補正電圧生成回路２０と比較すると、ダイオード２１，２４の極性の向きが逆向きであることと、コンデンサ２２の有無とに違いがあるものの、補正電圧生成回路２０と出力電圧検出回路４との間の配線形態は同じである。このことから、第２実施形態例のスイッチング電源回路Ｓは、第１実施形態例のスイッチング電源回路Ｓを構成するための配線パターンが形成された回路基板と同じ回路基板を使用して作製することができる。つまり、第１実施形態例に示した補正電圧生成回路２０のダイオード２１に代えて、極性の向きを逆向きにしたダイオード２４を設け、また、コンデンサ２２を省略するだけで、同じ回路基板を利用して、第２実施形態例のスイッチング電源回路Ｓを作製することができる。なお、そのように第１実施形態例のスイッチング電源回路Ｓを構成することもできる回路基板を利用して、第２実施形態例のスイッチング電源回路Ｓを作製する場合には、補正電圧生成回路２０のコンデンサ２２を搭載するためのランドが回路基板上に形成されているが、そのランドにはコンデンサ２２は設けないこととなる。

このように、第１実施形態例のスイッチング電源回路Ｓを構成するための回路基板と、第２実施形態例のスイッチング電源回路Ｓを構成するための回路基板とを別々に用意しなくて済むので、回路基板の共通化が図られて材料コストの低減を図ることができる。これにより、スイッチング電源回路Ｓの低コスト化を図ることができる。

なお、この第２実施形態例では、制御回路１２のコンパレータ２６の応答性がスイッチング周波数よりも格段に低いことから、平滑用チョークコイル１５の電圧を半波整流しただけの電圧が入力電圧Ｖinに応じた電圧として見なされて、出力電圧特性の補正が成されていた。これに対して、コンパレータ２６の応答性がよいと、この第２実施形態例に示した構成のままでは、出力電圧特性の補正が良好に行われない場合がある。このような場合には、例えば、図４（ｂ）に示されるように、抵抗体２３から分圧抵抗体１８，１９の接続部Ｘに至るまでの導通路に抵抗体３０を直列に介設し、また、抵抗体２３，３０の接続部と、グランドとを接続する導通路を設け当該導通路にコンデンサ２５を介設する。このコンデンサ２５により、抵抗体２３を通った半波整流の電圧Ｖhが平均化されて平滑用チョークコイル１５の電圧のデューティに応じた電圧（つまり、入力電圧Ｖinに応じた電圧）が作り出される。この結果、上記同様に、出力電圧特性の補正を良好に行うことができることとなる。なお、回路基板のレイアウトによっては、上記コンデンサ２５と同様な浮遊容量が生じることがあり、この場合には、コンパレータ２６の応答性がよい場合であっても、コンデンサ２５を設けずに、その浮遊容量により電圧Ｖhが平均化されて入力電圧Ｖinに応じた電圧を作り出すことができて、出力電圧特性を良好に補正することができる。

以下に、第３実施形態例を説明する。なお、この第３実施形態例の説明において、第１や第２の各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。

第１や第２の各実施形態例では、出力電圧検出回路４には、ダイオード１３，１４のアノード側同士を接続して成るアノードコモンタイプの整流回路が備えられているのに対して、この第３実施形態例では、出力電圧検出回路４には、図５（ａ）、（ｂ）に示されるように、ダイオード１３，１４のカソード側同士を接続して成るカソードコモンタイプの整流回路が備えられている。

この第３実施形態例では、出力電圧検出回路４の間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）の入力電圧Ｖinに応じたずれに起因して、図７の点線Ａに示されるような下向きの出力電圧特性を有する場合には、図５（ａ）に示されるような補正電圧生成回路２０が設けられ、また、間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）のずれに起因して、図７の鎖線Ｂに示されるような上向きの出力電圧特性を有する場合には、図５（ｂ）に示されるような補正電圧生成回路２０が設けられる。なお、この第３実施形態例では、出力電圧検出回路４および補正電圧生成回路２０に関わる構成以外のスイッチング電源回路Ｓの構成は第１と第２の各実施形態例と同様である。

この第３実施形態例に示される出力電圧検出回路４の回路構成では、平滑用チョークコイル１５のコンデンサ接続側の端部Ｐsの電位は、出力電圧検出回路４から出力される間接検出電圧Ｖccと同電位の直流電位となる。また、平滑用チョークコイル１５のダイオード接続側の端部Ｐaの電位は、主スイッチ素子Ｑのスイッチング動作に応じて変動し、この平滑チョークコイル１５の一方側の端部Ｐaの電位（つまり、平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15）は、他方側の端部Ｐsの電位を基準とすると、前述した図２や図３に示される波形と同様な波形を持つ交流電圧となる。すなわち、平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15は、第１や第２の各実施形態例と同様に、入力電圧Ｖinに可変に応じて、その電圧波形のデューティおよび電圧波形の正負の一方側の極性の振幅が可変する。

この第３実施形態例では、図５（ａ）に示される補正電圧生成回路２０は、平滑用チョークコイル１５の電圧波形のデューティを利用して入力電圧Ｖinを検出して間接検出電圧Ｖcc'の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正するための補正電圧Ｖhを生成する回路構成を備えるものであり、当該補正電圧生成回路２０は、ダイオード２４と、抵抗体２３とが有して構成されている。そのダイオード２４のカソード側は平滑用のチョークコイル１５のダイオード接続側の端部Ｐaに接続され、ダイオード２４のアノード側には抵抗体２３の一端側が接続され、抵抗体２３の他端側は分圧抵抗体１８，１９の接続部に接続されている。この補正電圧生成回路２０では、第２実施形態例に示した補正電圧生成回路２０と同様に、ダイオード２４により平滑用のチョークコイル１５の電圧Ｖ15を負極性側で半波整流し、この半波整流された電圧の電圧値を抵抗体２３により調整して補正電圧Ｖhを生成して間接検出電圧Ｖcc'に重畳している。この構成の場合にも、第２実施形態例と同様に、半波整流されただけの交流電圧が補正電圧Ｖhとして間接検出電圧Ｖcc'に重畳されるが、コンパレータ２６の応答性に低さによって、その補正電圧Ｖhは、平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15のデューティに応じた電圧（つまり、入力電圧Ｖinに応じた電圧）と見なされて、出力電圧特性の補正が成される。

図５（ｂ）に示される補正電圧生成回路２０は、平滑用チョークコイル１５の電圧波形の振幅を利用して入力電圧Ｖinを検出して間接検出電圧Ｖcc（Ｖcc'）の入力電圧Ｖinに応じたずれを補正するための補正電圧Ｖhを生成する回路構成を備えるものであり、当該補正電圧生成回路２０は、ダイオード２１と、コンデンサ２２と、抵抗体２３とを有して構成されている。そのダイオード２１のアノード側は平滑用チョークコイル１５のダイオード接続側の端部Ｐaに接続され、ダイオード２１のカソード側はコンデンサ２２の一端側と、抵抗体２３の一端側とにそれぞれ接続され、コンデンサ２２の他端側は平滑用チョークコイル１５のコンデンサ接続側の端部Ｐsに接続され、抵抗体２３の他端側は分圧抵抗体１８，１９の接続部に接続されている。このような補正電圧生成回路２０では、ダイオード２１により平滑用チョークコイル１５の電圧Ｖ15の正極性側の電圧が半波整流されて取り出され、この半波整流された電圧のピーク値がコンデンサ２２に充電される。このコンデンサ２２の充電電圧が抵抗体２３を通って間接検出電圧Ｖcc'に重畳される。

この第３実施形態例で示した図５（ａ）の補正電圧生成回路２０と、図５（ｂ）の補正電圧生成回路２０との差違は、ダイオード２１，２４の極性の向きと、コンデンサ２２の有無の違いだけであり、補正電圧生成回路２０と出力電圧検出回路４側とを接続するための配線形態は同じである。このことから、図５（ａ）の補正電圧生成回路２０を設ける場合も、図５（ｂ）の補正電圧生成回路２０を設ける場合も、同じ回路基板を利用してスイッチング電源回路Ｓを構築することができる。

なお、この発明は第１〜第３の各実施形態例の形態に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１〜第３の各実施形態例では、二次側整流平滑回路３は、ダイオード６，７を利用して整流動作を行っていたが、例えば、それらダイオード６，７に代えて、ＭＯＳＦＥＴ等の同期整流器が設けられていてもよい。

第１実施形態例のスイッチング電源回路を説明するための回路図である。出力電圧検出回路を構成する平滑用のチョークコイルに生じる電圧の波形例を説明するための図である。図２に引き続き、出力電圧検出回路の平滑用チョークコイルに生じる電圧の波形例を説明するための図である。第２実施形態例のスイッチング電源回路を説明するための回路図である。第３実施形態例のスイッチング電源回路を説明するための回路図である。間接制御タイプのスイッチング電源回路の一回路構成例を説明するための回路図である。従来の問題点を説明するための図である。

符号の説明

１トランス
３二次側整流平滑回路
４出力電圧検出回路
５電力供給源
１２制御回路
１５平滑用のチョークコイル
２０補正電圧生成回路
Ｓスイッチング電源回路

Claims

電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、
外部の電力供給源からトランスの一次側への入力電圧の供給をスイッチング動作により制御してトランスの一次コイルに発生する電圧を制御する主スイッチ素子と、
トランスの一次コイルの電圧に応じたトランスの二次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、
トランスの三次コイルに発生した電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の間接的な検出電圧として検出出力する出力電圧検出回路と、
出力電圧検出回路から出力された検出電圧に基づいて主スイッチ素子のスイッチング動作を制御して二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化制御を行う制御回路と
を有するスイッチング電源回路において、
出力電圧検出回路は、三次コイルの電圧を平滑する平滑用のチョークコイルを有して構成され、
外部の電力供給源からの入力電圧の変化に応じて変化する平滑用のチョークコイルの電圧を利用し入力電圧を検出して出力電圧検出回路の前記検出電圧の入力電圧に応じたずれを補正するための補正電圧を生成する補正電圧生成回路が設けられており、
出力電圧検出回路の検出電圧には補正電圧生成回路の補正電圧が重畳されて検出電圧の前記入力電圧に応じたずれが補正され当該補正後の検出電圧が制御回路に加えられることを特徴とするスイッチング電源回路。
出力電圧検出回路の平滑用のチョークコイルに生じる電圧の波形の振幅は、外部の電力供給源からの入力電圧に応じて変化するものであり、補正電圧生成回路は、その平滑用のチョークコイルの電圧の振幅を利用して入力電圧を検出して、二次側整流平滑回路の出力電圧に対する出力電圧検出回路の検出電圧の入力電圧に応じたずれを補正するための補正電圧を生成する構成としたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
補正電圧生成回路は、平滑用のチョークコイルの電圧波形の正負の一方の極性側を半波整流するためのダイオードと、このダイオードにより半波整流された電圧のピーク値の電圧が充電されるコンデンサとを有して構成されており、コンデンサの充電電圧が補正電圧として出力される構成と成していることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
出力電圧検出回路の平滑用のチョークコイルに生じる電圧の波形は、１周期に占める予め定められた基準電圧よりも高くなる期間の割合であるデューティが、外部の電力供給源からの入力電圧の可変に応じて可変するものであり、補正電圧生成回路は、その平滑用のチョークコイルの電圧波形のデューティを利用し入力電圧を検出して、二次側整流平滑回路の出力電圧に対する出力電圧検出回路の検出電圧の入力電圧に応じたずれを補正するための補正電圧を生成する構成としたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
補正電圧生成回路は、平滑用のチョークコイルの電圧波形の正負の一方の極性側を半波整流するためのダイオードを有して構成され、そのダイオードにより半波整流された電圧が補正電圧として出力される構成と成していることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。